TWI762396B - 高電壓轉換比直流轉換器 - Google Patents

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TWI762396B
TWI762396B TW110128276A TW110128276A TWI762396B TW I762396 B TWI762396 B TW I762396B TW 110128276 A TW110128276 A TW 110128276A TW 110128276 A TW110128276 A TW 110128276A TW I762396 B TWI762396 B TW I762396B
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陳信助
楊松霈
黃昭明
買柏豪
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崑山科技大學
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Abstract

本發明係有關於一種高電壓轉換比直流轉換器，其主要係由兩組升壓型轉換器以輸入並聯輸出串聯連結，並且利用電壓舉升模組串接在輸出端，以提升電壓增益；電壓舉升模組由兩個耦合電感的二次側串聯連接及二個舉升電容和舉升二極體組成，兩個功率開關採用相差半切換週期的交錯式操作，使得耦合電感一次側繞組的電流漣波能部份相消，降低輸入電流漣波大小；藉此，以具有高升壓特性，但是不必操作在極大導通比，高輸出電壓時，功率開關具有遠低於輸出電壓的低電壓應力，可以降低功率開關的導通損失，高輸入電流應用時，具有低輸入電流漣波，而且漏電感能改善二極體的反向恢復損失，使得其適合高升壓、高效率和高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

高電壓轉換比直流轉換器
本發明係有關於一種高電壓轉換比直流轉換器，尤其是指一種具有高升壓特性，但是不必操作在極大導通比；高輸出電壓時，功率開關具有遠低於輸出電壓的低電壓應力，可以降低功率開關的導通損失；高輸入電流應用時，具有低輸入電流漣波；而且漏電感能改善二極體的反向恢復損失，使得其適合高升壓、高效率和高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
按，《巴黎協定》希望各國透過再生能源，用更經濟、有效的方式達成減排目標，追求經濟的「綠色成長」。爰此，再生能源的利用必定是各國產業發展的重點方向，包含太陽能、風力能、水力能、地熱能、潮汐能、生質能及燃料電池等。例如在歐洲、日本與美國裝設於屋頂的住宅型太陽能併網電力系統，最近成為成長快速的市場。在再生能源電力系統應用中，太陽能發電系統及燃料電池發電系統的技術發展越來越成熟，常常在分散式發電系統［distributed generation system］扮演重要的角色。
由於住宅型應用［residential applications］的安全性與可靠性的問題，太陽能電池模組與燃料電池所產生的輸出電壓是屬於低電壓，一般不超過
Figure 02_image045
，為了達到併網發電系統或直流微電網的需求，必須先將此低電壓利用高升壓DC-DC轉換器，升壓至一個高直流排電壓。例如：對於一個單相
Figure 02_image047
的電網系統而言，此高直流排電壓常為
Figure 02_image049
，以利全橋換流器［inverter］的DC-AC轉換。理論上，操作在極高導通比的傳統升壓型［boost］轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，電壓轉換比受限在約5倍以下，因此當電壓增益超過5倍的需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。因此近幾年高升壓DC-DC轉換器是電力電子工程領域中常見的研究主題之一。
請參閱第二十三圖現有之傳統升壓型轉換器電路圖所示，該升壓型轉換器(2)電路中
Figure 02_image051
為電感的等效串聯電阻，當考慮理想元件［
Figure 02_image053
］且操作在連續導通模式［CCM］模式時，其輸出電壓增益
Figure 02_image055
Figure 02_image057
電壓增益完全決定於開關導通比［duty ratio］
Figure 02_image059
。理論上要得到高電壓增益，轉換器必須操作在極大導通比；但是實務上，由於寄生元件的存在，例如
Figure 02_image061
，則電壓增益
Figure 02_image063
與效率
Figure 02_image064
對導通比的表示式分別為
Figure 02_image066
Figure 02_image068
請再參閱第二十四圖現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線圖及第二十五圖現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線圖所示，可知操作在極大導通比的轉換器電壓增益是有所限制，而且轉換效率不佳，另外操作在極大導通比的升壓型轉換器衍生了以下問題：容易產生很大的輸入電流漣波，使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加，減少燃料電池的使用壽命；此外，輸出二極體的反向恢復損失相當大。
