CN116365878A - 应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，包括直流输入单元、储能电感、三绕组耦合电感、准Z源结构、箝位结构、倍压单元结构以及直流输出负载。三绕组耦合电感等效为匝比为N1：N2：N3的理想变压器；利用倍压单元结构的升压能力，配合耦合电感的充放电，对三绕组耦合电感匝比以及开关管占空比D进行共同调节，使直流变换器具有高增益、高灵活度的升压能力；准Z源结构中的二极管替换为开关管，通过其缓冲电容在死区时间内的完全充放电，使有源开关管和二极管实现了软开关功能，电路的无源元件少，变换器的工作效率提高；箝位结构降低了电磁干扰。该变换器整体设计合理，输入电流连续，输入输出共地，采样和控制方便。

Description

应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体是应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器。
背景技术
随着国民经济的不断发展，未来各行各业的发展将会对于电能的需求量逐渐提高，但同时社会又面临着长期由于传统化石燃料供能发电所产生的环境问题，因此针对于电力的生产、使用、回收等问题的优化，例如如何高效率地利用太阳能、氢能、风能等清洁型的新能源进行发电，如何提高所生产的电能的利用率，如何回收利用过度生产的电能等问题便成了电能、新能源等相关的各行各业研究人员共同努力的方向。
近些年来，随着研究的深入DC Microgrid(直流微电网系统)孕育而生，相比较于传统的集中式大电网系统，直流微电网系统与现在的多能源供电的趋势更为适配并具有较高的可靠性和安全性，它由光伏发电、生物质能发电、燃料电池发电、风力发电、储能系统、电力电子变换器以及各种用电系统构。在直流微电网系统中，将供电设备所产生的低压直流电能通过高电压增益的直流变换器并入高压直流母线，这对该直流变换器的升压性能和能量转换效率有重要的要求。
文献“Chen M X,Yin C Q,Loh P C,et al.Improved Large DC Gain Converterswith Low Voltage Stress on Switches Based on Coupled-Inductor and VoltageMultiplier for Renewable Energy Applications[J].IEEE Journal of Emerging andSelected Topics in Power Electronics,2020,8(3):2824-2836.”提出了一种将开关电容、倍压单元结构和耦合电感结合应用的变换器，增加了无源钳位结构，减小了开关管的电压应力，同时降低了输出二极管的电压应力，并解决了其反向恢复问题，但是变换器工作于硬开关环境，对开关管造成一定损耗，影响其效率；文献“Rezvanyvardom M,Mirzaei A,andHeydari S.Fully Soft-Switching Nonisolated Quasi-Z-Source DC-DC Converterwith High-Voltage Gain[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2021,9(2):1854-1862.”提出了一种通过电路的谐振实现有源器件软开关功能的变换器，该变换器结构简单、功率损耗小、转换效率高，但是开关管两端的电压应力较高；文献“Poorali B,andAdib E.Soft-Switched High Step-Up Quasi-Z-Source DC-DC Converter[J].IEEETransactions on Industrial Electronics,2020,67(6):4547-4555.”提出了一种软开关高电压增益准Z源DC-DC变换器，该变换器将一个倍增器电压单元集成到准Z源结构中，使该变换器所有源器件均实现了软开关，有源器件损耗小、效率高，但变换器的电压增益还有待进一步提高；文献“Akhlaghi Band Farzanehfard H.Soft Switching Interleaved HighStep-Up Converter with Multifunction Coupled Inductors[J].IEEE Journal ofEmerging and Selected Topics in Power Electronics,2021,2(1):13–20.”提出了一种基于耦合电感的交错并联软开关升压变换器，相关交叉技术可实现较高的电压增益，降低输入电流纹波、交错并联相数及占空比，然而这些技术中的附加组件增加了变换器的复杂性和成本。
