TWI625033B

TWI625033B - 交錯式直流升壓裝置

Info

Publication number: TWI625033B
Application number: TW106111200A
Authority: TW
Inventors: 陳信助; 楊松霈; 黃昭明; 蘇偉府; 李欣達
Original assignee: 崑山科技大學
Priority date: 2017-03-31
Filing date: 2017-03-31
Publication date: 2018-05-21
Also published as: TW201838305A

Abstract

本發明揭露一種交錯式直流升壓裝置。交錯式直流升壓裝置包括兩個繞組交越耦合電感，每個繞組交越耦合電感分別具有三個繞組，第一繞組為一濾波電感，第二繞組耦合在同相，第三繞組交越耦合至另一相分支電路。其中，繞組交越耦合電感配合二個箝位電容、二個切換電容、二個倍壓電容、二個箝位二極體、二個切換二極體、二個倍壓二極體與二個切換開關，來達到高升壓的目的。

Description

交錯式直流升壓裝置

本發明係關於一種交錯式直流升壓裝置，特別關於一種高升壓的交錯式直流升壓裝置。

《聯合國氣候變化綱要公約》(UNFCCC)第21次締約方會議(COP21)，簡稱「巴黎氣候峰會」在2015年12月達成一份接替《京都議定書》(Kyoto Protocol)的歷史性《巴黎協定》(Paris Agreement)，以因應全球暖化問題。各國將致力於大幅減少溫室氣體(greenhouse gas)排放，希望在本世紀結束之前，力保全球均溫上升不超過攝氏2度，進而追求不超過1.5度的更高目標。希望各國透過再生能源，用更有效的方式達成減排目標，追求經濟的「綠色成長」。爰此，再生能源必定是各國產業發展的重點方向，包含太陽能、風力能、燃料電池、水力能、地熱能、潮汐能及生質能等。

我國「再生能源發展條例」公佈後，大力推廣太陽光電再生能源利用，2012年推動「陽光屋頂百萬座計畫」；今年行政院已核定「太陽光電二年推動計畫」，目標於2018年完成太陽能裝置1520MW，年發電量達19億度，相當於2085座大安森林公園減碳量，其中屋頂型設置目標量910MW，平面型設置目標量610MW。在日本、歐洲與美國裝設於屋頂的住宅型太陽能併網電力系統，最近也成為成長快速的市場[1]。另外，由於燃料電池是經由利用氫及氧的化學反應，產生電流及水，不但完全無污染，也避免了傳統電池充電耗時的問題，是目前極具發展前景的新能源方式，應用在車輛及發電系統上，將能顯著改善空氣污染及溫室效應。因此，在再生能源電力系統應用中，太陽能發電系統及燃料電池發電系統的技術發展越來越成熟，常在分散式發電系統(distributed generation system)扮演重要的角色。

由於安全性與可靠性的問題，太陽能電池模組與燃料電池所產生的輸出電壓是屬於低電壓，一般不超過40伏特，為了達到併網發電系統或直流微電網的需求，必須先將此低電壓利用高升壓(step-up)直流轉換器升壓至一個高電壓直流排。例如，對於一個單相220Vac的電網系統而言，此高電壓直流排常為380~400Vdc，以利全橋式換流器(full-bridge inverter)的DC-AC(直流-交流)電源轉換。理論上，操作在極高導通比的傳統升壓型(boost)轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，電壓轉換比受限在約5倍以下，因此當電壓增益高達10倍左右的實務需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。因此最近幾年高升壓DC-DC轉換器是電力電子工程領域中常見的研究主題之一。

傳統升壓型轉換器中，在理想狀況下且操作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)模式時，其輸出電壓增益M為：

因此，電壓增益完全決定於導通比(duty ratio)D。理論上要得到高電壓增益，轉換器必須操作在極大導通比D；但是實務上，由於寄生元件的存在，例如電感的等效串聯電阻，使得電壓增益M有所限制，而且也使轉換效率不佳。此外，操作在極大導通比D的升壓型轉換器衍生了以下問題：容易產生很大的輸入電流漣波，使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加，減少燃料電池的使用壽命；另一方面，輸出二極體的反向恢復問題造成嚴重的反向恢復損失及EMI雜訊問題。因此，研發高升壓DC-DC轉換器拓樸，但是不必操作在極大導通比D是重要的考量。

為了符合高功率、高輸入電流應用及降低輸入電流漣波的特性，習知技術發展出交錯式(interleaved)升壓型轉換器，然而，電壓增益M有所限制及輸出二極體的反向恢復問題依然存在。在兩相並聯的交錯式升壓型轉換器中，由於功率開關與驅動電路的寄生元件可能造成兩相轉換器開關導通比D的少許差異，然而，交錯式升壓型轉換器每一相輸入電流的均流性能對於沒有對稱的導通比是非常敏感的。

理論上，若兩相轉換器的開關導通比D是不匹配(mismatch)，則不論輕載或重載，具有較大導通比的那一相轉換器將操作在連續導通模式(CCM)，而具有較小導通比的另一相將操作在不連續導通模式(DCM)，因此經常需要加入均流控制機制，以達到電流均流性能。同理，在兩相並聯的交錯式高升壓轉換器必須考量輸入電流的均流性能。爰此，研發交錯式高升壓DC-DC(直流-直流)轉換器拓樸具有電流均流性能及改善二極體的反向恢復問題都是重要的考量。