使得為了適合高功率應用及降低輸入電流漣波的特性，請參閱第二十六圖現有之交錯式升壓型轉換器電路圖所示，即有業者發展出交錯式升壓型轉換器(3)，然而該交錯式升壓型轉換器(3)之功率開關仍需承受高電壓應力，其導通損失會隨開關導通比增大而增加；因此研發交錯式DC-DC轉換器拓樸具有高升壓特性，但是不必操作在極大開關導通比，改善二極體的反向恢復損失問題，是重要的考量。
再者，典型交錯式升壓型轉換器之開關電壓應力為高壓的輸出電壓，由於高耐壓的MOSFET，一般都具有高導通電阻
Figure 02_image070
的特性，導致較高的導通損失；因此在開關成本、導通電阻、耐壓限制與轉換效率的考量之下，研發高升壓DC-DC轉換，而功率開關具有低電壓應力，是另一個重要的考量。
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種高電壓轉換比直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種高電壓轉換比直流轉換器，主要係具有高升壓特性，但是不必操作在極大導通比；高輸出電壓時，功率開關具有遠低於輸出電壓的低電壓應力，可以降低功率開關的導通損失；高輸入電流應用時，具有低輸入電流漣波；而且漏電感能改善二極體的反向恢復損失，使得其適合高升壓、高效率和高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：
首先，請參閱第一圖本發明之電路圖及第二圖本發明之等效電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要係於輸入電壓
Figure 02_image001
之正極分別連接第一耦合電感一次側
Figure 02_image003
之第一端及第二耦合電感一次側
Figure 02_image011
之第一端，該第一耦合電感一次側
Figure 02_image072
形成有第一磁化電感
Figure 02_image007
，該第二耦合電感一次側
Figure 02_image011
形成有第二磁化電感
Figure 02_image015
，於該第一耦合電感一次側
Figure 02_image003
之第二端分別連接有第一功率開關
Figure 02_image019
之第一端、第一輸出電容
Figure 02_image023
之第一端及第二輸出電容
Figure 02_image025
之第二端，且於該第一耦合電感一次側
Figure 02_image003
之第二端與該第一功率開關
Figure 02_image019
之第一端、該第一輸出電容
Figure 02_image023
之第一端及該第二輸出電容
Figure 02_image025
之第二端之間形成有第一漏電感
Figure 02_image009
，而該第二耦合電感一次側
Figure 02_image011
之第二端分別連接有第二功率開關
Figure 02_image021
之第一端及第二輸出二極體
Figure 02_image035
之正極，並於該第二耦合電感一次側
Figure 02_image011
之第二端與該第二功率開關
Figure 02_image021
之第一端及第二輸出二極體
Figure 02_image035
之正極之間形成有第二漏電感
Figure 02_image017
，該輸入電壓
Figure 02_image001
之負極分別連接該第二功率開關
Figure 02_image021
之第二端、該第一功率開關
Figure 02_image019
之第二端及第一輸出二極體
Figure 02_image033
之負極，該第二輸出二極體
Figure 02_image035
之負極分別連接該第二輸出電容
Figure 02_image025
之第一端、第一舉升電容
Figure 02_image027
之第一端及第二耦合電感二次側
Figure 02_image013
之第一端，該第二耦合電感二次側
Figure 02_image013
之第二端連接第一耦合電感二次側
Figure 02_image005
之第二端，該第一耦合電感二次側
Figure 02_image005
之第一端分別連接第二舉升電容
Figure 02_image029
之第一端及第一舉升二極體
Figure 02_image037
之正極，該第一舉升電容
Figure 02_image027
之第二端分別連接該第一舉升二極體
Figure 02_image037
之負極及第二舉升二極體
Figure 02_image039
之正極，該第二舉升電容
Figure 02_image029
之第二端分別連接該第二舉升二極體
Figure 02_image078
之負極及輸出二極體
Figure 02_image041
之正極，該輸出二極體
Figure 02_image079
之負極分別連接輸出電容
Figure 02_image031
之第一端及負載
Figure 02_image043
之第一端，該第一輸出二極體
Figure 02_image033
之正極則分別連接該第一輸出電容
Figure 02_image023
之第二端、該輸出電容
Figure 02_image031
之第二端及該負載
Figure 02_image043
之第二端。
而該轉換器(1)在連續導通模式［CCM］中，為了達到高升壓性能，導通比大於0.5，而且該第一功率開關
Figure 02_image081
和該第二功率開關
Figure 02_image082
以工作相位相差半切換週期的交錯式操作。穩態分析時，根據該轉換器(1)各功率開關及各二極體的ON/OFF狀態，該轉換器(1)在一個切換週期內可分成9個線性操作階段，假設：
1.所有功率半導體元件［各開關及各二極體］均為理想，即導通壓降為零。
2.各電容
Figure 02_image084
、
