TWI716110B - 柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器 - Google Patents

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陳信助
楊松霈
黃昭明
林淯儒
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崑山科技大學
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Abstract

本發明係有關於一種柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，其主要係能提升高電壓增益，使得轉換器不必操作在極大的導通比，且所有開關皆能達到零電壓切換的柔切性能，能夠降低切換損失，提升轉換效率，並可降低導通損失，同時由於交錯式操作，使得輸入電流漣波相消，所以降低輸入電流漣波大小，以可適合於高升壓增益、高效率及高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器
本發明係有關於一種柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，尤其是指一種能提升高電壓增益，使得轉換器不必操作在極大的導通比，且所有開關皆能達到零電壓切換的柔切性能，能夠降低切換損失，提升轉換效率，並可降低導通損失，同時由於交錯式操作，使得輸入電流漣波相消，所以降低輸入電流漣波大小，以可適合於高升壓增益、高效率及高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
按，為了緩和全球暖化問題，2015年通過了《巴黎協定》。各國將致力於大幅減少溫室氣體排放，期許全球均溫上升不超過攝氏2度，進而追求不超過攝氏1.5度的更艱難目標。各國將透過再生能源，用更有效的方式達成溫室氣體減排目標。在日本、歐洲與美國裝設於屋頂的住宅型太陽能併網電力系統，最近成為成長快速 的市場。由於燃料電池是經由利用氫及氧的化學反應，產生電流及水，不但完全無污染，也避免了傳統電池充電耗時的問題，是極具發展前景的新能源方式，應用在車輛及發電系統上，將能改善空氣污染及溫室效應。因此，在應用再生能源的電力系統中，太陽能發電系統及燃料電池發電系統常在分散式發電系統中扮演重要的角色。
由於安全性與可靠性的考量，太陽能電池模組與燃料電池所產生的輸出電壓是屬於低電壓，一般不超過40V，為了達到併網發電或直流微電網的電壓需求，必須先將此低電壓利用高升壓DC-DC轉換器升壓至高電壓直流排的電壓準位。例如：對於一個單相220Vac的電網系統而言，此高電壓直流排常為380-400Vdc，以利全橋式換流器〔inverter〕的DC-AC電源轉換。
而現有之升壓型轉換器〔boost converter〕，請參閱第三十五圖現有之升壓型轉換器電路圖所示，該升壓型轉換器(2)當元件皆為理想，即電感L的串聯等效電阻r L =0，且操作在連續導通模式〔CCM〕時，理論上電壓增益為
Figure 108134082-A0305-02-0006-1
電壓增益完全取決於導通比〔duty ratio〕D的大小。理論上操作在極高導通比的升壓型轉換器能夠得到高電壓增益。然而，實務上考慮升壓型轉換器的電感串聯等效電阻r L ≠0，且令電阻比 r=r L /R，則轉換器電壓增益M與效率η對導通比D的表示式如下：
Figure 108134082-A0305-02-0007-2
Figure 108134082-A0305-02-0007-3
