CN106026643A - 一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC‑DC变换器，属于电力电子变换器的技术领域。它包括输入单元和输出单元，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳位电路的两端分别串联第一续流二极管D₂和储能电容C₂后，与倍压单元连接，倍压单元和储能电容C₂一起向输出单元放电，当开关管断开时，能够完全与输入电源断开，防止对操作人员产生电力危害，保护操作人员的安全，因此该变换器的安全性能很高，且开关管近似零电流导通，减小了开关损耗，该变换器具有较高的电压增益，开关管电压应力低，安全性能高，转换效率高等特点，因此具有很高的应用价值。

Description

一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换器的技术领域，尤其涉及一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器。

背景技术

升压变换器被广泛应用于工业领域，比如新能源发电、燃料电池等场合，传统的Boost变换器因结构简单得到广泛应用，但电路损耗大，效率低，升压受限，当需要较高的输出电压时，传统的Boost电路很难实现；现有技术中提出的高增益直流升压变换器的拓扑结构有：级联型Boost变换器，虽提高电压增益，但电路结构复杂，控制难度大且转换效率低；带开关电容的升压变换器，虽然减小了开关管的电压应力，但是若想得到较高的电压增益，需要多个开关电容进行级联，但多个开关电容级联后会导致开关器件的电流应力过大并使开关管导通损耗增大，且在对电容充放电时会产生电流尖峰；在传统的Boost电路中将电感替换成耦合电感的高增益变换器，通过合理设计耦合电感匝比来实现高电压输出，但是耦合电感中存在的漏感，会造成开关管两端产生很大的电压尖峰，且开关管两端电压应力很大，影响直流变换器的转换效率。

中国发明专利，公开号：CN 103427660 A，公开日：2013.12.04，公开了一种两绕组耦合电感倍压式单开关高增益变换器，包括Boost电路，耦合电感倍压单元电路以及输出电路，利用第一电容限制开关管承受的电压应力，第二电容回收漏感中的能量，提高变换器的效率，提高了电压增益，该专利公开的变换器，当开关管导通时，耦合电感将能量从输入电源传递到副边绕组和第二电容中，不足之处在于：1)开关管关断时，输入电源和励磁电感向第一电容充电，副边绕组和第二电容向负载供电，在开关管关断时，该变换器不能够和输入电源完全隔离，变换器存在安全隐患，对操作人员的安全构成威胁，不利于推广应用；2)在选择常用的耦合电感匝数比(即耦合电感匝数比n＝1-3)的条件下，调节占空比，该变换器的电压增益不是很大，如果通过进一步增大耦合电感匝比和占空比，来提高该变换器的电压增益，会对变换器整体性能产生影响。

1.发明要解决的技术问题

针对现有技术的升压电路变比不高，开关管电压应力较高的问题，本发明提供了一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器。它的安全性能高，升压变比高，且开关管的电压应力小，转换效率高。

2.技术方案

为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：

一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，包括输入单元和输出单元，其特征在于，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳位电路的一端与第一续流二极管D₂的阳极连接，钳位电路的另一端与储能电容C₂的负极连接后，第一续流二极管D₂的阴极与倍压单元的一端连接，倍压单元的另一端与储能电容C₂的正极连接，倍压单元和储能电容C₂一起向输出单元放电。

优选地，所述的输入单元包括输入电源V_in和功率开关管S，输入电源V_in的正极和功率开关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1以及钳位电容C₁的负极相连，耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和输入电源V_in的负极相连。

优选地，所述的钳位电路包括耦合电感原边绕组N_P、钳位电容C₁和钳位二极管D₁，其中，钳位电容C₁的正极和钳位二极管D₁的阴极以及第一续流二极管D₂的阳极相连接，钳位二极管D₁的阳极、耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和储能电容C₂的负极均与输入电源V_in的负极相连。

优选地，所述的倍压单元包括耦合电感副边绕组N_S和倍压电容C₃，其中，第一续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组N_S的第一端子1和倍压电容C₃的负极连接在同一结点，耦合电感副边绕组N_S的第二端子2和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1互为同名端，储能电容C₂的正极以及第二续流二极管D₃的阳极均与耦合电感副边绕组N_S的第二端子2相连，倍压电容C₃的正极、第二续流二极管D₃的阴极和输出二极管D₄的阳极连接在同一结点。

优选地，所述的输出单元包括输出二极管D₄、输出电容C_O和负载电阻R，其中，输出二极管D₄的阴极和输出电容C_O的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容C_O的正极和负极上，输出电容C_O的负极、储能电容C₂的负极、钳位二极管D₁的阳极和耦合电感原边绕组N_P的第二端子2均与输入电源Vin的负极相连。