再者，典型交錯式升壓型轉換器之功率開關與輸出二極體之電壓應力均為高壓的輸出電壓，由於高耐壓的功率開關，例如MOSFET，一般都具有高導通電阻的特性，導致較高的導通損失。另外，高耐壓的功率二極體一般也都具有較高的順向壓降，導致較高的導通損失。因此，在開關成本、導通電阻、二極體順向壓降、耐壓限制與轉換效率的考量之下，研發高升壓DC-DC轉換器拓樸，功率開關及功率二極體具有低電壓應力是另一個重要的考量。

本發明之目的為提供一種高電壓增益、高效率的交錯式直流升壓裝置，可解決上述的問題，同時考量符合日趨重要的再生能源電力系統的產業發展中，對高升壓比DC-DC轉換器的實務需求，並且可滿足日趨嚴苛的電力轉換效率規範。

為達上述目的，本發明提出一種交錯式直流升壓裝置，其接收一輸入電壓，並輸出一輸出電壓。交錯式直流升壓裝置包括一第一耦合電感與一第二耦合電感、一第一功率開關與一第二功率開關、一第一箝位二極體、一第二箝位二極體、一第一箝位電容與一第二箝位電容、一第一切換電容、一第二切換電容、一第一切換二極體與一第二切換二極體以及一第一倍壓電容、一第二倍壓電容、一第一倍壓二極體與一第二倍壓二極體。第一耦合電感與第二耦合電感分別具有一第一繞組、一第二繞組與一第三繞組，第一耦合電感之第一繞組的第一端連接第二耦合電感之第一繞組的第一端且連接輸入電壓，第一耦合電感之第二繞組的第二端連接第二耦合電感之第三繞組的第一端，第二耦合電感之第二繞組的第二端連接第一耦合電感之第三繞組的第一端。第一功率開關的第一端連接第一耦合電感之第一繞組的第二端，第二功率開關的第一端連接第二耦合電感之第一繞組的第二端。第一箝位二極體的第一端連接第一功率開關的第一端與第一箝位電容的第一端，第一箝位二極體的第二端連接第二耦合電感之第二繞組的第一端與第二箝位電容的第二端，第一箝位電容的第二端連接第一耦合電感之第二繞組的第一端，第二箝位二極體的第一端連接第二功率開關的第一端與第二箝位電容的第一端，第二箝位二極體的第二端連接第一耦合電感之第二繞組的第一端與第一箝位電容的第二端，第二箝位電容的第二端連接第二耦合電感之第二繞組的第一端。第一切換電容的兩端分別連接第一箝位電容的第二端與第一切換二極體的第二端，第二切換電容的兩端分別連接第二箝位電容的第二端與第二切換二極體的第二端，第一切換二極體的第一端連接第二耦合電感之第三繞組的第二端，第二切換二極體的第一端連接第一耦合電感之第三繞組的第二端。第一倍壓電容的兩端分別連接第一切換二極體的第一端與第一倍壓二極體的第二端，第二倍壓電容的兩端分別連接第二切換二極體的第一端與第二倍壓二極體的第二端，第一倍壓二極體的第一端連接第一切換二極體的第二端，第二倍壓二極體的第一端連接第二切換二極體的第二端。

承上所述，本發明提出的交錯式直流升壓裝置中，是以兩相的交錯式升壓型轉換器為基礎，導入繞組交越耦合電感(Winding-Cross-Coupled Inductor,WCCI)與電壓倍增單元(Voltage Multiplier Cell,VMC)技術及交互使用箝位電容結構，不但可提升轉換器的電壓增益的能力及降低功率開關的電壓應力，而且也可改善輸入電流的均流性能。

