CN117277824B - 一种高增益隔离型准z源软开关dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明属于DC‑DC变换设备技术领域，涉及一种高增益隔离型准Z源软开关DC‑DC变换器，包括直流电源Vg、输入储能电感L1、箝位单元、双耦合绕组、第一二极管D1、第二二极管D2、第三储能电容C3、第四储能电容C4和负载单元。双耦合绕组等效为匝比N1:N2的理想变压器，利用耦合电感充放电，对占空比D和匝比n进行自由调节，实现高电压转换。有源开关管和二极管均实现了软开关功能，整个电路的无源元件相对较少，进一步减少了整体损耗，提高了整个变换器的效率，降低了成本。

Description

一种高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器
技术领域
本发明属于DC-DC变换设备技术领域，尤其涉及一种高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器。
背景技术
目前，能源危机和环境污染问题的不断加剧，促进了清洁能源与绿色能源的快速发展。风电系统、水电系统以及太阳能发电等清洁能源转换技术都拥有着巨大的发展前景，但在生产使用中，这些能源转换装置都面临着较低的效率和升压问题，同时面临着转换模块的升压不稳定、无法持续输出较高电压的问题。所以研究一款新的变换器能够得到稳定的高增益输出电压，成为了一个亟待解决的问题。
文献“H. Ardi, A. Ajami and M. Sabahi. A Novel High Step-Up DC–DCConverter With Continuous Input Current Integrating Coupled Inductor forRenewable Energy Applications[J]. IEEE Transactions on IndustrialElectronics,2018,65(2):1306-1315”提出了一种新的非隔离高电压增益DC-DC变换器，其拓扑结构有源及无源器件相对较少，主开关在零电流模式下导通，但是整个电路的二极管并没有实现软开关功能，损耗较大，限制了整个电路的工作效率。文献“R. Moradpour, H.Ardi and A. Tavakoli. Design and Implementation of a New SEPIC-Based HighStep-Up DC/DC Converter for Renewable Energy Applications[J]. IEEETransactions on Industrial Electronics,2018,65(2):1290-1297”提出了一种基于SEPIC变换器结构的新型升压DC-DC变换器，采用带有电压倍增单元的耦合电感提高整个电路的电压增益，整个电路结构简单，但是硬开关操作限制了电路的整体效率。文献“K. R.Kothapalli, M. R. Ramteke, H. M. Suryawanshi, N. K. Reddi and R. B.Kalahasthi. Soft-Switched Ultrahigh Gain DC–DC Converter With VoltageMultiplier Cell for DC Microgrid[J]. IEEE Transactions on IndustrialElectronics,2021,68(11):11063-11075”提出了一种用于分布式发电系统的软开关模块化非隔离型变换器，整个电路效率较高，该电路中所有开关管和二极管均实现了软开关，但是整个电路的有源和无源器件较多，电路结构略显复杂，成本增加。
因此，寻找一种在较低开关占空比下能够获得较高的升压增益且结构简单、工作效率高的DC-DC变换电路已经成为该领域的研究热点。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术存在的缺点，提供一种融合准Z源结构和耦合电感的隔离型软开关高增益DC-DC变换器，整个电路结构简单，输入电流连续，纹波小，能够实现高电压增益。