3.有益效果

采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：

(1)本发明通过储能电容以及倍压单元，增加了变换器的升压变比；使之在较小的占空比及耦合电感匝比的情况下，能得到很高的输出电压，适用范围广泛；

(2)本发明通过钳位电路回收并利用耦合电感的漏感能量，抑制了开关管的电压尖峰，使开关管电压应力减小，有利于选取低电压等级，低导通电阻的开关器件，一方面提高了变换器的安全性能，另一方面节约了变换器的电路制作成本；

(3)本发明的变换器，当开关管关断时，能够完全与输入电源断开，起到了隔离作用，防止输入电源侧的电流进行回流，保护操作人员的安全，因此该变换器的安全性能很高，

(4)本发明的开关管以近似零电流开通，减小了开关管功率损耗，提高了变换器的转换效率；

(5)本发明的变换器只含有一个功率开关管，电路制作成本低，开关管的驱动电路结构简单，易于实现，能够提高变换器整体的可靠性；

(6)本发明的直流变换器的电压增益高，能够在新能源发电、燃料电池等场合得到广泛应用，对直流变换器选择常用的耦合电感的匝数比后，单个光伏电池输出的电压经过储能电容以及倍压单元进行升压，得到的输出电压能够达到所需要的母线电压水平；

(7)本发明电压增益高，耦合电感的匝数比不需要太大，即可实现低直流电压输入，高直流电压输出的效果，从而避免了因耦合电感的匝数比过高所带来的漏感、寄生电容等参数增加，引起电压和电流尖峰的问题，因此提高了直流变换器的整体性能。

附图说明

图1为本发明的电路结构图；

图2为本发明的电路等效图；

图3为本发明直流变换器工作于CCM模式下的关键波形图；

图4为本发明直流变换器开关模态1[t₀，t₁]等效电路图；

图5为本发明直流变换器开关模态2[t₁，t₂]等效电路图；

图6为本发明直流变换器开关模态3[t₂，t₃]等效电路图；

图7为本发明直流变换器开关模态4[t₃，t₄]等效电路图；

图8为本发明直流变换器开关模态5[t₄，t₅]等效电路图；

图9为三种变换器在匝比n＝3时稳态电压增益和占空比之间的关系曲线图。

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。

结合图1，一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，包括输入单元和输出单元，其特征在于，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳位电路的一端与第一续流二极管D₂的阳极连接，钳位电路的另一端与储能电容C₂的负极连接后，第一续流二极管D₂的阴极与倍压单元的一端连接，倍压单元的另一端与储能电容C₂的正极连接，倍压单元和储能电容C₂一起向输出单元放电。

输入单元包括输入电源V_in和功率开关管S，输入电源V_in的正极和功率开关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1以及钳位电容C₁的负极相连，耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和输入电源V_in的负极相连。

钳位电路包括耦合电感原边绕组N_P、钳位电容C₁和钳位二极管D₁，其中，钳位电容C₁的正极和钳位二极管D₁的阴极以及第一续流二极管D₂的阳极相连接，钳位二极管D₁的阳极、耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和储能电容C₂的负极均与输入电源V_in的负极相连。

倍压单元包括耦合电感副边绕组N_S和倍压电容C₃，其中，第一续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组N_S的第一端子1和倍压电容C₃的负极连接在同一结点，耦合电感副边绕组N_S的第二端子2和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1互为同名端，储能电容C₂的正极以及第二续流二极管D₃的阳极均与耦合电感副边绕组N_S的第二端子2相连，倍压电容C₃的正极、第二续流二极管D₃的阴极和输出二极管D₄的阳极连接在同一结点。

输出单元包括输出二极管D₄、输出电容C_O和负载电阻R，其中，输出二极管D₄的阴极和输出电容C_O的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容C_O的正极和负极上，输出电容C_O的负极、储能电容C₂的负极、钳位二极管D₁的阳极和耦合电感原边绕组N_P的第二端子2均与输入电源Vin的负极相连。

实施例1直流变换器的电路连接方式

本实施例提出的直流变换器参考图1所示，具体连接方式如下：

输入电源V_in的正极和功率开关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1以及钳位电容C₁的负极相连，耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和输入电源V_in的负极相连。

钳位电容C₁的正极和钳位二极管D₁的阴极以及第一续流二极管D₂的阳极相连接，钳位二极管D₁的阳极、耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和储能电容C₂的负极均与输入电源V_in的负极相连。