Figure 02_image086
、
Figure 02_image088
與
Figure 02_image090
與
Figure 02_image092
夠大，各電容電壓
Figure 02_image094
、
Figure 02_image096
、
Figure 02_image098
、
Figure 02_image100
和
Figure 02_image102
可視為定電壓，因此輸出電壓
Figure 02_image104
可視為常數。
3.兩個耦合電感的匝數比相等［
Figure 02_image106
］且磁化電感值相等［
Figure 02_image108
］，漏電感值相等［
Figure 02_image110
］，磁化電感遠大於漏電感，耦合電感的耦合係數
Figure 02_image112
。
4.耦合電感的磁化電感電流操作在連續導通模式［Continuous Conduction Mode，CCM］。
其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下所示，請再一併參閱第三圖本發明之主要元件時序波形圖所示：
第一階段［
Figure 02_image114
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：OFF→ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：OFF、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：ON、輸出二極體
Figure 02_image116
：OFF］：請再一併參閱第四圖本發明之第一操作階段等效電路圖所示，第一階段開始於
Figure 02_image118
，第一功率開關
Figure 02_image081
切換成ON，且第二功率開關
Figure 02_image082
仍保持ON，第一輸出二極體
Figure 02_image033
、第二輸出二極體
Figure 02_image035
、第一舉升二極體
Figure 02_image037
、輸出二極體
Figure 02_image116
均為逆向偏壓，由於第一漏電感
Figure 02_image009
的存在，第一功率開關
Figure 02_image081
具有零電流切換［ZCS］的柔切性能，降低切換損失。第一漏電感電流
Figure 02_image120
上升，當
Figure 02_image122
時，第一磁化電感
Figure 02_image007
所儲存的能量仍然藉由耦合電感傳送至二次側，第二舉升二極體
Figure 02_image039
保持導通狀態，第二舉升二極體電流
Figure 02_image124
下降。第一漏電感
Figure 02_image009
控制了第二舉升二極體電流
Figure 02_image126
的下降速率，緩和了第二舉升二極體
Figure 02_image039
反向恢復問題。當
Figure 02_image127
，第二舉升二極體電流
Figure 02_image126
下降至0，第二舉升二極體
Figure 02_image039
轉態成OFF時，本階段結束。
第二階段［
Figure 02_image129
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：OFF、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：ON→OFF、輸出二極體
Figure 02_image116
：OFF］：請再一併參閱第五圖本發明之第二操作階段等效電路圖所示，第二階段開始於
Figure 02_image127
，第二舉升二極體
Figure 02_image039
轉態成OFF，所有二極體均為逆向偏壓而OFF，第一功率開關
Figure 02_image081
、第二功率開關
Figure 02_image082
皆為ON。輸入電壓
Figure 02_image001
跨於兩個耦合電感的一次側，即跨於第一磁化電感
Figure 02_image007
和第一漏電感
Figure 02_image009
以及第二磁化電感
Figure 02_image015
和第二漏電感
Figure 02_image017
，第一漏電感電流
Figure 02_image120
和第二漏電感電流
Figure 02_image131
呈線性上升，斜率均為
Figure 02_image133
，從能量觀點而言，兩個耦合電感的一次側在本階段作儲存能量的動作。當
Figure 02_image135
，第二功率開關
Figure 02_image082
切換成OFF時，本階段結束。
第三階段［
Figure 02_image137
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON→OFF、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：ON、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：ON、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：ON、輸出二極體
Figure 02_image116
：ON］：請再一併參閱第六圖本發明之第三操作階段等效電路圖所示，第三階段開始於
Figure 02_image139
，第二功率開關
Figure 02_image082
切換為OFF，第一功率開關