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，包括直流电源Vg、输入储能电感L1、箝位单元、双耦合绕组、第一二极管D1、第二二极管D2、第三储能电容C3、第四储能电容C4和负载单元；所述箝位单元由第一开关管S1及其反并联二极管DS1和缓冲电容CS1、第二开关管S2及其反并联二极管DS2和缓冲电容CS2、第一储能电容C1和第二储能电容C2组成；所述双耦合绕组由第一耦合电感N1和第二耦合电感N2组成；其中，输入储能电感L1的一端与直流电源Vg的正极相连接，另一端与第一储能电容C1负极以及第二开关管S2源极的公共端相连接，第二储能电容C2的正极与第二开关管S2的漏极以及第一耦合电感N1的同名端相连接，第一开关管S1的漏极与第一储能电容C1正极以及第一耦合电感N1的异名端相连接，第二储能电容C2的负极与第一开关管S1的源极以及直流电源Vg的负极相连接，第二耦合电感N2的同名端与第四储能电容C4的正极以及第二二极管D2的正极相连接，第二耦合电感N2的异名端与第一二极管D1的负极以及第三储能电容C3的负极相连接，第三储能电容C3的正极以及第二二极管D2的负极与负载单元的一端连接，第四储能电容C4的负极以及第一二极管D1的正极与负载单元的另一端相连接。
进一步地，所述负载单元包括第三二极管Do、输出电容Co和负载电阻R，第三二极管Do的正极与第三储能电容C3的正极以及第二二极管D2的负极相连接，第三二极管Do的负极与输出电容Co的正极相连接，输出电容Co与负载电阻R并联，输出电容Co的负极与第四储能电容C4的负极以及第一二极管D1的正极相连接。
进一步地，所述双耦合绕组等效为原边漏感L1k、副边漏感L2k、原边励磁电感Lm且匝比为1：n的理想变压器，其中n＝N2/N1。
进一步地，所述第一开关管S1和第二开关管S2均采用N沟道的MOS管，所述第一开关管S1和第二开关管S2通过栅极和源极接收外部主控芯片的控制信号，控制开关管处于导通或截止状态。
进一步地，所述变换器处于直通状态时，第一开关管S1在零电压开关(ZVS)条件下导通，第二开关管S2关断，第一耦合电感N1的励磁电感电流iLm从负方向开始逐渐减小到0后再反向逐渐增大，第一储能电容C1和第二储能电容C2放电，第三储能电容C3和第四储能电容C4充电，第一储能电容C1和第二储能电容C2向输入储能电感L1、第一耦合电感N1、第二耦合电感N2以及第三储能电容C3、第四储能电容C4输送能量；第一二极管D1、第二二极管D2正向导通，第三二极管Do被反向截止；第三储能电容C3以及第四储能电容C4与第二耦合电感N2的漏感L2k继续发生谐振，当谐振电流下降为0时，第一二极管D1、第二二极管D2在零电流开关(ZCS)条件下关断。
进一步地，所述变换器处于直通状态时，电路中的电压关系为：
，
其中，、/>、/>分别为变换器处于直通状态时输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2的两端电压，V g为输入电压，V C1、V C2、V C4分别为第一储能电容C1、第二储能电容C2和第四储能电容C4的两端电压。
进一步地，所述变换器处于截止状态时，第二开关管S2在ZVS条件下导通，第一开关管S1关断，第一二极管D1和第二二极管D2反向偏置，第三二极管Do正向导通，第一储能电容C1、第二储能电容C2充电，第三储能电容C3、第四储能电容C4放电；直流电源Vg通过第二开关管S2将能量传递给输入储能电感L1、第一耦合电感N1的励磁电感Lm，励磁电感Lm将能量传递给第一储能电容C1和第二储能电容C2为其充电，第三储能电容C3和第四储能电容C4将能量传递给第二耦合电感N2和负载单元，当励磁电感电流iLm减小到0时，直流电源Vg和第一储能电容C1一起将能量输送给输入储能电感L1和励磁电感Lm，且励磁电感Lm中的能量从第一储能电容C1中得到，励磁电感Lm的电流iLm向负方向增加，当负向iLm的值大于输入储能电感L1的电流iL1时，电流开始反向流过第二开关管S2，为确保缓冲电容CS1、CS2在下一个循环中继续充放电，使第二开关管S2的电流在关断前为正，第三二极管Do电流在第二开关管S2关断前降为0，此时第三二极管Do在ZCS条件下关断。
进一步地，所述变换器处于截止状态时，电路中的电压关系为：
，
其中，、/>、/>分别为变换器处于截止状态时输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2的两端电压，V g为输入电压，V C1、V C2、V C3、V C4、V CO分别为第一储能电容C1、第二储能电容C2、第三储能电容C3、第四储能电容C4以及输出电容Co的两端电压。
进一步地，对输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2使用电压伏秒平衡法则，得到变换器在CCM下的电压增益：
，
其中，B为变换器的电压增益，V O为变换器的输出电压，V g为输入电压，D为占空比，n为双耦合绕组匝比，n＝N2/N1。
与现有的DC-DC升压变换器电路拓扑结构相比，本发明具有以下有益技术效果：