发明内容
本发明的目的在于：应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，包括：
直流输入电源Vg，二极管D1、D2、D3、D4、D5，电容C1、C2、C3、C4，输出电容Co1、Co2、Co3，功率开关管S、Sa，直流输出负载R，储能电感L1和三绕组耦合电感LN1、LN2、LN3；
所述储能电感L1一端与直流输入电源Vg的正极相连，另一端与功率开关管Sa的第一端口、以及电容C2的负极的公共端相连；
所述功率开关管Sa的第三端与耦合电感LN2的异名端、二极管D1的阳极、耦合电感LN1的同名端以及电容C1的正极相连；
所述耦合电感LN2的同名端与电容C3的负极相连；
所述二极管D1的阴极与电容C3的正极相连；
所述耦合电感LN1的异名端与功率开关管S的第三端、电容C2的正极、以及电容C4的负极的公共端相连；
所述二极管D2的阴极与电容C4的正极、以及二极管D3的阳极的公共端相连
所述二极管D3的阴极与二极管D4的阳极、输出电容Co2的负极、以及输出电容Co1的正极的公共端相连；
所述二极管D4的阴极与耦合电感LN3的同名端、以及二极管D5的阳极的公共端相连；
所述二极管D5的阴极与输出电容Co3的正极相连；
所述耦合电感LN3的异名端与输出电容Co3的负极、以及输出电容Co2的正极的公共端相连；
所述功率开关管S的第一端与电容C1的负极、输出电容Co1的负极、直流输入电源Vg的负极、以及直流输出负载R的负极相连；
所述输出电容Co1、Co2、Co3串联，并且与直流输出负载R并联。
进一步地，前述的功率开关管Sa上还包括其体二极管Dsa、缓冲电容Csa；所述功率开关管S上还包括其体二极管Ds、缓冲电容Cs；
所述功率开关管Sa的第一端与体二极管Dsa的阳极、缓冲电容Csa的负极相连；所述功率开关管Sa的第三端、与功率开关管Sa的阴极、缓冲电容Csa的正极的公共端相连；
所述功率开关管S的第一端与体二极管Ds的阳极、缓冲电容Cs的负极相连；
第三端与体二极管Ds的阴极、缓冲电容Cs的正极的公共端相连。
进一步地，前述的功率变换器S、Sa的第二端分别用于接收来自外部控制器的控制信号，控制所对应的二极管Ds、Dsa的导通与关断。
进一步地，前述的耦合电感LN1、LN2、LN3D的匝比为1：n1：n2，其中n1＝N2：N1，n2＝N3：N1。
进一步地，前述的所述功率开关管S、Sa均采用N沟道型MOS管。
进一步地，前述的功率开关管S、Sa的栅极、源极接收外部控制器的控制信号，所述外部控制器为TMS320F28335DSP控制芯片；控制方式为单极性PWM控制。
相比较于其他技术，本发明的有益效果：
(1)本发明的变换器通过三绕组耦合电感的设计，使其电压增益的调节度由单一的占空比D控制，变为三个控制因子，即占空比D和耦合电感匝数比n1、n2一起决定，使得升压调节范围灵活，也避免了高电压增益时开关管出现极限占空比；通过倍压单元结构的设计，增强了变换器的升压能力，配合耦合电感使用，使其在较小的占空比及耦合电感匝数比的情况下得到较高的输出电压。
(2)本发明的变换器基于准Z源结构进行设计，其本身的无源箝位设计限制了漏感带来的电压过冲，同时能够吸收寄生电感和漏感储存的能量，减小了变换器的电磁干扰，并且降低了器件应力，减小了元器件体积；并且，其输入电流连续，不会对前级电源带来过冲；有源器件软开关的实现，降低了开关和反向恢复损耗，极大地提升了变换器的效率。
(3)本发明的变换器输入输出共地、整体结构合理，且变换器运行控制简单高效，保障了系统运行的安全性和可靠性。
附图说明
图1为本发明变换器电路拓扑图。
图2为本发明变换器在一个稳态工作周期[t0，t7]中各开关管的关键波形图。
图3为本发明变换器开关管S导通时刻[t2，t3]的等效电路图。
图4为本发明变换器开关管Sa导通时刻[t5，t6]的等效电路图。
图5为本发明变换器有源器件电压应力与占空比关系图。
图6为本发明变换器有源器件电流应力与占空比关系图。
具体实施方式
为了更了解本发明的技术内容，特举具体实施例并配合所附图式说明如下。