Figure 02_image081
保持為ON，第一輸出二極體
Figure 02_image033
和第二舉升二極體
Figure 02_image039
為逆向偏壓。第二漏電感電流
Figure 02_image131
的連續性使得第二輸出二極體
Figure 02_image035
轉態為ON，第二漏電感電流
Figure 02_image131
流經第二輸出二極體
Figure 02_image035
、第二輸出電容
Figure 02_image025
和第一功率開關
Figure 02_image081
，對第二輸出電容
Figure 02_image025
充電。耦合電感之第二磁化電感
Figure 02_image015
以返馳式模式傳送能量至二次側，使得第一舉升二極體
Figure 02_image037
轉態為ON。第一舉升二極體電流
Figure 02_image140
對第一舉升電容
Figure 02_image027
充電，此階段輸出二極體
Figure 02_image116
導通，第二舉升電容
Figure 02_image029
對輸出電容
Figure 02_image031
對負載
Figure 02_image043
放電，此時第二漏電感電流
Figure 02_image131
呈線性下降。當
Figure 02_image142
，第二漏電感電流
Figure 02_image144
線性下降，當
Figure 02_image145
，第二輸出電容
Figure 02_image147
轉為向上流動，本階段結束。
第四階段［
Figure 02_image149
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：OFF、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：ON、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：ON、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：ON、輸出二極體
Figure 02_image116
：ON］：請再一併參閱第七圖本發明之第四操作階段等效電路圖所示，第四階段開始於
Figure 02_image151
，第二功率開關
Figure 02_image082
保持OFF，第一功率開關
Figure 02_image081
保持ON，第一輸出二極體
Figure 02_image033
和第二舉升二極體
Figure 02_image039
逆向偏壓。與第三階段比較，除了第二輸出電容
Figure 02_image147
的流向不同，其餘的電路操作相同。第二漏電感電流
Figure 02_image131
持續線性下降，此階段輸出電容
Figure 02_image031
和第一舉升電容
Figure 02_image027
為儲存能量，第二舉升電容
Figure 02_image029
為釋放能量。當
Figure 02_image152
，第二漏電感
Figure 02_image017
儲存的能量完全釋放完畢，即
Figure 02_image154
，第二輸出二極體
Figure 02_image035
自然轉態成OFF，本階段結束。
第五階段［
Figure 02_image156
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：OFF、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：ON→OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：ON、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：OFF、輸出二極體
Figure 02_image116
：ON］：請再一併參閱第八圖本發明之第五操作階段等效電路圖所示，第五階段開始於
Figure 02_image158
，此時第二漏電感
Figure 02_image017
的能量釋放完畢，第二輸出二極體
Figure 02_image035
轉態成OFF。第二磁化電感電流
Figure 02_image159
完全由耦合電感之一次側反射到二次側，第一舉升二極體電流
Figure 02_image161
對第一舉升電容
Figure 02_image027
充電，第二舉升電容
Figure 02_image029
對輸出電容
Figure 02_image031
和負載
Figure 02_image043
釋放能量，此時第一功率開關
Figure 02_image081
的電流等於第一磁化電感
Figure 02_image007
和第二磁化電感
Figure 02_image015
的電流總和。當
Figure 02_image162
，第二功率開關
Figure 02_image082
切換為ON時，本階段結束。
第六階段［
Figure 02_image164
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：OFF→ON、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：ON、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：OFF、輸出二極體
Figure 02_image116
：ON］：請再一併參閱第九圖本發明之第六操作階段等效電路圖所示，第六階段開始於
Figure 02_image166