2‧‧‧交錯式直流升壓裝置

21、21‧‧‧電壓倍增單元

C ₁‧‧‧第一箝位電容

C ₂‧‧‧第二箝位電容

C ₃‧‧‧第一切換電容

C ₄‧‧‧第二切換電容

C ₅‧‧‧第一倍壓電容

C ₆‧‧‧第二倍壓電容

C _S1、C _S2、C _o‧‧‧電容

D‧‧‧導通比

D ₁‧‧‧第一箝位二極體

D ₂‧‧‧第二箝位二極體

D ₃‧‧‧第一切換二極體

D ₄‧‧‧第二切換二極體

D ₅‧‧‧第一倍壓二極體

D ₆‧‧‧第二倍壓二極體

D ₇‧‧‧第一輸出二極體

D ₈‧‧‧第二輸出二極體

i _d1~i _d8、i _in、i _Np1、i _Np2、i _Lm1、i _Lm2、i _Lk1、i _Lk2、i _s1~i _s2‧‧‧電流

k‧‧‧耦合係數

L _k1、L _k2、L _s1、L _s2‧‧‧漏電感

L _m1、L _m2‧‧‧磁化電感

n‧‧‧匝數比

n ₁‧‧‧第一繞組、匝數

n ₂‧‧‧第二繞組、匝數

n ₃‧‧‧第三繞組、匝數

R _o‧‧‧負載電阻

S ₁‧‧‧第一功率開關

S ₂‧‧‧第二功率開關

V _C1、V _C3、V _C5、v _d1~v _d8、v _ds1、v _ds2、v _gs1、v _gs2‧‧‧電壓

V _in‧‧‧輸入電壓

V _o‧‧‧輸出電壓

t、t ₀~t ₁、T _s‧‧‧時間

圖1為本發明較佳實施例之一種交錯式直流升壓裝置的電路示意圖。

圖2為圖1之交錯式直流升壓裝置的等效電路示意圖。

圖3A至圖3L分別圖2之交錯式直流升壓裝置的不同作動階段的示意圖。

圖4為圖2之交錯式直流升壓裝置的主要元件的時序波形示意圖。

圖5A為本實施例之電壓增益與不同耦合電感的耦合係數的關係曲線示意圖。

圖5B為本實施例對應於耦合電感匝數比及導通比的電壓增益曲線示意圖。

圖6A至圖6I分別為本實施例的訊號波形模擬示意圖。

以下將參照相關圖式，說明依本發明較佳實施例之交錯式直流升壓裝置，其中相同的元件將以相同的參照符號加以說明。

請參照圖1所示，其為本發明較佳實施例之一種交錯式直流升壓裝置2的電路示意圖。

交錯式直流升壓裝置2可接收一輸入電壓V _in，並輸出一輸出電壓V _o給一負載(以負載電阻R _o來代表)。於此，輸入電壓V _in與輸出電壓V _o分別為直流電，使得交錯式直流升壓裝置2為直流-直流升壓轉換器。本實施例之交錯式直流升壓裝置2可應用於例如但不限於太陽能發電系統或燃料電池發電系統，並可提升電壓增益的能力及降低功率開關的電壓應力，而且能改善輸入電流的均流性能。以下說明交錯式直流升壓裝置2的元件組成及其連接方式。

交錯式直流升壓裝置2包括一第一耦合電感與一第二耦合電感、一第一功率開關S ₁與一第二功率開關S ₂、一第一箝位二極體D ₁、一第二箝位二極體D ₂、一第一箝位電容C ₁與一第二箝位電容C ₂、一第一切換電容C ₃、一第二切換電容C ₄、一第一切換二極體D ₃與一第二切換二極體D ₄以及一第一倍壓電容C ₅、一第二倍壓電容C ₆、一第一倍壓二極體D ₅與一第二倍壓二極體D ₆。

第一耦合電感與第二耦合電感分別為一繞組交越耦合電感 (WCCI)。其中，第一耦合電感與第二耦合電感分別具有一第一繞組n ₁、一第二繞組n ₂與一第三繞組n ₃。於此，第一耦合電感為圖1之虛線圓圈內的三個繞組n ₁、n ₂與n ₃，第二耦合電感為圖1之虛線三角形內的三個繞組n ₁、n ₂與n ₃。

第一耦合電感之第一繞組n ₁的第一端連接第二耦合電感之第一繞組n ₁的第一端，且連接輸入電壓V _in，第一耦合電感之第二繞組n ₂的第二端連接第二耦合電感之第三繞組n ₃的第一端，第二耦合電感之第二繞組n ₂的第二端連接第一耦合電感之第三繞組n ₃的第一端。

第一功率開關S ₁的第一端連接第一耦合電感之第一繞組n ₁的第二端，第二功率開關S ₂的第一端連接第二耦合電感之第一繞組n ₁的第二端。於此，第一功率開關S ₁與第二功率開關S ₂的第一端分別為汲極，且第一功率開關S ₁與第二功率開關S ₂的第二端分別為源極，並與一接地端連接，而第一功率開關S ₁與第二功率開關S ₂的第三端分別為閘極(控制端)，以接受一開關控制訊號而分別使第一功率開關S ₁或第二功率開關S ₂導通或截止。本實施例的第一功率開關S ₁與第二功率開關S ₂分別為N型功率電晶體。

第一箝位二極體D ₁的第一端連接第一功率開關S ₁的第一端與第一箝位電容C ₁的第一端，第一箝位二極體D ₁的第二端連接第二耦合電感之第二繞組n ₂的第一端與第二箝位電容C ₂的第二端。第一箝位電容C ₁的第二端連接第一耦合電感之第二繞組n ₂的第一端，第二箝位二極體D ₂的第一端連接第二功率開關S ₂的第一端與第二箝位電容C ₂的第一端，而第二箝位二極體D ₂的第二端連接第一耦合電感之第二繞組n ₂的第一端與第一箝位電容C ₁的第二端，且第二箝位電容C ₂的第二端連接第二耦合電感之第二繞組n ₂的第一端。

第一切換電容C ₃的兩端分別連接第一箝位電容C ₁的第二端與第一切換二極體D ₃的第二端，而第二切換電容C ₄的兩端分別連接第二箝位電容C ₂的第二端與第二切換二極體D ₄的第二端。第一切換二極體D ₃的第一端連接第二耦合電感之第三繞組n ₃的第二端，第二切換二極體D ₄的第一端連接第一耦合電感之第三繞組n ₃的第二端。

第一倍壓電容C ₅的兩端分別連接第一切換二極體D ₃的第一端與第一倍壓二極體D ₅的第二端，而第二倍壓電容C ₆的兩端分別連接第二切換二極體D ₄的第一端與第二倍壓二極體D ₆的第二端。第一倍壓二極體D ₅的第一端連接第一切換二極體D ₃的第二端，而第二倍壓二極體D ₆的第一端連接第二切換二極體D ₄的第二端。