本发明变换器中用同步开关管代替准Z源二极管，主开关管以及辅助开关管均实现了零电压开关(ZVS)特性；同时第一二极管、第二二极管以及第三二极管均在ZVS条件下导通，在ZCS条件下关断，有效降低了整个电路的损耗，提高了整个变换器的效率。通过调节双耦合绕组的匝数比，实现了小占空比条件下获得高升压增益的目的，避免了高电压增益时开关管极限占空比，保障了该变换器的整体安全性；利用箝位单元，减少了主开关器件的电压应力、降低了器件损耗、增加了电路结构的可靠性；整个电路所有有源元件均实现了软开关功能，减少了整体的损耗；无源元件相对较少，进一步降低了整个电路的成本，提高了整个电路的工作效率；其整体设计合理、使用安全、操作简单，使用的器件较少、设计成本低，具有较大的应用潜力。
附图说明
图1为本发明的主体电路结构原理示意图；
图2为本发明两个开关管控制信号的示意图；
图3为本发明的主功率开关管（第一开关管S1）导通的工作状态示意图；
图4为本发明的主功率开关管（第一开关管S1）关断的工作状态示意图；
图5为本发明变换器电压增益与占空比的关系曲线图；
图6为本发明变换器的软开关saber仿真效果图。
实施方式
下面结合具体实施例对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
如图1所示，一种高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，包括直流电源Vg、输入储能电感L1、箝位单元、双耦合绕组、第一二极管D1、第二二极管D2、第三储能电容C3、第四储能电容C4和负载单元。
其中，箝位单元由第一开关管S1及其反并联二极管DS1和缓冲电容CS1、第二开关管S2及其反并联二极管DS2和缓冲电容CS2、第一储能电容C1和第二储能电容C2组成。
双耦合绕组由第一耦合电感N1和第二耦合电感N2组成。
负载单元包括第三二极管Do、输出电容Co和负载电阻R。
输入储能电感L1的一端与直流电源Vg的正极相连接，另一端与箝位单元中的第一储能电容C1负极以及第二开关管S2源极的公共端相连接。
箝位单元中，第二储能电容C2的正极与第二开关管S2的漏极以及第一耦合电感N1的同名端相连接，第一开关管S1的漏极与第一储能电容C1正极以及第一耦合电感N1的异名端相连接，第二储能电容C2的负极与第一开关管S1的源极以及直流电源Vg的负极相连接。
双耦合绕组的第二耦合电感N2的同名端与第四储能电容C4的正极以及第二二极管D2的正极相连接，第二耦合电感N2的异名端与第一二极管D1的负极以及第三储能电容C3的负极相连接。
负载单元中，第三二极管Do的正极与第三储能电容C3的正极以及第二二极管D2的负极相连接，第三二极管Do的负极与输出电容Co的正极相连接，输出电容Co与负载电阻R并联，输出电容Co的负极与第四储能电容C4的负极以及第一二极管D1的正极相连接。
如图1所示，双耦合绕组可以等效为原边漏感L1k、副边漏感L2k、原边励磁电感Lm且匝比为N1:N2的理想变压器，耦合绕组匝比表示为1：n，其中n＝N2/N1。利用耦合电感充放电，通过对占空比D和匝比n进行调节，可以实现高电压转换。
其中，第一开关管S1和第二开关管S2均采用N沟道的MOS管 (Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor, 金属氧化物半导体型场效应管)，开关管的栅极和源极用于接收来自外部主控芯片的控制信号，以控制开关管处于导通或截止状态。
更具体的，采用单极性的PWM控制方法控制第一开关管S1和第二开关管S2达到导通或截止的状态，通过对死区时间的控制实现有源器件的软开关效果，可以有效的提高开关管的工作效率，减小开关损耗，从而提升整个电路的工作效率。
两个开关管控制信号如图2所示，采用单极性的PWM控制方法，改变开关管栅源极电压，控制开关管的导通与关断。输入储能电感L1与第一耦合电感N1之间的电流之差和电流之和，使得第一开关管S1和第二开关管S2并联的缓冲电容CS1、CS2完全充放电，再通过对死区时间的控制，从而使第一开关管S1和第二开关管S2均工作在零电压开关(ZVS)环境下，实现软开关效果。
本发明的变换器在一个工作周期内一共有7种工作状态，为了简化分析，耦合电感上的漏感在稳态分析时被忽略，变压器等效为理想变压器，绕组间的匝数比为n＝N2:N1。同时，功率器件的损耗也不被考虑，仅仅考虑CCM运行状态下的3，6两个模态，因为其它模态在一个周期内的时间间隔很短，模态3和模态6分别如图3和图4所示。