基於上述(2)和(3)式，請再一併參閱第三十六圖現有升壓型轉換器之不同電阻比r對輸出電壓增益M與導通比D的關係曲線圖及第三十七圖現有升壓型轉換器之不同電阻比r對效率η及導通比D的關係曲線圖所示，當該升壓型轉換器(2)操作在趨近於1的極大導通比時，電壓增益會出現不增反減的情形，基於實務考量，該升壓型轉換器(2)電壓增益受限在約4~5倍以下；另一方面，極大導通比時，效率差，因此應避免操作在極大導通比。此外，該升壓型轉換器(2)操作在極大導通比有以下問題：產生很大的輸入電流漣波；二極體的反向恢復損失嚴重；開關及二極體的電壓應力等於輸出電壓，電壓應力高；所以該升壓型轉換器(2)並不適合高升壓之應用。
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，主要係能提升高電壓增益，使得轉換器不必操作在極大的導通比，且所有開關皆能達到零電壓切換的柔切性能，能夠降低切換損失，提升轉換效率，並可降低導通損失，同時由於交錯式操作，使得輸入電流漣波相消，所以降低輸入電流漣波大小，以可適合於高升壓增益、高效率及高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
1:轉換器
11:主動箝位電路
12:電壓倍增電路
V in:輸入電壓
N p1:初級側耦合電感線圈
N p2:初級側耦合電感線圈
C c1:箝位電容
C c2:箝位電容
S 1:主開關
S 2:主開關
C s1:主開關寄生電容
C s2:主開關寄生電容
S a1:輔助開關
S a2:輔助開關
N s1:次級側耦合電感線圈
N s2:次級側耦合電感線圈
D d1:倍壓二極體
D d2:倍壓二極體
C o1:輸出電容
C o2:輸出電容
C d1:倍壓電容
C d2:倍壓電容
D o1:輸出二極體
D o2:輸出二極體
R o :負載
2:升壓型轉換器
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之等效電路圖
第三圖：本發明之主要元件時序波形圖
第四圖：本發明之第一操作階段等效電路圖
第五圖：本發明之第二操作階段等效電路圖
第六圖：本發明之第三操作階段等效電路圖
第七圖：本發明之第四操作階段等效電路圖
第八圖：本發明之第五操作階段等效電路圖
第九圖：本發明之第六操作階段等效電路圖
第十圖：本發明之第七操作階段等效電路圖
第十一圖：本發明之第八操作階段等效電路圖
第十二圖：本發明之第九操作階段等效電路圖
第十三圖：本發明之第十操作階段等效電路圖
第十四圖：本發明之第十一操作階段等效電路圖
第十五圖：本發明之第十二操作階段等效電路圖
第十六圖：本發明之第十三操作階段等效電路圖
第十七圖：本發明之第十四操作階段等效電路圖
第十八圖：本發明之第十五操作階段等效電路圖
第十九圖：本發明之第十六操作階段等效電路圖
第二十圖：本發明之電壓增益與導通比及耦合係數的曲線圖
第二十一圖：本發明之電壓增益與導通比及耦合電感匝數比的曲線圖
第二十二圖：本發明之模擬電路示意圖
第二十三圖：本發明之主開關驅動信號、輸入電壓及輸出電壓的模擬波形圖
第二十四圖：本發明之主開關驅動信號及其跨壓的模擬波形圖
第二十五圖：本發明之輔助開關驅動信號及其跨壓的模擬波形圖
第二十六圖：本發明於滿載1000W時之主開關的驅動信號與其跨壓模擬波形圖
第二十七圖：本發明於滿載1000W時之輔助開關的驅動信號與其跨壓模擬波形圖
第二十八圖：本發明之主開關S 1切換瞬間的模擬波形放大圖
第二十九圖：本發明之主開關S 2切換瞬間的模擬波形放大圖
第三十圖：本發明之輔助開關S a1切換瞬間的模擬波形放大圖
第三十一圖：本發明之輔助開關S a2切換瞬間的模擬波形放大圖
第三十二圖：本發明於滿載1000W時之流經耦合電感之電流及總輸入電流模擬波形圖
第三十三圖：本發明之倍壓電容、輸出電容的電壓波形模擬圖