第一续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组N_S的第一端子1和倍压电容C₃的负极连接在同一结点，耦合电感副边绕组N_S的第二端子2和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1互为同名端，储能电容C₂的正极以及第二续流二极管D₃的阳极均与耦合电感副边绕组N_S的第二端子2相连，倍压电容C₃的正极、第二续流二极管D₃的阴极和输出二极管D₄的阳极连接在同一结点。

输出二极管D₄的阴极和输出电容C_O的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容C_O的正极和负极上，输出电容C_O的负极、储能电容C₂的负极、钳位二极管D₁的阳极和耦合电感原边绕组N_P的第二端子2均与输入电源Vin的负极相连。

图2为该直流变换器的等效电路图，其中双绕组耦合电感由双绕组理想变压器、折合到双绕组理想变压器原边的漏感L_k和并接到原边的励磁电感L_m等效表示。

图3所示为该直流变换器工作在CCM模式下的关键波形，即功率开关管S的驱动电压u_g、励磁电感L_m的电流i_Lm、漏感L_k的电流i_Lk、耦合电感副边绕组N_s的电流is、流过开关管S的电流i_Ds、钳位二极管D₁的电流i_D1、第一续流二极管D₂的电流i_D2、第二续流二极管D₃的电流i_D3、输出二极管D₄的电流i_D4在一个开关周期中的波形。

实施例2直流变换器的工作模态

本实施例中的变换器的电路结构与具体实施方式和实施例1中的电路结构类似，在连续工作模式下分为五个开关模态，详细分析如下：

模态1[t₀，t₁]：如图3和图4所示，在t＝t₀时刻，功率开关管S的驱动电压u_g从低电平变为高电平，功率开关管S导通，根据图3中流过功率开关管S的电流i_Ds的波形可知，开关管S近似零电流导通，减小了功率开关管S开启时的功率损耗；输入电源V_in对励磁电感L_m、漏感L_k充电，励磁电感L_m通过耦合电感副边N_s向负载提供能量，耦合电感副边绕组N_s、储能电容C₂和倍压电容C₃串联通过输出二极管D₄对输出电容C_O和负载R放电。漏感L_k的电流i_Lk线性增大，耦合电感副边绕组N_s的电流i_s快速减小，当漏感电流i_Lk增加到和励磁电感电流i_Lm相等时，该模态结束。

模态2[t₁，t₂]：如图3和图5所示，在t＝t₁时刻，第一续流二极管D₂导通，输入电源V_in和钳位电容C₁串联通过耦合电感副边绕组N_s和第一续流二极管D₂对储能电容C₂充电，励磁电感L_m的电流i_Lm和漏感L_k的电流i_Lk线性增加，励磁电感L_m通过耦合电感副边绕组N_s及第二续流二极管D₃对倍压电容C₃充电，耦合电感副边绕组N_s的电流i_s反方向增加，钳位二极管D₁和第二续流二极管D₄反向截止，输出电容C_O对负载R供电，当功率开关管S关断时，该模态结束。

模态3[t₂，t₃]：如图3和图6所示，在t＝t₂时刻，功率开关管S的驱动电压u_g从高电平变为低电平时，功率开关管S关断，漏感L_k中储存的能量通过钳位二极管D₁向钳位电容C₁释放，漏感L_k的电流i_Lk快速减小，励磁电感L_m继续通过耦合电感副边绕组N_s及第二续流二极管D₃对倍压电容C₃充电，耦合电感副边绕组N_s的电流i_s减小，输出电容C_O向负载R供电，当耦合电感副边绕组N_s的电流i_s减小到零时，该模态结束。

模态4[t₃，t₄]：如图3和图7所示，在t＝t₃时刻，励磁电感L_m和漏感L_k中储存的能量继续通过钳位二极管D₁向钳位电容C₁释放，励磁电感L_m的电流i_Lm和漏感L_k的电流i_Lk线性减小，励磁电感L_m通过耦耦合电感副边绕组N_s向负载提供能量，耦合电感副边绕组N_s、储能电容C₂和倍压电容C₃串联通过输出二极管D₄向输出电容C_O及负载R供电，耦合电感副边绕组N_s的电流i_s线性增加，第一续流二极管D₂和第二续流二极管D₃因承受反向压降而关断，当漏感L_k的电流i_Lk减小到零时，该模态结束。

模态5[t₄，t₅]：如图3和图8所示，在t＝t₄时刻，钳位二极管D₁自然关断，励磁电感L_m通过耦合电感副边绕组N_s向负载提供能量，励磁电感L_m的电流i_Lm继续减小，耦合电感副边绕组N_s、储能电容C₂和倍压电容C₃串联通过输出二极管D₄向输出电容C_O及负载R供电。当功率开关管S的驱动电压u_g从低电平变为高电平，功率开关管S导通，该模态结束。