在本发明中参照附图来描述本发明的各方面，附图中示出了许多说明性实施例。本发明的实施例不局限于附图所述。应当理解，本发明通过上面介绍的多种构思和实施例，以及下面详细描述的构思和实施方式中的任意一种来实现，这是因为本发明所公开的构思和实施例并不限于任何实施方式。另外，本发明公开的一些方面可以单独使用，或者与本发明公开的其他方面的任何适当组合来使用。
参考图1，应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，包括直流输入电源Vg，二极管D1、D2、D3、D4、D5，电容C1、C2、C3、C4，输出电容Co1、Co2、Co3，功率开关管S、Sa，直流输出负载R，储能电感L1和三绕组耦合电感LN1、LN2、LN3；
所述储能电感L1一端与直流输入电源Vg的正极相连，另一端与功率开关管Sa的第一端口、以及电容C2的负极的公共端相连；
所述功率开关管Sa的第三端与耦合电感LN2的异名端、二极管D1的阳极、耦合电感LN1的同名端以及电容C1的正极相连；
所述耦合电感LN2的同名端与电容C3的负极相连；
所述二极管D1的阴极与电容C3的正极相连；
所述耦合电感LN1的异名端与功率开关管S的第三端、电容C2的正极、以及电容C4的负极的公共端相连；
所述二极管D2的阴极与电容C4的正极、以及二极管D3的阳极的公共端相连
所述二极管D3的阴极与二极管D4的阳极、输出电容Co2的负极、以及输出电容Co1的正极的公共端相连；
所述二极管D4的阴极与耦合电感LN3的同名端、以及二极管D5的阳极的公共端相连；
所述二极管D5的阴极与输出电容Co3的正极相连；
所述耦合电感LN3的异名端与输出电容Co3的负极、以及输出电容Co2的正极的公共端相连；
所述功率开关管S的第一端与电容C1的负极、输出电容Co1的负极、直流输入电源Vg的负极、以及直流输出负载R的负极相连；
所述输出电容Co1、Co2、Co3串联，并且与直流输出负载R并联。
功率开关管Sa、储能电感L1、耦合电感LN1以及电容C1、C2组成了准Z源结构，其输入电流连续，不会对前级电路带来过冲；将准Z源网络基本结构中的二极管替换成了功率开关管Sa，接着利用同步整流技术，通过储能电感L1和耦合电感LN1之间的电流关系使得功率开关管S、Sa的缓冲电容CS、CSa在对应的死区时间内完全充放电，因此功率开关管S、Sa能够分别在其工作时实现零电压(ZVS)开通；同时，在配置的死区时间内通过三绕组耦合电感与各电容的谐振，使二极管D1、D2、D3、D4、D5分别在其工作时实现零电压零电流(ZVZCS)条件下的开通与截至，从而实现该变换器的软开关特性，极大地减少了开关管的导通、截至损耗，提高了该变换器效率。
二极管D1、耦合电感LN1以及电容C3；二极管D4、耦合电感LN3以及输出电容Co3；二极管D5、耦合电感LN3以及输出电容Co2分别组成了倍压单元(MVC)结构，该结构分别通过电容C3与耦合电感LN2、输出电容Co2与耦合电感LN3、输出电容Co3与耦合电感LN3的混合充放电，解决了单一电感、电容升压技术的不足，使不同端子的电压叠加到输出端，实现该变换器的高电压增益；
所述电容C1、耦合电感LN1、功率开关管S及其上的体二极管DS与缓冲电容CS；所述电容C1、电容C2、功率开关管Sa及其上的体二极管DSa和缓冲电容CSa；所述电容C3、耦合电感LN2、二极管D1，所述电容C3、C2、输出电容Co1、耦合电感LN2、二极管D2；所述电容C3、C1、输出电容Co1、耦合电感LN2、二极管D3，所述输出电容Co2、耦合电感LN3、二极管D4；所述电容Co3、耦合电感LN3、二极管D5，分别组成了箝位结构；该结构将三绕组耦合电感LN1、LN2、LN2中漏感L1k、L2k、L3k产生的能量进行吸收，并输出到负载侧，从而把因漏感产生的电压尖峰箝位，降低了开关器件上的应力，减小了电磁干扰。
所述三绕组耦合电感LN1、LN2、LN3构成了该变换器的主要能量回路，提供高电压的增益，其可以等效为原边具有励磁电感Lm、原副边均具有漏感L1k、L2k、L3k且匝比为N1：N2：N3的理想变压器；所述匝比也可以表示为1：n1：n2，其中n1＝N2：N1，n2＝N3：N1；通过对其匝比n1、n2与功率开关管S、Sa的占空比D的共同调节，使得其通过较小的匝数比以及、占空比D就得到较大的电压增益，实现对该变换器升压范围的高自由度调节。
所述两个功率开关管S、Sa的第二端均可以接受来自外部控制器的控制信号来控制其开关管的导通与关断；功率开关管S、Sa可以使用IGBT，也可以使用MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S、Sa的第一端、第二端和第三端分别对应代表其集电极、基极和发射极；当使用MOSEFET时，功率开关管S、Sa的第一端、第二端和第三端分别对应代表其源极、栅极和漏极；外部控制器可以选择STM32系列单片机、TMS320系列DSP等进行控制信号的输送。