第三十四圖：本發明之箝位電容的電壓波形模擬圖
第三十五圖：現有之升壓型轉換器電路圖
第三十六圖：現有升壓型轉換器之不同電阻比r對輸出電壓增益M與導通比D的關係曲線圖
第三十七圖：現有升壓型轉換器之不同電阻比r對效率η及 導通比D的關係曲線圖
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要係分為主動箝位電路(11)及電壓倍增電路(12)，該主動箝位電路(11)係於輸入電壓V in之正極分別連接有初級側耦合電感線圈N p1之第一端及之初級側耦合電感線圈N p2之第一端，該輸入電壓V in之負極分別連接有箝位電容C c1之第二端、主開關S 1之第二端、箝位電容C c2之第二端及主開關S 2之第二端，該主開關S 1並聯形成有主開關寄生電容C s1，該主開關S 2並聯形成有主開關寄生電容C s2，而該初級側耦合電感線圈N p1之第二端分別連接輔助開關S a1之第一端及主開關S 1之第一端，該初級側耦合電感線圈N p2之第二端分別連接輔助開關S a2之第一端及主開關S 2之第一端，該輔助開關S a1之第二端連接該箝位電容C c1之第一端，該輔助開關S a2之第二端連接該箝位電容C c2之第一端；而該電壓倍增電路(12)則係於次級側耦合電感線圈N s1之第一端分別連接倍壓二極體D d1之正極、倍壓二極體D d2之負極、輸出電容C o1之第二端及輸出電容C o2之第一端，該次級側耦合電感線圈N s1之第二端連接次級側耦合電感線圈N s2之第二端，該次級側耦合電感線圈N s2之第一端分別連接倍壓電 容C d1之第二端及倍壓電容C d2之第一端，該倍壓電容C d1之第一端分別連接該倍壓二極體D d1之負極及輸出二極體D o1之正極，該倍壓電容C d2之第二端分別連接該倍壓二極體D d2之正極及輸出二極體D o2之負極，該輸出二極體D o1之負極分別連接該輸出電容C o1之第一端及負載R o 之正極，該輸出二極體D o2之正極分別連接該輸出電容C o2之第二端及該負載R o 之負極。
使得請再一併參閱第二圖本發明之等效電路圖所示，該初級側耦合電感線圈N p1更包括有相連接之磁化電感L m1與漏電感L k1，使得初級側耦合電感線圈N p1與次級側耦合電感線圈N s1構成理想變壓器，另該初級側耦合電感線圈N p2同樣包括有相連接之磁化電感L m2與漏電感L k2，使得初級側耦合電感線圈N p2與次級側耦合電感線圈N s2同樣構成理想變壓器，而耦合電感匝數比n定義為N s /N p ；因此該轉換器(1)之該主動箝位電路(11)能令各功率開關皆能達到零電壓切換的柔切性能，可夠降低切換損失，提升轉換效率，而該電壓倍增電路(12)可提升高電壓增益，並且降低功率開關電壓應力，其主開關S 1與主開關S 2採交錯式操作〔工作相位相差180°〕，可以降低輸入電流漣波。
而該轉換器(1)在使用過程中，係操作於連續導通模式〔CCM〕，導通比大於0.5，而且該主開關S 1與該主開關S 2以工作相位相差180°的交錯式操作，該輔助開關S a1及該輔助開關S a2分別與該主開關S 1與該主開關S 2採互補式操作，互補式操作之間有一段 時間很短的盲時〔dead time〕T d 。穩態時，該轉換器(1)根據功率開關及二極體的ON/OFF狀態，在一個切換週期內該轉換器(1)可分成16個操作階段，而由於電路的對稱性，以下僅對前8個階段作簡要的電路動作分析，假設：
1.所有功率開關與二極體導通壓降為零。
2.該箝位電容C c1、該箝位電容C c2、該倍壓電容C d1、該倍壓電容C d2、該輸出電容C o1、該輸出電容C o2夠大，忽略電壓漣波，使得其電容電壓可視為常數。
3.兩個耦合電感的匝數比相等(N s1/N p1=N s2/N p2=n)，且磁化電感值相等L m1=L m2，漏電感值相等L k1=L k2。磁化電感遠大於漏電感。