实施例3直流变换器的电压增益

本实施例的电路结构与具体实施方式和实施例1的电路结构类似，由实施例1中对直流变换器的工作模态分析可知，在一个开关周期内，模态1和模态3的时间太短，因此忽略，只考虑模态2、模态4和模态5，下面对变换器的电压增益进行分析计算。

当变换器处于模态2时，根据图5可知：

$V_P^{II}=\frac{L_m}{L_m+L_k}{V}_{in}={\mathrm{kV}}_{in}---\left(1\right),$

$V_{Lk}^{II}=\frac{L_k}{L_m+L_k}{V}_{in}=(1-k)V_{in}---\left(2\right),$

$V_{C3}=V_S^{II}={\mathrm{nV}}_p^{II}={\mathrm{nkV}}_{in}---\left(3\right).$

其中，k是耦合电感的耦合系数，且定义k＝L_m/(L_m+L_k)，n是耦合电感的匝数比，定义n＝N_s/N_p，是指当变换器处于模态2时，耦合电感原边绕组N_P两端的电压；是指当变换器处于模态2时，漏感L_k两端的电压；V_C3是指倍压电容C₃两端的电压；是指当变换器处于模态2时，耦合电感副边绕组N_s两端的电压。

当变换器处于模态4时，根据励磁电感和漏感的伏秒平衡原理可得：

$V_{Lk}^{IV}=\frac{(1-k)D}{1-D}{V}_{in}---\left(4\right),$

$V_p^{IV}=\frac{kD}{1-D}{V}_{in}---\left(5\right),$

$V_S^{IV}=\frac{nkD}{1-D}{V}_{in}---\left(6\right).$

其中，D为功率开关管S的占空比；和对应分别是指当变换器处于模态4时，漏感L_k两端的电压，耦合电感原边绕组N_P两端的电压和耦合电感副边绕组N_s两端的电压。

结合图7，进而可得：

$V_{C1}=V_{Lk}^{IV}+V_P^{IV}=\frac{D}{1-D}{V}_{in}---\left(7\right).$

结合图5，可得：

$V_{C2}=V_{in}+V_{C1}+V_S^{II}=\frac{1+nk(1-D)}{1-D}{V}_{in}---\left(8\right).$

根据公式(3)，(6)，(8)，推出该变换器输出电压表达式为：

$V_O=V_{C2}+V_{C3}+V_S^{IV}=\left(\frac{1+2nk-nkD}{1-D}\right)V_{in}---\left(9\right),$

则该变换器的电压增益为：

$M=\frac{V_O}{V_{in}}=\frac{1+2nk-nkD}{1-D}---\left(10\right).$

因为耦合系数k对电压增益影响很小，忽略漏感L_k对耦合电感的影响，则耦合系数k等于1，则变换器的理想电压增益为：

$M=\frac{1+2n-nD}{1-D}---\left(11\right).$

本实施例的直流变换器低直流电压输入，即可得到高直流电压输出，能够在新能源发电、燃料电池等场合得到广泛应用，根据图3可知，当功率开关管S关断时，功率开关管S的电流波形i_DS的数值为零，根据图6，图7，图8可知，当功率开关管S关断时，能够完全与输入电源V_in断开，起到了隔离作用，防止输入电源V_in侧的电流进行回流，保护操作人员的安全，因此该变换器具有隔离作用，安全性高。

在实际应用中，耦合电感的匝数比n一般常选择为1-3中的一个数值，对本实施例的直流变换器选择实际应用中的耦合电感常用的匝数比数值时，通过调节功率开关管S的占空比，经过本实施例的直流变换器的变换，单个光伏电池输出的电压经过储能电容C₂以及倍压单元进行升压，得到的输出电压能够达到所需要的母线电压水平。

现有技术中耦合电感升压一般通过增加匝数比来实现电压增益的提升，但是过高的匝数比会带来一些问题：漏感、寄生电容等参数会增加，容易引起电压和电流尖峰，且会增加开关管的电压应力，这严重降低了系统的性能。

与之相比，本实施例电压增益高，耦合电感的匝数比不需要增加过多，即可实现低直流电压输入，高直流电压输出的效果，从而避免了因耦合电感的匝数比过高所带来的漏感、寄生电容等参数增加，引起电压和电流尖峰的问题，因此提高了直流变换器的整体性能。

本实施例通过钳位电路回收并利用耦合电感的漏感能量，抑制了功率开关管S的电压尖峰，使功率开关管S的电压应力减小，在制作本实施例的直流变换器的电路时，选取低电压等级，低导通电阻的开关器件即可满足电路制作的需求，一方面提高了变换器的安全性能，另一方面节约了变换器的电路制作成本。

