CN103731039A - 一种高转换效率的双向直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高转换效率的双向直流变换器，包括高压端、低压端、高压端整流电路、低压端整理电路、DSC以及变压器；高压端整流电路通过变压器与低压端整理电路相连；DSC的输入端通过采样电路与高压端和低压端相连；驱动电路的PWM输出端与高压端整流电路和低压端整流电路的控制端相连。本发明在全桥拓扑中采用移相全桥控制和同步整流控制相结合的方法，大大降低了开关管的开关损耗和通态损耗，解决了现有技术中变换器转换效率偏低的缺陷，特别适用于对变换器效率及可靠性要求较高的高压小电流到低压大电流场合。

Description

一种高转换效率的双向直流变换器

技术领域

本发明属于电力电子变换器技术领域，具体涉及一种高转换效率的双向直流变换器。

背景技术

随着能源过度消耗以及环境污染等问题的日益突出，电动汽车得到了大力的推广和普及；电动汽车用电替代传统的汽油作为能源，具有很高的经济效益和环境效益。但是电动汽车的行驶里程较短一直制约着其发展，影响行驶里程的关键因素之一在于电动汽车中普遍使用的双向变换器转换效率偏低。

在电动汽车中所使用的双向变换器典型特点是：高压端的电压比较高，一般是300V400V，电流较小；低压端一般为蓄电池充电，电压一般为12V48V，电流较大。现有的双向变换器一般采用非隔离型、半桥、推挽拓扑，存在以下问题：

1、双向变换器的自身损耗过大，转换效率低；

2、没有隔离，存在安全隐患；

3、开关管的耐压过高，成本增加，性能不够稳定；

4、推挽结构中变压器的偏磁问题严重，电路工作可靠性低；

5、变压器初级侧电路具有很高的效率，但是次级侧电路的损耗较大，致使整体效率偏低；

6、只在充电模式下具有很高的效率，但是在放电模式下效率偏低；

7、模拟控制器件多、连接复杂，且易受环境影响。

发明内容

本发明的目的在于解决现有双向变换器转换效率低、成本高、可靠性低等缺陷，提出了一种高转换效率的双向直流变换器，该变换器两端均采用全桥拓扑，充电和放电均采用移相全桥控制和同步整流控制相结合，采用高性能的数字信号控制器DSC进行控制，使变换器具有很高的效率和可靠性。

为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：包括高压端、低压端、高压端整流电路、低压端整理电路、DSC以及变压器；其中，高压端与高压端整流电路相连，低压端与低压端整流电路相连，高压端整流电路通过变压器与低压端整理电路相连；DSC的输入端通过采样电路与高压端和低压端相连；DSC的控制输出端上连接有带有若干PWM输出端的驱动电路，驱动电路的PWM输出端与高压端整流电路和低压端整流电路的控制端相连。

所述的高压端整流电路包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、高压端电解电容以及负载；其中，第一MOS管的漏极和第三MOS管的漏极均与高压端的正极相连，第二MOS管的源极和第四MOS管的源极均接地；第一MOS管的源极与第二MOS管的漏极相连，第三MOS管的源极与第四MOS管的漏极相连；驱动电路的第一PWM输出端与第一MOS管的栅极相连，第二PWM输出端与第二MOS管的栅极相连，第三PWM输出端与第三MOS管的栅极相连，第四PWM输出端与第四MOS管的栅极相连；负载的一端和高压端电解电容的正极均与高压端的正极相连，负载的另一端以及高压端电解电容的负极均接地；

第一MOS管的漏极与源极上并联有第一二极管，且第一二极管的阳极与第一MOS管的源极相连，阴极与第一MOS管的漏极相连，第一二极管的两端还并联有第一电容；第二MOS管的漏极与源极上并联有第二二极管，且第二二极管的阳极与第二MOS管的源极相连，阴极与第二MOS管的漏极相连，第二二极管的两端还并联有第二电容；第三MOS管的漏极与源极上并联有第三二极管，且第三二极管的阳极与第三MOS管的源极相连，阴极与第三MOS管的漏极相连，第三二极管的两端还并联有第三电容；第四MOS管的漏极与源极上并联有第四二极管，且第四二极管的阳极与第四MOS管的源极相连，阴极与第四MOS管的漏极相连，第四二极管的两端还并联有第四电容。