補充的是，圖1中的n ₁、n ₂、n ₃除了分別代表第一繞組、第二繞組與第三繞組外，亦可代表第一繞組、第二繞組與第三繞組的繞線匝數，換言之，第一繞組、第二繞組與第三繞組的繞線匝數分別為n ₁、n ₂與n ₃。本實施例之第一耦合電感的第一繞組n ₁的匝數(n ₁)與第二耦合電感的第一繞組n ₁的匝數(n ₁)相同，第一耦合電感的第二繞組n ₂的匝數(n ₂)與第二耦合電感的第二繞組n ₂的匝數(n ₂)相同，第一耦合電感的第三繞組n ₃的匝數(n ₃)與第二耦合電感的第三繞組n ₃的匝數(n ₃)相同。

另外，第一耦合電感之第一繞組n ₁的第一端、第二繞組n ₂的第一端與第三繞組n ₃的第二端分別為極性點端，第二耦合電感之第一繞組n ₁的第一端、第二繞組n ₂的第一端與第三繞組n ₃的第二端也分別為極性點端。第一箝位二極體D ₁的第一端、第二箝位二極體D ₂的第一端、第一切換二極體D ₃的第一端、第二切換二極體D ₄的第一端、第一倍壓二極體D ₅的第一端與第二倍壓二極體D ₆的第一端分別為陽極。第一箝位二極體D ₁的第二端、第二箝位二極體D ₂的第二端、第一切換二極體D ₃的第二端、第二切換二極體D ₄的第二端、第一倍壓二極體D ₅的第二端與第二倍壓二極體D ₆的第二端分別為陰極。

在圖1的交錯式直流升壓裝置2中，二組耦合電感(第一耦合電感與第二耦合電感)配合第一箝位電容C ₁與第二箝位電容C ₂、第一切換電容C ₃與第二切換電容C ₄、第一倍壓電容C ₅與第二倍壓電容C ₆、第一箝位二極體D ₁與第二箝位二極體D ₂、第一切換二極體D ₃與第二切換二極體D ₄及第一倍壓二極體D ₅與第二倍壓二極體D ₆，可形成兩組電壓倍增單元(標示為21與22)，以達到高升壓的目的。

另外，本實施例的交錯式直流升壓裝置2更可包括一第一輸出二極體D ₇、一第二輸出二極體D ₈與一輸出電容C _o。第一輸出二極體D ₇ 的第一端連接第一倍壓二極體D ₅的第二端，第一輸出二極體D ₇的第二端連接輸出電容C _o的第一端與第二輸出二極體D ₈的第二端。第二輸出二極體D ₈的第一端連接第二倍壓二極體D ₆的第二端，且輸出電容C _o的跨壓等於輸出電壓V _o。此外，本實施例之第一輸出二極體D ₇的第一端與第二輸出二極體D ₈的第一端分別為陽極，第一輸出二極體D ₇的第二端與第二輸出二極體D ₈的第二端分別為陰極。

為了分析交錯式直流升壓裝置2的穩態，請參照圖2所示，其為圖1之交錯式直流升壓裝置2的等效電路示意圖。

於圖2中，第一耦合電感(WCCI)的等效電路包含具有匝數n ₁、n ₂和n ₃的理想變壓器(虛線圓圈之第二繞組n ₁、第二繞組n ₂和第三繞組n ₃)、第一磁化電感L _m1、第一耦合電感初級側的漏電感L _k1與第二繞組n ₂和第三繞組n ₃的漏電感總和L _s1。第二耦合電感(WCCI)的等效電路包含具有匝數n ₁、n ₂和n ₃的理想變壓器(虛線三角形之第二繞組n ₁、第二繞組n ₂和第三繞組n ₃)、第二磁化電感L _m2、第二耦合電感初級側的漏電感L _k2及第二繞組n ₂和第三繞組n ₃的漏電感總和L _s2。

第一磁化電感L _m1的兩端分別連接第一耦合電感之第一繞組n ₁的第一端與第二端，第二磁化電感L _m2的兩端分別連接第二耦合電感之第一繞組n ₁的第一端與第二端。第一耦合電感初級側的漏電感L _k1的兩端分別連接第一耦合電感之第一繞組n ₁的第二端與第一功率開關S ₁的第一端，第二耦合電感初級側的漏電感L _k2的兩端分別連接第二耦合電感之第一繞組n ₁的第二端與第二功率開關S ₂的第一端。漏電感總和L _s1的兩端分別連接第二耦合電感之第三繞組n ₃的第二端與第一切換二極體D ₃的第一端，漏電感總和L _s2的兩端分別連接第一耦合電感之第三繞組n ₃的第二端與第二切換二極體D ₄的第一端。

以下，請參照圖3A至圖3L並配合圖4所示，以說明圖2的交錯式直流升壓裝置2之作動過程。其中，圖3A至圖3L分別圖2之交錯式直流升壓裝置2的不同作動階段的示意圖，而圖4為圖2之交錯式直流升壓裝置2的主要元件的時序波形示意圖。

於穩態分析時，本實施例的交錯式直流升壓裝置2在一個切換週期內可分成12個階段，主要元件的穩態波形可如圖4所示。以下，對前6個階段作電路動作分析，其等效電路可分別參照圖3A至圖3F。由於電路的對稱性，後6個階段電路可分別參照圖3G至圖3L所示，其動作分析與前6個階段相似。