图9中黑色实线代表字母a，字母a表示为本发明变换器在匝比n＝3时稳态电压增益和占空比之间的关系曲线图，黑色点线代表字母b，字母b表示公开号为CN 103427660 A变换器在耦合电感的匝数比n＝3时稳态电压增益和占空比之间的关系曲线图，黑色虚线代表字母c，字母c表示Boost变换器在耦合电感的匝数比n＝3时稳态电压增益和占空比之间的关系曲线图。公开号为CN103427660A变换器的电压增益为在耦合电感的匝数比n＝3时，电压增益为Boost变换器的电压增益为Boost变换器的电压增益与匝比无关；本发明变换器的电压增益为在耦合电感的匝数比n＝3时，电压增益为三者作对比得出，本发明变换器的稳态电压增益远高于公开号为CN 103427660 A变换器和Boost变换器。

实施例4直流变换器的功率器件的电压应力

本实施例的电路结构与具体实施方式和实施例1的电路结构类似，直流变换器的工作模态与实施例2相同，直流变换器的电压增益与实施例3相同。

在求解功率器件的电压应力时，忽略漏感L_k对耦合电感的影响，结合图7，则功率开关管S的电压应力为：

$V_{DS}=V_{in}+V_{C1}=\frac{V_{in}}{1-D}=\frac{V_O}{1+2n-nD}---\left(12\right),$

结合图5，钳位二极管D₁的电压应力为：

$V_{D1}=V_{in}+V_{C1}=\frac{V_{in}}{1-D}=\frac{V_O}{1+2n-nD}---\left(13\right),$

结合图7，第一续流二极管D₂的电压应力为：

$V_{D2}=V_O-V_{C3}=\frac{(1+n)V_{in}}{1-D}=\frac{(1+n)V_O}{1+2n-nD}---\left(14\right),$

第二续流二极管D₃以及输出二极管D₄的电压应力为：

$V_{D3}=V_{D4}=\frac{{\mathrm{nV}}_{in}}{1-D}=\frac{{\mathrm{nV}}_O}{2n+1-nD}---\left(15\right).$

由本实施例的分析可知，本实施例中的各个功率器件的电压应力均小于直流变换器的输出电压值，减少了电路损耗，提高了变换器的转换效率。

对本实施例中的直流变换器进行实验验证，输入电压为18-25V，输出电压为200V，耦合电感的匝数比n＝2，实验结果得到本实施例的直流变换器的转换效率为96.2％，同等条件下与现有技术中单开关带双绕组耦合电感的直流变换器相比，转换效率高，节约电能。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，包括输入单元和输出单元，其特征在于，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳位电路的一端与第一续流二极管D₂的阳极连接，钳位电路的另一端与储能电容C₂的负极连接后，第一续流二极管D₂的阴极与倍压单元的一端连接，倍压单元的另一端与储能电容C₂的正极连接，倍压单元和储能电容C₂一起向输出单元放电。

2.根据权利要求1所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，所述的输入单元包括输入电源V_in和功率开关管S，输入电源V_in的正极和功率开关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1以及钳位电容C₁的负极相连，耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和输入电源V_in的负极相连。

3.根据权利要求1或2所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，所述的钳位电路包括耦合电感原边绕组N_P、钳位电容C₁和钳位二极管D₁，其中，钳位电容C₁的正极和钳位二极管D₁的阴极以及第一续流二极管D₂的阳极相连接，钳位二极管D₁的阳极、耦合电感原边绕组N_P的第二端子2和储能电容C₂的负极均与输入电源V_in的负极相连。

4.根据权利要求1或2所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，所述的倍压单元包括耦合电感副边绕组N_S和倍压电容C₃，其中，第一续流二极管D₂的阴极、耦合电感副边绕组N_S的第一端子1和倍压电容C₃的负极连接在同一结点，耦合电感副边绕组N_S的第二端子2和耦合电感原边绕组N_P的第一端子1互为同名端，储能电容C₂的正极以及第二续流二极管D₃的阳极均与耦合电感副边绕组N_S的第二端子2相连，倍压电容C₃的正极、第二续流二极管D₃的阴极和输出二极管D₄的阳极连接在同一结点。

5.根据权利要求2所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，所述的输出单元包括输出二极管D₄、输出电容C_O和负载电阻R，其中，输出二极管D₄的阴极和输出电容C_O的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容C_O的正极和负极上，输出电容C_O的负极、储能电容C₂的负极、钳位二极管D₁的阳极和耦合电感原边绕组N_P的第二端子2均与输入电源Vin的负极相连。