所述的低压端整流电路包括第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、低压端电解电容以及负载；其中，第五MOS管的漏极和第七MOS管的漏极均与低压端的正极相连，第六MOS管的源极和第八MOS管的源极均接地；第五MOS管的源极与第六MOS管的漏极相连，第七MOS管的源极与第八MOS管的漏极相连；驱动电路的第五PWM输出端与第五MOS管的栅极相连，第六PWM输出端与第六MOS管的栅极相连，第七PWM输出端与第七MOS管的栅极相连，第八PWM输出端与第八MOS管的栅极相连；低压端电解电容的正极与低压端的正极相连，低压端电解电容的负极均接地；

第五MOS管的漏极与源极上并联有第五二极管，且第五二极管的阳极与第五MOS管的源极相连，阴极与第五MOS管的漏极相连，第五二极管的两端还并联有第五电容；第六MOS管的漏极与源极上并联有第二二极管，且第二二极管的阳极与第六MOS管的源极相连，阴极与第六MOS管的漏极相连，第二二极管的两端还并联有第二电容；第七MOS管的漏极与源极上并联有第七二极管，且第七二极管的阳极与第七MOS管的源极相连，阴极与第七MOS管的漏极相连，第七二极管的两端还并联有第七电容；第八MOS管的漏极与源极上并联有第八二极管，且第八二极管的阳极与第八MOS管的源极相连，阴极与第八MOS管的漏极相连，第八二极管的两端还并联有第八电容。

所述的变压器初级绕组的一端通过变压器初级漏感连接到第一MOS管的源极和第二MOS管的漏极之间，另一端连接到第三MOS管的源极和第四MOS管的漏极之间；变压器次级绕组的一端通过变压器次级漏感连接到第七MOS管的源极和第八MOS管的漏极之间，另一端连接到第五MOS管的源极和第六MOS管的漏极之间。

所述的第七MOS管的漏极与低压端的正极之间设置有滤波电感

所述的采样电路包括高压端电压采样电路、低压端电压采样电路以及低压端电流采样电路；高压端电压采样电路的输入端连接到高压端的正极上，输出端连接到DSC的第一模/数端上；低压端电压采样电路的输入端连接到低压端的正极上，输出端连接到DSC的第二模/数端上；低压端电流采样电路的输入端与低压端接地相连，输出端连接到DSC的第三模/数端上。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明通过设置DSC，通过DSC控制高压端整流电路和低压端整流电路，使本发明能够在充电和放电模式均具有很高的转换效率；本发明在充电模式下，DSC能根据采用数据对低压端蓄电池进行恒流恒压充电；在放电模式下，高压端输出电压稳定，纹波小；最后，本发明当电路发生过流、过压、欠压时，能够封锁开关管实现对电路的保护。

附图说明

图1为本发明的电路图；

图2为电路工作的波形图。

其中，T为变压器；Lp为变压器初级绕组；Ls为变压器次级绕组；Lr1变压器初级漏感；Lr2变压器次级漏感；V₁为高压端电压；V₂为低压端电压；Lf为滤波电感；Cb为高压端电解电容；Cf为低压端电解电容；Q1为第一MOS管、Q2为第二MOS管、Q3为第三MOS管、Q4为第四MOS管、Q5为第五MOS管、Q6为第六MOS管、Q7为第七MOS管、Q8为第八MOS管；D1为第一二极管；D2为第二二极管；D3为第三二极管；D4为第四二极管；D5为第五二极管；D6为第六极管；D7为第七二极管；D8为第八二极管；C1为第一电容；C2为第二电容；C3为第三电容；C4为第四电容；C5为第五电容；C6为第六电容；C7为第七电容；C8为第八电容；R为负载。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明：

参见图1，本发明包括高压端、低压端、高压端整流电路、低压端整理电路、DSC以及变压器T；其中，高压端与高压端整流电路相连，低压端与低压端整流电路相连，高压端整流电路通过变压器T与低压端整理电路相连；DSC的输入端通过采样电路与高压端和低压端相连；DSC的控制输出端上连接有带有若干PWM输出端的驱动电路，驱动电路的PWM输出端与高压端整流电路和低压端整流电路的控制端相连。采样电路包括高压端电压采样电路、低压端电压采样电路以及低压端电流采样电路；高压端电压采样电路的输入端连接到高压端的正极上，输出端连接到DSC的第一模/数端上；低压端电压采样电路的输入端连接到低压端的正极上，输出端连接到DSC的第二模/数端上；低压端电流采样电路的输入端与低压端接地相连，输出端连接到DSC的第三模/数端上。