以下的說明中，第一耦合電感與第二耦合電感可簡稱為耦合電感。第一功率開關S ₁與第二功率開關S ₂可簡稱為(功率)開關S ₁、S ₂。第一箝位二極體D ₁、第二箝位二極體D ₂、第一切換二極體D ₃與第二切換二極體D ₄、第一倍壓二極體D ₅、第二倍壓二極體D ₆、第一輸出二極體D ₇與第二輸出二極體D ₈可簡稱為二極體D ₁~D ₈。第一箝位電容C ₁、第二箝位電容C ₂、第一切換電容C ₃、第二切換電容C ₄、第一倍壓電容C ₅與第二倍壓電容C ₆可簡稱為電容C ₁~C ₆。第一耦合電感初級側的漏電感L _k1與第二耦合電感初級側的漏電感L _k2可簡稱為漏電感L _k1、L _k2，第一磁化電感L _m1與第二磁化電感L _m2可簡稱為磁化電感L _m1、L _m2，漏電感總和L _s1與漏電感總和L _s2可簡稱為漏電感L _s1與漏電感L _s2。

本實施例的第一功率開關S ₁與第二功率開關S ₂是以工作相位相差半個切換週期(180度)進行交錯式操作。另外，在開始分析之前先作以下假設：1、所有功率半導體元件(功率開關及二極體)均為理想元件，即導通壓降為零。2、每個電容的電容值都足夠大，因此每個電容的跨壓可視為常數。3、假設第一耦合電感之第二繞組n ₂與第三繞組n ₃的繞線匝數相同，第二耦合電感之第二繞組n ₂與第三繞組n ₃的繞線匝數相同，並定義匝數比n=n ₂/n ₁=n ₃/n ₁，磁化電感值相等(L _m1=L _m2=L _m)，漏電感值相等(L _k1=L _k2=L _k，L _s1=L _s2=L _s)，磁化電感值遠大於漏電感值，且耦合電感的耦合係數k=L _m/(L _m+L _k)。4、第一耦合電感與第二耦合電感的磁化電感電流是操作於連續導通模式(CCM)。

第一階段[t ₀~t ₁]：如圖3A所示，第一階段開始於t=t ₀，開關S ₁、S ₂保持導通(ON)，所有二極體均為逆向偏壓而截止(OFF)。輸入電壓V _in對兩個耦合電感的初級側充電，即電壓V _in跨於磁化電感L _m1、L _m2和漏電感L _k1、L _k2，電流i _Lk1、i _Lk2呈線性上升。從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量的動作，漏電感L _k1、L _k2的電流上升斜率如下：di _Lk1 /dt=V _in /(L _m1+L _Lk1 )；di _Lk2 /dt=V _in /(L _m2+L _Lk2 )。當t=t ₁，開關S ₁切換為OFF時，本階段結束。

第二階段[t ₁~t ₂]：如圖3B所示，第二階段開始於t=t ₁，開關S ₁切換成OFF，開關S ₂保持為ON，磁化電感電流對開關S ₁的寄生電容C _s1充電，此充電近乎線性充電，開關S ₁的跨壓V _ds1從0開始增加，而v _ds1(t) i _Lk1(t ₁)(t-t ₁)/C _s1。箝位二極體D ₁的逆向偏壓值開始減少。由於C _s1很小，所以本階段時間很短。當t=t ₂，寄生電容C _s1的電壓上升且等於箝位電容C ₂的電壓時，箝位二極體D ₁開始導通，本階段結束。

第三階段[t ₂~t ₃]：如圖3C所示，第三階段開始於t=t ₂，當箝位二極體D ₁的逆向偏壓值降至零，D ₁開始導通。由於箝位電容C ₂遠大於寄生電容C _s1，因此絕大部分的漏電感電流i _Lk1流經電容C ₂和開關S ₂。開關S ₁的跨壓v _ds1被箝位電容C ₂箝位在V _C2，儲存在漏電感L _k1的能量傳遞至箝位電容C ₂，本階段開關S ₁跨壓：v _ds1(t)=v _ds1(t ₂)+i _Lk1(t ₂)(t-t ₂)/C ₂。當t=t ₃時，輸出二極體D ₇的逆向偏壓下降至零，二極體D ₇開始導通，本階段結束。

第四階段[t ₃~t ₄]：如圖3D所示，第四階段開始於t=t ₃，輸出二極體D ₇導通，漏電感電流i _Lk1部分流經箝位二極體D ₁，部分流經電容C ₁和C ₅對負載放電，電流i _Lk1和電流i _d1下降。同時上側電路的耦合電感以返馳式模式操作，能量由第一繞組藉由耦合電感傳遞至第二繞組及交越耦合電感的第三繞組，經由二極體D ₃對電容C ₃充電；同時下側電路的耦合電感以順向式模式操作，使得電容C ₄經由二極體D ₆對電容C ₆放電，二極體D ₂、D ₄、D ₅和D ₈為OFF。在本階段，箝位電容C ₁、第一耦合電感(上側WCCI)的第二繞組及第二耦合電感(下側WCCI)的交越耦合第三繞組及倍壓電容C ₅可視為直流電壓源以提升電壓增益。本階段電容C ₁、C ₄、C ₅放電，電容C ₂、C ₃及C ₆充電。當t=t ₄時，箝位二極體D ₁的電流下降至零，二極體D ₁以零電流切換(ZCS)條件轉態成OFF，本階段結束。