4.耦合電感的磁化電感電流操作在連續導通模式〔Continuous Conduction Mode，CCM〕。
其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下所示，請再一併參閱第三圖本發明之主要元件時序波形圖所示：
第一階段〔t 0~t 1〕：請再一併參閱第四圖本發明之第一操作階段等效電路圖所示，第一階段開始於t=t 0，該主開關S 1與該主開關S 2皆為ON〔導通〕，該輔助開關S a1及該輔助開關S a2皆為OFF〔截止〕。該倍壓二極體D d1、該倍壓二極體D d2與該輸出二極體D o1、該輸出二極體D o2均為逆向偏壓而OFF。輸入電壓V in跨於耦合電感 的初級側，即跨於該磁化電感L m1和該漏電感L k1以及該磁化電感L m2和該漏電感L k2上，電流呈線性上升。在輸出側，該輸出電容C o1和該輸出電容C o2對該負載R o 放電。當t=t 1，該主開關S 1切換為OFF時，本階段結束。
第二階段〔t 1~t 2〕：請再一併參閱第五圖本發明之第二操作階段等效電路圖所示，第二階段開始於t=t 1，該主開關S 1切換為OFF，漏電感電流i Lk1對該主開關S 1的該主開關寄生電容C s1充電，該主開關S 1跨壓v ds1由零電壓開始上升，因為該主開關寄生電容C s1很小，所以本階段時間很短。當t=t 2，該主開關S 1的跨壓v ds1上升至箝位電容電壓V Cc1時，該輔助開關S a1之本體二極體導通，該主開關S 1的跨壓v ds1箝位在V Cc1，本階段結束。
第三階段〔t 2~t 3〕：請再一併參閱第六圖本發明之第三操作階段等效電路圖所示，第三階段開始於t=t 2，該輔助開關S a1之本體二極體導通，漏電感電流i Lk1下降，電流i Lk1經由該輔助開關S a1之本體二極體對該箝位電容C c1充電。當t=t 3，該倍壓二極體D d2與輸出二極體D o1轉態為ON，本階段結束。
第四階段〔t 3~t 4〕：請再一併參閱第七圖本發明之第四操作階段等效電路圖所示，第四階段開始於t=t 3，該倍壓二極體D d2、該輸出二極體D o1轉態為ON。儲存在該磁化電感L m1的能量藉由耦合電感傳送至次級側，電流分流至兩條路徑，一條是流經該倍壓電容C d2和該倍壓二極體D d2，另一路徑是經由該倍壓電容C d1、該輸出二極 體D o1及該輸出電容C o1。此時，耦合電感次級側電流對該倍壓電容C d2充電，對該倍壓電容C d1放電且對該輸出電容C o1充電。另一方面，因為次級側電流反射至第二組耦合電感初級側的理想變壓器，使得第二組耦合電感的漏電感電流i Lk2快速上升。當t=t 4，該輔助開關S a1切換成ON時，本階段結束。
第五階段〔t 4~t 5〕：請再一併參閱第八圖本發明之第五操作階段等效電路圖所示，第五階段開始於t=t 4，該輔助開關S a1切換為ON。由於該輔助開關S a1之本體二極體導通，所以該輔助開關S a1跨壓為零，因此該輔助開關S a1達成零電壓切換〔ZVS〕性能。漏電感電流i Lk1持續對該箝位電容C c1充電，漏電感電流i Lk1持續下降，當漏電感電流i Lk1降至0之後，漏電感電流i Lk1將改變電流方向。當t=t 5，該輔助開關S a1切換為OFF時，本階段結束。
第六階段〔t 5~t 6〕：請再一併參閱第九圖本發明之第六操作階段等效電路圖所示，第六階段開始於t=t 5，該輔助開關S a1切換為OFF。此時該漏電感L k1和該主開關寄生電容C s1開始產生共振，該主開關S 1的跨壓v ds1開始以共振模式下降，儲存在該主開關寄生電容C s1之能量轉移到該漏電感L k1。當t=t 6，該主開關S 1的跨壓v ds1下降到零，該主開關S 1的本體二極體開始導通，本階段結束。