本实施例中，所述功率开关管S、Sa均采用N沟道型MOS管，由其栅、源极接受外部控制器的控制信号；控制器的选择为TMS320F28335DSP控制芯片；控制方式选用单极性PWM控制。
如图2所示，为本实施例在一个稳态工作周期中各开关管的关键波形图，包括功率开关管S、Sa受到的控制信号波形、功率开关管S、Sa以及二极管D1、D2、D3、D4、D5上电压和电流变化的波形。
实施例中，在一个稳态工作周期内共有7种工作模态(Mode1-7)，为了简化分析，把耦合电感漏感的影响在稳态分析时忽略，变压器看作理想变压器，同时，不考虑功率器件及电路中的损耗，又由于Mode1、2、4、5、7在一个稳态工作周期内的时间十分短暂，因此重点分析Mode3、6这两个主要存在的开关管直通的工作模态：
Mode3[t2，t3]：如图3所示，在t2时刻之前功率开关管S的体二极管Ds已经导通，当流经体二极管Ds的电流降为0时，在此时刻使功率开关管S收到导通信号，使其能够实现ZVS导通，而功率开关管Sa此时处于截至状态；二极管D1受到电容C1、C4电压之和VC1+VC4反向偏置，二极管D3受到电容C4、输出电容Co1电压之差VC4-VCo1反向偏置，二极管D4受到输出电容Co2、Co3电压之和VCo2+VCo3反向偏置；流经励磁电感Lm上的电流iLm从负向开始逐渐减小，减小至0后又逐渐变为正向并增大；耦合电感LN2、LN3上漏感L2k、L3k分别与电容C3、输出电容Co3保持谐振，使得二极管D2、D5在ZVZCS条件下导通；
Mode6[t5，t6]：如图4所示，此时功率开关管S处于截至状态，而在t5时刻之前功率开关管Sa的体二极管Dsa已经导通，当流经体二极管Dsa的电流降为0时，在此时刻使功率开关管Sa收到导通信号，使其能够在ZVS的条件下导通；由于电容C3、输出电容Co2分别与耦合电感LN2、LN3上漏感L2k、L3k保持谐振，电容C4与耦合电感LN1上漏感L1k保持谐振，使得二极管D1、D3、D4在ZVZCS条件下导通；二极管D2受到电容C2、C4电压之和VC2+VC4反向偏置，二极管D5受到输出电容Co2、Co3电压之和VCo2+VCo3反向偏置；直流输入电源Vg和电容C4一起将能量传递到储能电感L1、励磁电感Lm，励磁电感Lm又将能量传递到耦合电感LN2、LN3以及负载端，因此励磁电感电流iLm一直减小直至0；此后，直流输入电源Vg和电容C2、C4一起给输入电感L1、励磁电感Lm传递能量，且励磁电感Lm中的能量从电容C2中转移得到，使得励磁电流iLm向反方向增加，当反向iLm的值大于iL1时，功率开关管Sa上的电流正向流通，从而确保了在下个循环周期中缓冲电容CSa、CS继续处于充放电。
实施例中，通过对Mode3、Mode6工作模态下储能电感L1、三绕组耦合电感LN1、LN2、LN3上电压变化进行伏秒平衡法则，得出该变换器输出电压Vo以及输出增益B的表达式：
Figure BDA0004191008130000071
Figure BDA0004191008130000072
由输出电压增益分析可知，通过三绕组耦合电感两个匝比n1、n2与开关管导通时的占空比D共同作为增益调节的因子，增强了该变换器的升压能力，扩大了输出电压的调节范围；在该变换器在拥有高升压倍比的同时，占空比D能够低于0.5以下，避免了极限占空比情况的出现，提高了该变换器的可靠性；当匝比取n1＝n2＝2，占空比取D＝0.25时，该变换器输出增益B可以达到11.5倍。
实施例中，根据输出增益B计算得出开关管和二极管的电压应力表达式：
Figure BDA0004191008130000081
其中，Vs、VSa分别为功率开关管S、Sa两端电压，VD1、VD2、VD3、VD4、VD5分别为二极管D1、D2、D3、D4、D5两端电压；
实施例中，通过对Mode3、Mode6工作模态下电容C1、C2、C3、C4，输出电容Co1、Co2、Co3上电流变化进行安秒平衡法则，得出该变换器开关管和二极管的电流应力表达式：
Figure BDA0004191008130000082
其中，Is、ISa分别为流经功率开关管S、Sa的电流，ID1、ID2、ID3、ID4、ID5分别为流经二极管D1、D2、D3、D4、D5的电流；