，第二功率開關
Figure 02_image082
切換成ON，且第一功率開關
Figure 02_image081
保持ON，第一輸出二極體
Figure 02_image033
、第二輸出二極體
Figure 02_image035
和第二舉升二極體
Figure 02_image039
逆向偏壓。由於第二漏電感
Figure 02_image017
的存在，第二功率開關
Figure 02_image082
具有零電流切換［ZCS］的柔切性能，降低切換損失。第二漏電感電流
Figure 02_image131
上升，當
Figure 02_image167
時，第二磁化電感
Figure 02_image015
的儲能仍然藉由耦合電感傳送二次側。第一舉升二極體
Figure 02_image037
和輸出二極體
Figure 02_image116
仍保持如前一階段的導通狀態，第一舉升二極體電流
Figure 02_image169
和輸出二極體電流
Figure 02_image170
下降。第一漏電感
Figure 02_image009
和第二漏電感
Figure 02_image017
控制了第一舉升二極體
Figure 02_image037
和輸出二極體
Figure 02_image116
電流下降速率，因此可緩和第一舉升二極體
Figure 02_image037
和輸出二極體
Figure 02_image116
反向恢復問題。當
Figure 02_image172
，第一舉升二極體電流
Figure 02_image169
和輸出二極體電流
Figure 02_image170
下降至0，第一舉升二極體
Figure 02_image037
和輸出二極體
Figure 02_image116
轉態成OFF時，本階段結束。
第七階段［
Figure 02_image174
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：ON→OFF、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：OFF、輸出二極體
Figure 02_image116
：ON→OFF］：請再一併參閱第十圖本發明之第七操作階段等效電路圖所示，第七階段開始於
Figure 02_image176
，第一舉升二極體
Figure 02_image037
和輸出二極體
Figure 02_image116
轉態成OFF，第一輸出二極體
Figure 02_image033
、第二輸出二極體
Figure 02_image035
和第二舉升二極體
Figure 02_image039
均為逆向偏壓，第一功率開關
Figure 02_image081
和第二功率開關
Figure 02_image082
皆為ON。輸入電壓
Figure 02_image001
跨於兩個耦合電感的一次側，即跨於第一磁化電感
Figure 02_image007
和第一漏電感
Figure 02_image009
以及第二磁化電感
Figure 02_image015
和第二漏電感
Figure 02_image017
，第一漏電感電流
Figure 02_image120
和第二漏電感電流
Figure 02_image131
呈線性上升，斜率均為
Figure 02_image133
，從能量觀點而言，兩個耦合電感的一次側在本階段作儲存能量的動作，輸出電容
Figure 02_image031
對負載
Figure 02_image043
釋放能量。當
Figure 02_image177
，第一功率開關
Figure 02_image081
切換成OFF時，本階段結束。
第八階段［
Figure 02_image179
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：ON→OFF、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：ON、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：OFF、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：ON、輸出二極體
Figure 02_image116
：OFF］：請再一併參閱第十一圖本發明之第八操作階段等效電路圖所示，第八階段開始於
Figure 02_image181
，第一功率開關
Figure 02_image081
切換為OFF，第二功率開關
Figure 02_image082
保持為ON。第一漏電感電流
Figure 02_image120
的連續性使得第一輸出二極體
Figure 02_image033
轉態為ON，第一漏電感電流
Figure 02_image120
流經第一輸出電容
Figure 02_image023
和第一輸出二極體
Figure 02_image033
，對第一輸出電容
Figure 02_image023
充電，耦合電感之第一磁化電感
Figure 02_image007
的儲能以返馳式模式傳送至二次側，使得第二舉升二極體
Figure 02_image039
轉態為ON，本階段第一舉升電容
Figure 02_image027
經由第二舉升二極體
Figure 02_image039
對第二舉升電容
Figure 02_image029
充電，第二舉升二極體電流
Figure 02_image124
對第一舉升電容
Figure 02_image027
、第二舉升電容
Figure 02_image029
充電此時第一漏電感電流