第五階段[t ₄~t ₅]：如圖3E所示，第五階段開始於t=t ₄，二極體D ₁轉態成OFF。漏電感L _k1的能量繼續傳遞到輸出側，電流i _Lk1下降，使得輸出二極體D ₇電流下降，漏電感L _k1控制了電流i _d7的下降斜率，因此緩和輸出二極體D ₇反向恢復的問題。當t=t ₅時，開關S ₁切換成ON，本階段結束。

第六階段[t ₅~t ₆]：如圖3F所示，第六階段開始於t=t ₅，開關S ₁切換成ON，開關S ₂保持為ON。漏電感電流i _Lk1上升，儲存在耦合電感次級側漏電感L _s1及L _s2的能量分別快速對電容C ₃和電容C ₆充電。二極體D ₃及D ₆仍保持如前一階段的導通狀態，電流i _d3及i _d6下降，二極體D ₃及D ₆電流的下降速率受漏電感L _s1和L _s2的控制，因此可緩和二極體D ₃及D ₆反向恢復問題。當t=t ₆時，二極體D ₃及D ₆的電流下降至零時，二極體D ₃及D ₆以零電流切換(ZCS)的條件轉態成OFF，此時i _Lk1上升至等於i _Lm1，本階段結束。接著，進入下半切換週期的相似6個電路動作階段。

由於電路的對稱性，後6個階段電路可分別參照圖3G至圖3L所示，其動作分析與前6個階段相似，本領域技術人員可參照前6個階段分析內容並配合對應的圖示了解其作動過程，於此不再贅述。

以下介紹交錯式直流升壓裝置2的穩態下之各電容電壓與輸出電壓轉換比的推導與分析。為了簡化分析，忽略時間很短的階段，並忽略漏電感L _k1、L _k2、L _s1和L _s2，且各個電容的電壓視為常數。

電壓增益：為了清楚表示第二繞組和第三繞組的電壓，首先定義上側電壓倍增單元(21)中的第二繞組與交越的第三繞組之電壓分別為和，而下側電壓倍增單元(22)中的第二繞組與交越的第三繞組之電壓為和。由於箝位電容C ₁和C ₂的電壓可視為傳統升壓型轉換器的輸出電壓，因此，根據磁化電感L _m1和L _m2滿足伏秒平衡(volt-second balance)定理，可推導而得到電壓V _C1及V _C2為：

在第四階段的等效電路中，上側電壓倍增單元(21)的切換電容電壓V _C3可表示為：

相似地，在第十階的等效電路中，下側電壓倍增單元(22)的切換電容電壓V _C4可表示為：

另一方面，在第四階段等效電路中，下側電壓倍增單元(22)的倍壓電容電壓V _C6可表示為：

相似地，在第十階段的等效電路中，上側電壓倍增單元(21)的倍壓電容電壓V _C5可表示為：

總輸出電壓V _o可由第四階段或第十階段的等效電路推導獲得：

因此，電壓增益G為：

事實上，若考慮耦合係數k，則電壓增益G _k可表示為：

當n=1時，電壓增益G _k與不同耦合電感的耦合係數k(k=1、0.95、0.9)的關係曲線可如圖5A所示。由圖5A中可知，耦合係數k對電壓增益的影響非常小，因此，若k=1可得第(7)式。從第(7)式中可知，電壓增益G具有耦合電感匝數比n和導通比D兩個設計自由度。因此，交錯式直流升壓裝置2可藉由適當設計耦合電感的匝數比來達到高升壓比的目的，而且不必操作在極大的導通比D。另外，對應於耦合電感匝數比n及導通比D的電壓增益曲線可如圖5B所示。當導通比D=0.6、n=1時，電壓增益可為12.5倍；當D=0.6，n=3時，電壓增益可為27.5倍。

另外，交錯式直流升壓裝置2各元件電壓應力：由交錯式直流升壓裝置2之第三階段可知：開關S ₁為OFF時，開關S ₁的跨壓等於箝位電容電壓V _C2，因此開關S ₁的電壓應力為：

同理，由第九階段可知：開關S ₂的電壓應力為：

另一方面，由第四階段可知，二極體D ₂、D ₄、D ₅和D ₈的電壓應力為：

同理，由第十階段可知，二極體D ₁、D ₃、D ₆和D ₇的電壓應力為：

由於傳統交錯式升壓型轉換器的功率開關應力為V _o，而由式子(9)、(10)可知，本實施例之交錯式直流升壓裝置2的開關電壓應力比較小，僅為輸出電壓V _o的1/(3n+2)倍，因此，可使用低額定耐壓具有較低導通電阻的開關，降低開關導通損失。另一方面，由式子(11)~(16)可知，本實施例之交錯式直流升壓裝置2的二極體電壓應力比較小，較低電壓應力的二極體可採用蕭特基二極體，其典型的順向壓降為0.3V，比一般功率二極體導通壓降為低，也可降低導通損失。

根據上述電路動作分析結果，本案利用Is-Spice軟體作初步的模擬，其中，本轉換器的規格為輸入電壓36V、輸出電壓400V、最大輸出功率1000W、切換頻率40kHz與n=1，以驗證本轉換器的特點。