如图3所示，为直通状态时的工作状态示意图，由于与第一开关管S1反并联的二极管DS1的提前导通，第一开关管S1在ZVS条件下导通，与此同时第二开关管S2关断。第一耦合电感N1的励磁电感电流iLm从负方向开始逐渐减小，当减小为0后又逐渐向正值逐渐增大。第一储能电容C1和第二储能电容C2放电，第三储能电容C3和第四储能电容C4充电，第一储能电容C1、第二储能电容C2向输入储能电感L1、第一耦合电感N1、第二耦合电感N2以及第三储能电容C3、第四储能电容C4输送能量。第一二极管D1、第二二极管D2正向导通，第三二极管Do被反向截止。第三储能电容C3以及第四储能电容C4与第二耦合电感N2的漏感L2k继续发生谐振，当此模态结束之前，谐振电流下降为0，第一二极管D1，第二二极管D2在ZCS条件下关断。
根据电路此时的工作状态，可以得到在模态3下时电路中的电压关系为：
，
其中，、/>、/>分别为变换器处于直通状态时的输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2的两端电压，V g 为输入电压，V C1、V C2、V C4分别为第一储能电容C1、第二储能电容C2和第四储能电容C4的两端电压。
如图4所示，为截止状态时的工作状态示意图，由于与第二开关管S2反并联的二极管DS2的导通，第二开关管S2在ZVS条件下导通，与此同时第一开关管S1截止。第一二极管D1、第二二极管D2反向偏置，第三二极管Do正向导通。第一储能电容C1、第二储能电容C2充电，第三储能电容C3、第四储能电容C4放电。输入电压源Vg通过第二开关管S2将能量传递给输入储能电感L1、励磁电感Lm，励磁电感Lm将能量传递给第一储能电容C1、第二储能电容C2为其充电，第三储能电容C3、第四储能电容C4将能量传递给第二耦合电感N2以及负载单元，励磁电感电流iLm一直减小直到为0。此时，输入电压源Vg和第一储能电容C1一起将能量输送给输入储能电感L1和励磁电感Lm，励磁电感Lm中的能量为从第一储能电容C1中得到，励磁电感电流iLm向负方向增加。当负向iLm的值大于输入储能电感电流iL1时，电流开始反向流过第二开关管S2，为了确保缓冲电容CS1、CS2在下一个循环中继续充放电，必须使第二开关管S2的电流在关断前为正。在此模态结束之前，第三二极管Do电流降为0，此时第三二极管Do在ZCS条件下关断。
根据电路此时的工作状态，可以得到在模态6下时电路中的电压关系为：
，
其中，、/>、/>分别为变换器处于截止状态时输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2的两端电压，V C1、V C2、V C3、V C4、V CO分别为第一储能电容C1、第二储能电容C2、第三储能电容C3、第四储能电容C4以及输出电容Co的两端电压。
通过对模态3、模态6下储能电感L1以及双耦合绕组第一耦合电感N1、第二耦合电感N2使用电压伏秒平衡法则，得到本发明DC-DC变换器在CCM下的电压增益B：
，
其中，V O为变换器的输出电压，V g为输入电压，D为占空比，n为匝比。
图5所示为本发明变换器在匝数比n=2时电压增益与占空比的关系曲线图，如果设计要求电路结构能够得到8.5倍的升压增益，当直通占空比D为0.3时，耦合绕组匝数只需满足n=2就可达到输出要求。
图6所示为本发明变换器的软开关saber仿真效果图，从图中可以看出，通过合理的控制死区，所有有源元件均实现了软开关效果。
通过以上实施例可以看出，当设计要求得到很高的升压倍数时，本发明能够避免极限占空比情况的出现，软开关效果减少了器件的开关损耗，使得变换器拓扑的安全性、可靠性得到了进一步的提高，从而整体上提高了变换器的工作效率。
以上已以较佳实施例公布了本发明，然其并非用以限制本发明，凡采取等同替换或等效变换的方案所获得的技术方案，均落在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，包括直流电源Vg、输入储能电感L1、箝位单元、双耦合绕组、第一二极管D1、第二二极管D2、第三储能电容C3、第四储能电容C4和负载单元；所述箝位单元由第一开关管S1及其反并联二极管DS1和缓冲电容CS1、第二开关管S2及其反并联二极管DS2和缓冲电容CS2、第一储能电容C1和第二储能电容C2组成；所述双耦合绕组由第一耦合电感N1和第二耦合电感N2组成；其中，输入储能电感L1的一端与直流电源Vg的正极相连接，另一端与第一储能电容C1负极以及第二开关管S2源极的公共端相连接，第二储能电容C2的正极与第二开关管S2的漏极以及第一耦合电感N1的同名端相连接，第一开关管S1的漏极与第一储能电容C1正极以及第一耦合电感N1的异名端相连接，第二储能电容C2的负极与第一开关管S1的源极以及直流电源Vg的负极相连接，第二耦合电感N2的同名端与第四储能电容C4的正极以及第二二极管D2的正极相连接，第二耦合电感N2的异名端与第一二极管D1的负极以及第三储能电容C3的负极相连接，第三储能电容C3的正极以及第二二极管D2的负极与负载单元的一端连接，第四储能电容C4的负极以及第一二极管D1的正极与负载单元的另一端相连接。