Figure 02_image120
呈線性下降。當
Figure 02_image182
，第一漏電感
Figure 02_image009
儲存的能量完全釋放完畢，即
Figure 02_image184
，第一輸出二極體
Figure 02_image033
自然轉態成OFF時，本階段結束。
第九階段［
Figure 02_image186
］：［第一功率開關
Figure 02_image081
：OFF、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON、第一輸出二極體
Figure 02_image033
：ON→OFF、第二輸出二極體
Figure 02_image035
：OFF、第一舉升二極體
Figure 02_image037
：OFF、第二舉升二極體
Figure 02_image039
：ON、輸出二極體
Figure 02_image116
：OFF］：請再一併參閱第十二圖本發明之第九操作階段等效電路圖所示，第九階段開始於
Figure 02_image188
，此時第一漏電感
Figure 02_image009
的能量完全釋放到第一輸出電容
Figure 02_image023
，第一輸出二極體
Figure 02_image033
自然轉態成OFF。第一磁化電感電流
Figure 02_image189
由耦合電感之一次側完全反射到二次側，第一舉升電容
Figure 02_image027
經由第二舉升二極體
Figure 02_image039
對第二舉升電容
Figure 02_image029
充電，此時第二功率開關
Figure 02_image082
的電流等於第一磁化電感
Figure 02_image007
和第二磁化電感
Figure 02_image015
的電流總和。當
Figure 02_image191
，第一功率開關
Figure 02_image081
切換為ON時，本階段結束，進入下一個切換週期。
由以上的該轉換器(1)電路動作分析可知，轉換器有以下優點：第一功率開關
Figure 02_image081
和第二功率開關
Figure 02_image082
具有零電流切換［ZCS］性能，可減少切換損失；第一輸出二極體
Figure 02_image033
和第二輸出二極體
Figure 02_image035
沒有反向恢復損失；因漏電感的存在，能夠緩和第一舉升二極體
Figure 02_image037
和第二舉升二極體
Figure 02_image039
的反向恢復問題。漏電感能量可回收再利用，不但可改善效率，也可避免造成突波電壓。
以下進行該轉換器(1)穩態特性分析，為了簡化分析，假設各開關及各二極體導通壓降為零，並且忽略時間極短的暫態階段，只考慮第二、三、四、五、七及八階段。各電容夠大，忽略電壓漣波，使得電容電壓在一個切換週期內視為常數。
電壓增益分析：
由於第一輸出電容
Figure 02_image023
和第二輸出電容
Figure 02_image025
的電壓可視為傳統升壓型轉換器的輸出電壓，因此根據第一磁化電感
Figure 02_image007
和第二磁化電感
Figure 02_image015
滿足伏秒平衡定理，可推導得到電壓
Figure 02_image193
和
Figure 02_image195
為
Figure 02_image197
(1)
耦合電感二次側的輸出電容電壓
Figure 02_image199
和
Figure 02_image201
，可藉由耦合電感一次側電壓反射至二次測電壓推導而得到。在第三階段，第一功率開關
Figure 02_image081
：ON、第二功率開關
Figure 02_image082
：OFF，而且第一舉升二極體
Figure 02_image037
導通，電壓
Figure 02_image199
為
Figure 02_image203
(2)
在第八階段，第一功率開關
Figure 02_image081
：OFF、第二功率開關
Figure 02_image082
：ON，而且第二舉升二極體
Figure 02_image039
導通，電壓
Figure 02_image205
為
Figure 02_image206
(3)
在第三階段電路中，根據KVL定理，可知
Figure 02_image208
(4)
將(1)、(2)、(3)式的結果代入(4)式，可得總輸出電壓
Figure 02_image210
為
Figure 02_image212
(5)
因此本轉換器的電壓增益
Figure 02_image214
為
Figure 02_image216
(6)
當
Figure 02_image218
時，電壓增益
Figure 02_image214
與不同耦合電感的耦合係數
Figure 02_image220
的關係曲線，即如第十三圖本發明之不同耦合係數和電壓增益的關係曲線圖所示，可知耦合係數
Figure 02_image222
對電壓增益的影響非常小。若耦合係數
Figure 02_image223
，則理想的電壓增益M為
Figure 02_image225
(7)
從上式可知本轉換器的電壓增益具有耦合電感匝數比
Figure 02_image227
和導通比
Figure 02_image229
兩個設計自由度。該轉換器(1)可藉由適當設計耦合電感的匝數比，達到高升壓比，且不必操作在極大的導通比。對應於耦合電感匝數比
Figure 02_image231
及導通比
Figure 02_image232
的電壓增益曲線，請參閱第十四圖本發明之電壓增益與導通比及不同耦合電感匝數比之曲線圖所示，可知當導通比