由电压、电流应力分析可知，当把本发明涉及到的一种应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器在输入和输出满足所述升压增益B＝11.5时的测试条件下进行试验，变换器匝比为n1＝n2＝2，如图5、图6所示为各有源器件的电压应力、电流应力与占空比D的关系曲线图，分别与输出电压Vo以及输出电流Io为参考；此时功率器件两端的电压应力、流经功率器件的电流应力均很小，减少了回路中的损耗，保障了电路工作的安全性，降低了对变换器的电磁干扰。
实施例中，将该变换器样机在功率设计为200W的试验下进行测试，实验结果得到该变换器的输入输出转换效率达到95％左右，具有较高的工作效率。
根据上述理论分析和实验结果可以得出，本发明的变换器具有高增益、高灵活度的升压能力，并且具有较高的转换效率，各项指标参数的设计均符合目的要求，达到了预期的发明效果。
虽然本发明已以较佳实施例阐述如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (6)

1.应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，其特征在于，包括：
直流输入电源Vg，二极管D1、D2、D3、D4、D5，电容C1、C2、C3、C4，输出电容Co1、Co2、Co3，功率开关管S、Sa，直流输出负载R，储能电感L1和三绕组耦合电感LN1、LN2、LN3；
所述储能电感L1一端与直流输入电源Vg的正极相连，另一端与功率开关管Sa的第一端口、以及电容C2的负极的公共端相连；
所述功率开关管Sa的第三端与耦合电感LN2的异名端、二极管D1的阳极、耦合电感LN1的同名端以及电容C1的正极相连；
所述耦合电感LN2的同名端与电容C3的负极相连；
所述二极管D1的阴极与电容C3的正极相连；
所述耦合电感LN1的异名端与功率开关管S的第三端、电容C2的正极、以及电容C4的负极的公共端相连；
所述二极管D2的阴极与电容C4的正极、以及二极管D3的阳极的公共端相连
所述二极管D3的阴极与二极管D4的阳极、输出电容Co2的负极、以及输出电容Co1的正极的公共端相连；
所述二极管D4的阴极与耦合电感LN3的同名端、以及二极管D5的阳极的公共端相连；
所述二极管D5的阴极与输出电容Co3的正极相连；
所述耦合电感LN3的异名端与输出电容Co3的负极、以及输出电容Co2的正极的公共端相连；
所述功率开关管S的第一端与电容C1的负极、输出电容Co1的负极、直流输入电源Vg的负极、以及直流输出负载R的负极相连；
所述输出电容Co1、Co2、Co3串联，并且与直流输出负载R并联。
2.根据权利要求1所述的应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，其特征在于，所述功率开关管Sa上还包括其体二极管Dsa、缓冲电容Csa；所述功率开关管S上还包括其体二极管Ds、缓冲电容Cs；
所述功率开关管Sa的第一端与体二极管Dsa的阳极、缓冲电容Csa的负极相连；所述功率开关管Sa的第三端、与功率开关管Sa的阴极、缓冲电容Csa的正极的公共端相连；
所述功率开关管S的第一端与体二极管Ds的阳极、缓冲电容Cs的负极相连；
第三端与体二极管Ds的阴极、缓冲电容Cs的正极的公共端相连。
3.根据权利要求2所述的应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，其特征在于，功率变换器S、Sa的第二端分别用于接收来自外部控制器的控制信号，控制所对应的二极管Ds、Dsa的导通与关断。
4.根据权利要求3所述的应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，其特征在于，所述耦合电感LN1、LN2、LN3D的匝比为1：n1：n2，其中n1＝N2：N1，n2＝N3：N1。
5.根据权利要求4所述的应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，其特征在于，所述功率开关管S、Sa均采用N沟道型MOS管。
6.根据权利要求5所述的应用于直流微电网系统的高升压软开关直流变换器，其特征在于，所述功率开关管S、Sa的栅极、源极接收外部控制器的控制信号，所述外部控制器为TMS320F28335DSP控制芯片；控制方式为单极性PWM控制。
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