2.根据权利要求1所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述负载单元包括第三二极管Do、输出电容Co和负载电阻R，第三二极管Do的正极与第三储能电容C3的正极以及第二二极管D2的负极相连接，第三二极管Do的负极与输出电容Co的正极相连接，输出电容Co与负载电阻R并联，输出电容Co的负极与第四储能电容C4的负极以及第一二极管D1的正极相连接。
3.根据权利要求1所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述双耦合绕组等效为原边漏感L1k、副边漏感L2k、原边励磁电感Lm且匝比为1：n的理想变压器，其中n＝N2/N1。
4.根据权利要求1所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管S1和第二开关管S2均采用N沟道的MOS管，所述第一开关管S1和第二开关管S2通过栅极和源极接收外部主控芯片的控制信号，控制开关管处于导通或截止状态。
5.根据权利要求2所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器处于直通状态时，第一开关管S1在ZVS条件下导通，第二开关管S2关断，第一耦合电感N1的励磁电感电流iLm从负方向开始逐渐减小到0后再反向逐渐增大，第一储能电容C1和第二储能电容C2放电，第三储能电容C3和第四储能电容C4充电，第一储能电容C1和第二储能电容C2向输入储能电感L1、第一耦合电感N1、第二耦合电感N2以及第三储能电容C3、第四储能电容C4输送能量；第一二极管D1、第二二极管D2正向导通，第三二极管Do被反向截止；第三储能电容C3以及第四储能电容C4与第二耦合电感N2的漏感L2k继续发生谐振，当谐振电流下降为0时，第一二极管D1、第二二极管D2在ZCS条件下关断。
6.根据权利要求5所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器处于直通状态时，电路中的电压关系为：
，
其中，、/>、/>分别为变换器处于直通状态时输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2的两端电压，V g为输入电压，V C1、V C2、V C4分别为第一储能电容C1、第二储能电容C2和第四储能电容C4的两端电压。
7.根据权利要求2所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器处于截止状态时，第二开关管S2在ZVS条件下导通，第一开关管S1关断，第一二极管D1和第二二极管D2反向偏置，第三二极管Do正向导通，第一储能电容C1、第二储能电容C2充电，第三储能电容C3、第四储能电容C4放电；直流电源Vg通过第二开关管S2将能量传递给输入储能电感L1、第一耦合电感N1的励磁电感Lm，励磁电感Lm将能量传递给第一储能电容C1和第二储能电容C2为其充电，第三储能电容C3和第四储能电容C4将能量传递给第二耦合电感N2和负载单元，当励磁电感电流iLm减小到0时，直流电源Vg和第一储能电容C1一起将能量输送给输入储能电感L1和励磁电感Lm，且励磁电感Lm中的能量从第一储能电容C1中得到，励磁电感Lm的电流iLm向负方向增加，当负向iLm的值大于输入储能电感L1的电流iL1时，电流开始反向流过第二开关管S2，为确保缓冲电容CS1、CS2在下一个循环中继续充放电，使第二开关管S2的电流在关断前为正，第三二极管Do电流在第二开关管S2关断前降为0，此时第三二极管Do在ZCS条件下关断。
8.根据权利要求7所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器处于截止状态时，电路中的电压关系为：
，
其中，、/>、/>分别为变换器处于截止状态时输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2的两端电压，V g为输入电压，V C1、V C2、V C3、V C4、V CO分别为第一储能电容C1、第二储能电容C2、第三储能电容C3、第四储能电容C4以及输出电容Co的两端电压。
9.根据权利要求5或7所述的高增益隔离型准Z源软开关DC-DC变换器，其特征在于，对输入储能电感L1、第一耦合电感N1和第二耦合电感N2使用电压伏秒平衡法则，得到变换器在CCM下的电压增益：
，
其中，B为变换器的电压增益，V O为变换器的输出电压，V g为输入电压，D为占空比，n为双耦合绕组匝比，n＝N2/N1。
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