Figure 02_image233
，
Figure 02_image235
時，電壓增益為20倍。
功率開關和二極體的電壓應力分析：
在功率開關和二極體的電壓應力分析方面，為了簡化分析，忽略電容電壓漣波、二極體導通壓降及耦合電感的漏電感，及假設耦和係數k=1。
由該轉換器(1)操作的第三階段可求得第二功率開關
Figure 02_image021
的電壓應力
Figure 02_image237
(8)
由第八階段可求得第一功率開關
Figure 02_image019
的電壓應力
Figure 02_image239
(9)
另一方面，由第三和第八階段也可求得二極體的電壓應力
Figure 02_image241
(10)
Figure 02_image243
(11)
Figure 02_image245
(12)
Figure 02_image247
(13)
由於傳統交錯式升壓型轉換器的功率開關電壓應力為輸出電壓
Figure 02_image249
，而該轉換器(1)的開關電壓應力僅為輸出電壓
Figure 02_image250
的
Figure 02_image251
倍，因此可使用低額定耐壓具有較低導通電阻的MOSFET，可降低開關導通損失。另一方面，較低電壓應力的二極體可採用順向壓降較低的功率二極體，可降低導通損失。
依據上述電路動作分析結果，利用Is-Spice軟體作先期的模擬，轉換器規格：輸入電壓32V、輸出電壓400V、最大輸出功率1000W、切換頻率50kHz，耦合電感匝數比
Figure 02_image253
，驗證該轉換器(1)的特點，以下以模擬波形驗證與說明該轉換器(1)的特點［請再一併參閱第十五圖本發明之模擬電路示意圖所示］。
A.驗證穩態特性：
首先驗證該轉換器(1)之穩態特性，滿載1000W時，請參閱第十六圖本發明之開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖所示，當輸入電壓32V、輸出電壓400V、耦合電感匝數比
Figure 02_image253
，則導通比的理論值大約
Figure 02_image255
，模擬結果符合該轉換器(1)電壓增益的公式。
B.驗證開關電壓應力：
請參閱第十七圖本發明之開關驅動信號與開關跨壓信號波形圖所示，可知當第一功率開關
Figure 02_image081
、第二功率開關
Figure 02_image257
為OFF時，其跨壓
Figure 02_image259
或
Figure 02_image261
都約為80V，僅為輸出電壓400V的五分之一，符合分析結果，比較傳統的升壓型轉換器，開關電壓應力為輸出電壓，該轉換器(1)的開關具有低電壓應力的優點。
C.驗證具有低輸入漣波電流性能與CCM操作：
請參閱第十八圖本發明之滿載1000W時，耦合電感的漏電感電流及總輸入電流波形圖所示，可知
Figure 02_image263
、
Figure 02_image264
的漣波電流大小大約33A，而輸入電流的漣波電流大小僅為約1.6A，很明顯地，交錯式操作具有降低輸入漣波電流效用。請參閱第十九圖本發明之耦合電感的磁化電感電流波形圖所示，驗證該轉換器(1)操作在連續導通模式［CCM］。
D.驗證二極體反向恢復電流問題：
請參閱第二十圖本發明之輸出二極體的電流及電壓波形圖所示，可知
Figure 02_image266
和
Figure 02_image268
都沒有反向恢復問題，因此沒有反向恢復損失。另一方面可看出，第一輸出二極體
Figure 02_image033
電壓應力約為80V，只有輸出電壓的五之一，第二輸出二極體
Figure 02_image035
電壓應力大約為160V，只有輸出電壓的五分之二，符合分析結果。
請參閱第二十一圖本發明之舉升二極體和輸出二極體的電流及電壓波形圖所示，第一舉升二極體
Figure 02_image037
和第二舉升二極體
Figure 02_image039
的電壓應力均為160V，符合分析結果。第一舉升二極體
Figure 02_image037
、第二舉升二極體
Figure 02_image039
和輸出二極體
Figure 02_image041
的電流幾乎沒有反向恢復電流，因為耦合電感中第一漏電感
Figure 02_image009
和第二漏電感
Figure 02_image017
的存在緩和了反向恢復問題。
E.驗證輸出電容電壓：
請參閱第二十二圖本發明之電容的電壓波形圖所示，電容電壓
Figure 02_image270
、
Figure 02_image271
和
Figure 02_image272
大約都等於80V，電容電壓
Figure 02_image273
大約等於160V，電容電壓
Figure 02_image275
約等於400V，符合分析結果。
根據以上的模擬波形驗證，該轉換器(1)的特性與優點歸納如下：
1.電壓增益公式、各開關電壓應力、各二極體電壓應力及每個輸出電容電壓值都與穩態特性分析的推導結果都十分符合。
2.高電壓增益的達成，確實不必操作在極大的導通比。
3.轉換器兩個功率開關的電壓應力只有輸出電壓的五分之一，可以使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，以降低導通損失。
4.由於輸出二極體在轉態成OFF之前，其流經的電流先降為零，所以輸出二極體沒有反向恢復功率損失問題。
5.耦合電感的漏電感能量，能夠回收再利用，避免了造成功率開關的電壓突波問題。
6.由於交錯式操作，使得耦合電感一次側繞組的電流漣波能相消，降低輸入電流漣波大小。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
1:轉換器
Figure 02_image001