第七階段〔t 6~t 7〕：請再一併參閱第十圖本發明之第七操作階段等效電路圖所示，第七階段開始於t=t 6，該主開關S 1的本體二極體導通，該主開關S 1的跨壓為零，該主開關S 1零電壓切換〔ZVS〕 的條件成立。當t=t 7，該主開關S 1切換為ON時，該主開關S 1達成零電壓切換〔ZVS〕性能，本階段結束。
第八階段〔t 7~t 8〕：請再一併參閱第十一圖本發明之第八操作階段等效電路圖所示，第八階段開始於t=t 7，該主開關S 1零電壓切換為ON，且該主開關S 2保持ON，漏電感電流i Lk1上升。當i Lk1<i Lm1時，磁化電感L m1所儲存的能量持續藉由耦合電感傳送至次級側。因此該倍壓二極體D d2與該輸出二極體D o1仍然保持導通。因為漏電感電流i Lk1上升，所以藉由耦合電感傳送至次級側的倍壓二極體電流i Dd2和輸出二極體電流i Do1下降。當t=t 8，倍壓二極體電流i Dd2與輸出二極體電流i Do1下降至零，二極體該倍壓二極體D d2與該輸出二極體D o1轉態成OFF，本階段結束。
而該轉換器(1)之後半切換週期的8個階段，由於電路的對稱性，後8個階段電路動作分析相似〔請再一併參閱第十二圖~第十九圖所示〕，詳細分析在此省略。
將該轉換器(1)進行穩態特性分析：為了簡化分析，忽略開關及二極體導通壓降及時間極短的暫態階段，僅考慮第一、五、八、九、十三和十六階段。除了功率開關的寄生電容之外，其他電容都夠大，因此電容電壓可視為常數。
電壓增益：
在第一、八、九、十三和十六階段時，時間共計DT s 。耦合電感之磁化電感L m1跨壓為
Figure 108134082-A0305-02-0017-4
其中耦合係數
Figure 108134082-A0305-02-0017-9
。在第五階段時，時間共計(1-D)Ts，磁化電感L m1跨壓為
Figure 108134082-A0305-02-0017-8
忽略佔週期比例很小的盲時，對磁化電感L m1應用伏秒平衡原理〔principle of volt-second balance〕，即電感電壓在一切換週期內之平均電壓為零，因此可得kV in DT s +k(V in -V Cc1)(1-D)T s =0 (3)
整理(3)式可得
Figure 108134082-A0305-02-0017-5
因為轉換器電路的對稱性，而且採用交錯式操作，因此對磁化電感L m2應用伏秒平衡定理也可得
Figure 108134082-A0305-02-0017-6
在第五階段，該倍壓二極體D d2及該輸出二極體D o1為導通，電壓V Cd2為
Figure 108134082-A0305-02-0017-7
在第十三階段，該倍壓二極體D d1與該輸出二極體D o2導通，電壓V Cd1為
Figure 108134082-A0305-02-0018-10
在第五階段，電壓V Co1為
Figure 108134082-A0305-02-0018-11
在第十三階段，電壓V Co2為
Figure 108134082-A0305-02-0018-12
總輸出電壓V o為
Figure 108134082-A0305-02-0018-13
因此本轉換器的電壓增益G為
Figure 108134082-A0305-02-0018-14
當n=1時，電壓增益G與不同耦合電感的耦合係數k〔k=1、0.95、0.9〕的關係曲線，請再一併參閱第二十圖本發明之電壓增益與導通比及耦合係數的曲線圖所示，可知耦合係數k對電壓增益的影響非常小。
因為磁化電感遠大於漏電感，因此若忽略漏電感，則耦合係數k=1，可得理想的電壓增益為
Figure 108134082-A0305-02-0018-15