首先，驗證轉換器之穩態特性：圖6A為滿載1000W時，開關S ₁和S ₂的驅動信號V _gs1和V _gs2、輸入電壓V _in與輸出電壓V _o的波形模擬示意圖。由圖6A中可看出，V _in=36V、V _o=400V，導通比D=0.57，原則上符合第(7)式之電壓增益的結果。驗證了電壓增益大於11倍，但轉換器不必操作在極大的導通比。

另外，驗證開關電壓應力：圖6B為開關S ₁和S ₂的驅動信號V _gs1和V _gs2，與開關跨壓v _ds1、v _ds2的波形模擬示意圖。由圖6B中可知，當開關S ₁和S ₂為OFF時，開關S ₁和S ₂的電壓應力約為85.4V，約為輸出電壓的五分之一，符合第(9)和第(10)式的結果，驗證轉換器開關具有低電壓應力的優點。

接著，驗證具有低輸入漣波電流性能與CCM操作：圖6C為滿載1000W時，耦合電感電流i _Lk1、i _Lk2與總輸入電流i _in的波形模擬示意圖。其中，耦合電感電流i _Lk1和i _Lk2的漣波電流都是27.1A，而總輸入電流i _in的漣波電流僅為1A，很明顯地，交錯式操作具有降低輸入漣波電流的作用。此外，由圖6D的磁化電感電流i _Lm1、i _Lm2之波形可驗證，本轉換器是操作在連續導通模式(CCM)。

接著，再驗證二極體的電壓應力：圖6E是二極體D ₁~D ₄的電壓波形模擬示意圖。其中，二極體D ₁和D ₂的電壓應力為168V，約只有輸出電壓V _o的2/5倍；二極體D ₃和D ₄的電壓應力也約為V _o的2/5倍，符合第(11)、第(12)和第(15)式的分析結果。

另外，圖6F是二極體D ₅~D ₈的電壓波形模擬示意圖。其中，二極體D ₅和D ₆的電壓應力為156V，約為V _o的2/5倍；二極體D ₇和D ₈的電壓應力為240V，是V _o的3/5倍，符合第(13)、第(14)和第(16)式的結果，所有二極體的電壓應力均小於V _o的400V。

再驗證二極體的反向恢復電流問題：圖6G與圖6H是二極體D ₁~D ₈的電流波形模擬示意圖。由圖6G與圖6H中可知，二極體D ₁~D ₈幾乎沒有反向恢復電流的產生，因此可降低反向恢復損失及EMI雜訊。

最後，驗證輸出電容的電壓：圖6I是輸出電壓波形及電容C ₁、C ₃、C ₅的電壓波形模擬示意圖。其中，V _o等於400V，V _C1=V _C3，且約等於80V，V _C5約等於160V，原則上符合第(1)、第(2)與第(5)式的推導結果。事實上，電容C ₂、C ₄、C ₆的電壓模擬結果也都符合第(1)、第(3)與第(4)式的理論分析結果。

接著，再進行電流均流性能模擬與探討：以下將針對不對稱的導通比，模擬探討轉換器輸入電流均流性能。

在輸出功率1000W及繞組交越耦合電感的匝數比：n=1的條件下，模擬結果如下表1所示。

由表1中可知，不對稱的導通比對均流性僅有少許影響。

理論上，若習知的交錯式升壓型轉換器的兩相導通比不匹配，則不論負載輕重，則具有較大導通比的那一相將操作在連續導通模式(CCM)，具有較小導通比的另一相將操作在不連續導通模式(DCM)，均流性能很差，甚至電流幾乎偏在單一相操作。與傳統交錯式升壓型轉換器比較，由於本實施例之交錯式直流升壓裝置2交互使用箝位電容及繞組交越耦合電感的電路結構，有助於改善電流均流性能。

根據以上的模擬波形驗證，本實施例之交錯式直流升壓裝置2的特性與優點可歸納如下：1、電壓增益表示式、開關S ₁或S ₂的電壓應力、二極體D ₁~D ₈及每個電容的電壓值都與穩態的理論分析結果符合。2、本實施例的高電壓增益的達成，確實可不必操作在極大的導通比。3、本實施例之轉換器的兩個功率開關的電壓應力只有輸出電壓的五分之一，可以使用導通電阻較小的低額定耐壓開關，以降低導通損失；另外，二極體電壓應力也都遠低於輸出電壓。4、由於二極體沒有反向恢復電流的產生，所以可改善二極體的反向恢復問題。5、由於為交錯式操作，使得耦合電感初級側繞組的電流漣波能相抵消，可降低輸入電流漣波。6、本實施例利用繞組交越耦合電感與交互使用箝位電容的電路結構，能夠改善轉換器的均流性能。

綜上所述，本發明提出的交錯式直流升壓裝置的特性與優點綜合如下：1、由於在交錯式升壓型轉換器中導入含有繞組交越耦合電感的電壓倍增單元，可增加了電壓增益的設計自由度，所以高電壓增益的達成下，可不必操作在極大的導通比。2、由於轉換器的兩個功率開關的電壓應力遠低於輸出電壓，因此可以使用導通電阻較小的低額定耐壓開關，所以可降低導通損失。3、繞組交越耦合電感的漏電感能有效地緩和輸出二極體的反向恢復問題，同時可降低反向恢復損失。4、漏電感能量能夠由電壓倍增單元回收再利用，不但能改善效率，也能避免開關的電壓突波問題。5、轉換器的電路結構與交錯式的操作，不但具有分擔輸入電流以降低導通損失的效果，而且具有電流漣波相消以降低輸入電流漣波大小的優點，可減少太陽能電池模組輸出端的電解電容數量或延長燃料電池的使用壽命，可降低系統整體成本。6、繞組交越耦合電感與交互使用箝位電容的電路結構，能有效改善轉換器的均流性能。