:輸入電壓
Figure 02_image003
:第一耦合電感一次側
Figure 02_image005
:第一耦合電感二次側
Figure 02_image007
:第一磁化電感
Figure 02_image009
:第一漏電感
Figure 02_image011
:第二耦合電感一次側
Figure 02_image013
:第二耦合電感二次側
Figure 02_image015
:第二磁化電感
Figure 02_image017
:第二漏電感
Figure 02_image019
:第一功率開關
Figure 02_image021
:第二功率開關
Figure 02_image023
:第一輸出電容
Figure 02_image025
:第二輸出電容
Figure 02_image027
:第一舉升電容
Figure 02_image029
:第二舉升電容
Figure 02_image031
:輸出電容
Figure 02_image033
:第一輸出二極體
Figure 02_image035
:第二輸出二極體
Figure 02_image037
:第一舉升二極體
Figure 02_image039
:第二舉升二極體
Figure 02_image041
:輸出二極體
Figure 02_image043
:負載
2:升壓型轉換器
3:交錯式升壓型轉換器
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之等效電路圖
第三圖：本發明之主要元件時序波形圖
第四圖：本發明之第一操作階段等效電路圖
第五圖：本發明之第二操作階段等效電路圖
第六圖：本發明之第三操作階段等效電路圖
第七圖：本發明之第四操作階段等效電路圖
第八圖：本發明之第五操作階段等效電路圖
第九圖：本發明之第六操作階段等效電路圖
第十圖：本發明之第七操作階段等效電路圖
第十一圖：本發明之第八操作階段等效電路圖
第十二圖：本發明之第九操作階段等效電路圖
第十三圖：本發明之不同耦合係數和電壓增益的關係曲線圖
第十四圖：本發明之電壓增益與導通比及不同耦合電感匝數比之曲線圖
第十五圖：本發明之模擬電路示意圖
第十六圖：本發明之開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖
第十七圖：本發明之開關驅動信號與開關跨壓信號波形圖
第十八圖：本發明之滿載1000W時，耦合電感的漏電感電流及總輸入電流波形圖
第十九圖：本發明之耦合電感的磁化電感電流波形圖
第二十圖：本發明之輸出二極體的電流及電壓波形圖
第二十一圖：本發明之舉升二極體和輸出二極體的電流及電壓波形圖
第二十二圖：本發明之電容的電壓波形圖
第二十三圖：現有之傳統升壓型轉換器電路圖
第二十四圖：現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線圖
第二十五圖：現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線圖
第二十六圖：現有之交錯式升壓型轉換器電路圖
1:轉換器
V in:輸入電壓
N p1:第一耦合電感一次側
N s1:第一耦合電感二次側
L m1:第一磁化電感
L k1:第一漏電感
N p2:第二耦合電感一次側
N s2:第二耦合電感二次側
L m2:第二磁化電感
L k2:第二漏電感
S 1:第一功率開關
S 2:第二功率開關
C 1:第一輸出電容
C 2:第二輸出電容
C 3:第一舉升電容
C 4:第二舉升電容
C o:輸出電容
D 1:第一輸出二極體
D 2:第二輸出二極體
D 3:第一舉升二極體
D 4:第二舉升二極體
D o :輸出二極體
R o :負載

Claims (5)

  1. 一種高電壓轉換比直流轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓之正極分別連接第一耦合電感一次側之第一端及第二耦合電感一次側之第一端，於該第一耦合電感一次側之第二端分別連接有第一功率開關之第一端、第一輸出電容之第一端及第二輸出電容之第二端，而該第二耦合電感一次側之第二端分別連接有第二功率開關之第一端及第二輸出二極體之正極，該輸入電壓之負極分別連接該第二功率開關之第二端、該第一功率開關之第二端及第一輸出二極體之負極，該第二輸出二極體之負極分別連接該第二輸出電容之第一端、第一舉升電容之第一端及第二耦合電感二次側之第一端，該第二耦合電感二次側之第二端連接第一耦合電感二次側之第二端，該第一耦合電感二次側之第一端分別連接第二舉升電容之第一端及第一舉升二極體之正極，該第一舉升電容之第二端分別連接該第一舉升二極體之負極及第二舉升二極體之正極，該第二舉升電容之第二端分別連接該第二舉升二極體之負極及輸出二極體之正極，該輸出二極體之負極分別連接輸出電容之第一端及負載之第一端，該第一輸出二極體之正極則分別連接該第一輸出電容之第二端、該輸出電容之第二端及該負載之第二端。
  2. 如請求項1所述高電壓轉換比直流轉換器，其中，該轉換器於該第一耦合電感一次側形成有第一磁化電感。
  3. 如請求項1所述高電壓轉換比直流轉換器，其中，該轉換器於該第二耦合電感一次側形成有第二磁化電感。
  4. 如請求項1所述高電壓轉換比直流轉換器，其中，該轉換器於該第一耦合電感一次側之第二端與該第一功率開關之第一端、該第一輸出電容之第一端及該第二輸出電容之第二端之間形成有第一漏電感。
  5. 如請求項1所述高電壓轉換比直流轉換器，其中，該轉換器於該第二耦合電感一次側之第二端與該第二功率開關之第一端及第二輸出二極體之正極之間形成有第二漏電感。
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