從上式可知該轉換器(1)的電壓增益具有耦合電感匝數比n和導通比D兩個設計自由度。該轉換器(1)可藉由適當設計耦 合電感的匝數比，達到高升壓比，而不必操作在極大的導通比。對應於耦合電感匝數比n及導通比D的電壓增益曲線，請再一併參閱第二十一圖本發明之電壓增益與導通比及耦合電感匝數比的曲線圖所示。當導通比D=0.6、n=1時，電壓增益為10倍。
開關元件的電壓應力：
功率開關的電壓應力為
Figure 108134082-A0305-02-0019-16
Figure 108134082-A0305-02-0019-17
由於現有交錯式升壓型轉換器的功率開關應力為輸出電壓V o ，而該轉換器(1)的功率開關電壓應力降低很多，僅為輸出電壓之1/4n倍，可使用低額定耐壓具有較低R ds(ON)的MOSFET，因此可降低開關導通損失。
依據上述電路動作分析結果，使用IsSpice模擬軟體進行模擬。設定該轉換器(1)之相關參數為：輸入電壓36V、輸出電壓380V、最大輸出功率1000W、切換頻率50kHz，匝數比n=1.2；以下以模擬波形與實作結果檢驗該轉換器(1)的特點〔請再一併參閱第二十二圖本發明之模擬電路示意圖所示〕：
A.驗證穩態特性：
請再一併參閱第二十三圖本發明之主開關驅動信號、輸入電壓及輸出電壓的模擬波形圖所示，驗證該轉換器(1)之穩態特性， 滿載1000W時，可得知輸入電壓V in =36V、輸出電壓V o =380V，由驅動信號可知開關導通比不是極大，驗證該轉換器(1)達到高電壓增益，而不必操作在極大的導通比。
B.驗證開關電壓應力：
請再一併參閱第二十四圖本發明之主開關驅動信號及其跨壓的模擬波形圖、第二十五圖本發明於之輔助開關驅動信號及其跨壓的模擬波形圖所示，當該轉換器(1)輸出電壓V o =380V時，主開關電壓應力為95.8V，輔助開關電壓應力為90.1V，電壓應力均遠低於輸出電壓值，驗證功率開關具有低電壓應力之優點。
C.驗證主開關與輔助開關皆能達到零電壓切換〔ZVS〕操作：
C1.請再一併參閱第二十六圖本發明於滿載1000W時之主開關的驅動信號與其跨壓模擬波形圖、第二十七圖本發明於滿載1000W時之輔助開關的驅動信號與其跨壓模擬波形圖、第二十八圖本發明之主開關S 1切換瞬間的模擬波形放大圖所示，第二十九圖本發明之主開關S 2切換瞬間的模擬波形放大圖所示，可得知該主開關S 1及該主開關S 2切換為ON之前，其跨壓v ds1和v ds2均已下降至零，驗證了該主開關S 1及該主開關S 2達到零電壓切換〔ZVS〕操作。
C2.請再一併參閱第三十圖本發明之輔助開關S a1切換瞬間的模擬波形放大圖、第三十一圖本發明之輔助開關S a2切換瞬間的模擬波形放大圖所示，可得知該輔助開關S a1及該輔助開關S a2切換為 ON之前，其跨壓v dsa1和v dsa2均已下降至零，驗證了該輔助開關S a1及該輔助開關S a2達到零電壓切換〔ZVS〕操作。。
D.驗證具有低輸入電流漣波性能與CCM操作：
請再一併參閱第三十二圖本發明於滿載1000W時之流經耦合電感之電流及總輸入電流模擬波形圖所示，可得知該漏電感L k1和該漏電感L k2的電流i Lk1和i Lk2的電流漣波大約40.9A，而輸入電流i in 的電流漣波僅為約1.9A，驗證交錯式操作具有降低輸入電流漣波的性能。
E.驗證電容電壓：
請再一併參閱第三十三圖本發明之倍壓電容、輸出電容的電壓波形模擬圖及第三十四圖本發明之箝位電容的電壓波形模擬圖所示，倍壓電容電壓V Cd1和V Cd2大約等於95V，輸出電容電壓V Co1和V Co2大約等於190V，模擬結果與分析結果相符，驗證理論分析的正確性。