以上所述僅為舉例性，而非為限制性者。任何未脫離本發明之精神與範疇，而對其進行之等效修改或變更，均應包含於後附之申請專利範圍中。

Claims

一種交錯式直流升壓裝置，其接收一輸入電壓，並輸出一輸出電壓，該交錯式直流升壓裝置包括：一第一耦合電感與一第二耦合電感，分別具有一第一繞組、一第二繞組與一第三繞組，該第一耦合電感之該第一繞組的第一端連接該第二耦合電感之該第一繞組的第一端且連接該輸入電壓，該第一耦合電感之該第二繞組的第二端連接該第二耦合電感之該第三繞組的該第一端，該第二耦合電感之該第二繞組的第二端連接該第一耦合電感之該第三繞組的第一端；一第一功率開關與一第二功率開關，該第一功率開關的第一端連接該第一耦合電感之該第一繞組的第二端，該第二功率開關的第一端連接該第二耦合電感之該第一繞組的第二端；一第一箝位二極體、一第二箝位二極體、一第一箝位電容與一第二箝位電容，該第一箝位二極體的第一端連接該第一功率開關的第一端與該第一箝位電容的第一端，該第一箝位二極體的第二端連接該第二耦合電感之該第二繞組的第一端與該第二箝位電容的第二端，該第一箝位電容的第二端連接該第一耦合電感之該第二繞組的第一端，該第二箝位二極體的第一端連接該第二功率開關的第一端與該第二箝位電容的第一端，該第二箝位二極體的第二端連接該第一耦合電感之該第二繞組的第一端與該第一箝位電容的第二端，該第二箝位電容的第二端連接該第二耦合電感之該第二繞組的第一端；一第一切換電容、一第二切換電容、一第一切換二極體與一第二切換二極體，該第一切換電容的兩端分別連接該第一箝位電容的第二端與該第一切換二極體的第二端，該第二切換電容的兩端分別連接該第二箝位電容的第二端與該第二切換二極體的第二端，該第一切換二極體的第一端連接該第二耦合電感之該第三繞組的第二端，該第二切換二極體的第一端連接該第一耦合電感之該第三繞組的第二端；以及一第一倍壓電容、一第二倍壓電容、一第一倍壓二極體與一第二倍壓二極體，該第一倍壓電容的兩端分別連接該第一切換二極體的第一端與該第一倍壓二極體的第二端，該第二倍壓電容的兩端分別連接該第二切換二極體的第一端與該第二倍壓二極體的第二端，該第一倍壓二極體的第一端連接該第一切換二極體的第二端，該第二倍壓二極體的第一端連接該第二切換二極體的第二端。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，更包括：一第一輸出二極體、一第二輸出二極體與一輸出電容，該第一輸出二極體的第一端連接該第一倍壓二極體的第二端，該第一輸出二極體的第二端連接該輸出電容的第一端與該第二輸出二極體的第二端，該第二輸出二極體的第一端連接該第二倍壓二極體的第二端，該輸出電容的跨壓等於該輸出電壓。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一耦合電感的該第一繞組的匝數與該第二耦合電感的該第一繞組的匝數相同，該第一耦合電感的該第二繞組的匝數與該第二耦合電感的該第二繞組的匝數相同，該第一耦合電感的該第三繞組的匝數與該第二耦合電感的該第三繞組的匝數相同。
如申請專利範圍第3項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一耦合電感之該第二繞組與該第三繞組的繞線匝數相同，該第二耦合電感之該第二繞組與該第三繞組的繞線匝數相同。
如申請專利範圍第3項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該交錯式直流升壓裝置的電壓增益為(3n+2)/(1-D)，其中n為該第一耦合電感或該第二耦合電感的該第二繞組與該第一繞組的匝數比，D為該第一功率開關或該第二功率開關的導通比。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一耦合電感之該第一繞組的第一端、該第二繞組的第一端與該第三繞組的第二端分別為極性點端，該第二耦合電感之該第一繞組的第一端、該第二繞組的第一端與該第三繞組的第二端分別為極性點端。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一功率開關與該第二功率開關是以工作相位相差半個切換週期進行交錯式操作。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一功率開關與該第二功率開關的第一端分別為汲極，該第一功率開關與該第二功率開關的第二端分別為源極，並與一接地端連接。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一箝位二極體的第一端、該第二箝位二極體的第一端、該第一切換二極體的第一端、該第二切換二極體的第一端、該第一倍壓二極體的第一端與該第二倍壓二極體的第一端分別為陽極，該第一箝位二極體的第二端、該第二箝位二極體的第二端、該第一切換二極體的第二端、該第二切換二極體的第二端、該第一倍壓二極體的第二端與該第二倍壓二極體的第二端分別為陰極。
如申請專利範圍第1項所述之交錯式直流升壓裝置，其中該第一耦合電感或該第二耦合電感操作於連續導通模式。