藉由以上所述，本發明之使用實施說明可知，本發明與現有技術手段相較之下，本發明主要係能提升高電壓增益，使得轉換器不必操作在極大的導通比，且所有開關皆能達到零電壓切換的柔切性能，能夠降低切換損失，提升轉換效率，並可降低導通損失，同時由於交錯式操作，使得輸入電流漣波相消，所以降低輸入電流漣波大小，以可適合於高升壓增益、高效率及高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
1:轉換器
11:主動箝位電路
12:電壓倍增電路
V in:輸入電壓
N p1:初級側耦合電感線圈
N p2:初級側耦合電感線圈
C c1:箝位電容
C c2:箝位電容
S 1:主開關
S 2:主開關
C s1:主開關寄生電容
C s2:主開關寄生電容
S a1:輔助開關
S a2:輔助開關
N s1:次級側耦合電感線圈
N s2:次級側耦合電感線圈
D d1:倍壓二極體
D d2:倍壓二極體
C o1:輸出電容
C o2:輸出電容
C d1:倍壓電容
C d2:倍壓電容
D o1:輸出二極體
D o2:輸出二極體
R o :負載

Claims (3)

  1. 一種柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，其主要係令轉換器分為主動箝位電路及電壓倍增電路，該主動箝位電路係於輸入電壓(V in)之正極分別連接有初級側耦合電感線圈(N p1)之第一端及之初級側耦合電感線圈(N p2)之第一端，該輸入電壓(V in)之負極分別連接有箝位電容(C c1)之第二端、主開關(S 1)之第二端、箝位電容(C c2)之第二端及主開關(S 2)之第二端，該主開關(S 1)並聯形成有主開關寄生電容(C s1)，該主開關(S 2)並聯形成有主開關寄生電容(C s2)，而該初級側耦合電感線圈(N p1)之第二端分別連接輔助開關(S a1)之第一端及該主開關(S 1)之第一端，該初級側耦合電感線圈(N p2)之第二端分別連接輔助開關(S a2)之第一端及該主開關(S 2)之第一端，該輔助開關(S a1)之第二端連接該箝位電容(C c1)之第一端，該輔助開關(S a2)之第二端連接該箝位電容(C c2)之第一端；而該電壓倍增電路則係於次級側耦合電感線圈(N s1)之第一端分別連接倍壓二極體(D d1)之正極、倍壓二極體(D d2)之負極、輸出電容(C o1)之第二端及輸出電容(C o2)之第一端，該次級側耦合電感線圈(N s1)之第二端連接次級側耦合電感線圈(N s2)之第二端，該次級側耦合電感線圈(N s2)之第一端分別連接倍壓電容(C d1)之第二端及倍壓電容(C d2)之第一端，該倍壓電容(C d1)之第一端分別連接該倍壓二極體(D d1)之負極及輸出二極體(D o1)之正極，該倍壓電容(C d2)之第二端分別連接該倍壓二極體 (D d2)之正極及輸出二極體(D o2)之負極，該輸出二極體(D o1)之負極分別連接該輸出電容(C o1)之第一端及負載(R o )之正極，該輸出二極體(D o2)之正極分別連接該輸出電容(C o2)之第二端及該負載(R o )之負極。
  2. 如請求項1所述柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，其中，該初級側耦合電感線圈(N p1)包括有相連接之磁化電感(L m1)與漏電感(L k1)，該初級側耦合電感線圈(N p2)包括有相連接之磁化電感(L m2)與漏電感(L k2)。
  3. 如請求項1所述柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器，其中，該初級側耦合電感線圈(N p1)與該次級側耦合電感線圈(N s1)構成理想變壓器，而該初級側耦合電感線圈(N p2)與該次級側耦合電感線圈(N s2)亦構成理想變壓器。
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