高压端整流电路包括第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、高压端电解电容Cb以及负载R；其中，第一MOS管Q1的漏极和第三MOS管Q3的漏极均与高压端的正极相连，第二MOS管Q2的源极和第四MOS管Q4的源极均接地；第一MOS管Q1的源极与第二MOS管Q2的漏极相连，第三MOS管Q3的源极与第四MOS管Q4的漏极相连；驱动电路的第一PWM输出端与第一MOS管Q1的栅极相连，第二PWM输出端与第二MOS管Q2的栅极相连，第三PWM输出端与第三MOS管Q3的栅极相连，第四PWM输出端与第四MOS管Q4的栅极相连；负载R的一端和高压端电解电容Cb的正极均与高压端的正极相连，负载R的另一端以及高压端电解电容Cb的负极均接地；第一MOS管Q1的漏极与源极上并联有第一二极管D1，且第一二极管D1的阳极与第一MOS管Q1的源极相连，阴极与第一MOS管Q1的漏极相连，第一二极管D1的两端还并联有第一电容C1；第二MOS管Q2的漏极与源极上并联有第二二极管D2，且第二二极管D2的阳极与第二MOS管Q2的源极相连，阴极与第二MOS管Q2的漏极相连，第二二极管D2的两端还并联有第二电容C2；第三MOS管Q3的漏极与源极上并联有第三二极管D3，且第三二极管D3的阳极与第三MOS管Q3的源极相连，阴极与第三MOS管Q3的漏极相连，第三二极管D3的两端还并联有第三电容C3；第四MOS管Q4的漏极与源极上并联有第四二极管D4，且第四二极管D4的阳极与第四MOS管Q4的源极相连，阴极与第四MOS管Q4的漏极相连，第四二极管D4的两端还并联有第四电容C4。

低压端整流电路包括第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8、低压端电解电容Cb以及负载R；其中，第五MOS管Q5的漏极和第七MOS管Q7的漏极均与低压端的正极相连，第六MOS管Q6的源极和第八MOS管Q8的源极均接地；第五MOS管Q5的源极与第六MOS管Q6的漏极相连，第七MOS管Q7的源极与第八MOS管Q8的漏极相连；驱动电路的第五PWM输出端与第五MOS管Q5的栅极相连，第六PWM输出端与第六MOS管Q6的栅极相连，第七PWM输出端与第七MOS管Q7的栅极相连，第八PWM输出端与第八MOS管Q8的栅极相连；低压端电解电容Cf的正极与低压端的正极相连，低压端电解电容Cf的负极均接地；第五MOS管Q5的漏极与源极上并联有第五二极管D5，且第五二极管D5的阳极与第五MOS管Q5的源极相连，阴极与第五MOS管Q5的漏极相连，第五二极管D5的两端还并联有第五电容C5；第六MOS管Q6的漏极与源极上并联有第二二极管D6，且第二二极管D6的阳极与第六MOS管Q6的源极相连，阴极与第六MOS管Q6的漏极相连，第二二极管D6的两端还并联有第二电容C6；第七MOS管Q7的漏极与源极上并联有第七二极管D7，且第七二极管D7的阳极与第七MOS管Q7的源极相连，阴极与第七MOS管Q7的漏极相连，第七二极管D7的两端还并联有第七电容C7；第八MOS管Q8的漏极与源极上并联有第八二极管D8，且第八二极管D8的阳极与第八MOS管Q8的源极相连，阴极与第八MOS管Q8的漏极相连，第八二极管D8的两端还并联有第八电容C8。第七MOS管Q7的漏极与低压端的正极之间设置有滤波电感。第七MOS管（Q7）的漏极与低压端的正极之间设置有滤波电感Lf。

变压器T初级绕组Lp的一端通过变压器初级漏感Lr1连接到第一MOS管Q1的源极和第二MOS管Q2的漏极之间，另一端连接到第三MOS管Q3的源极和第四MOS管Q4的漏极之间；变压器T次级绕组Ls的一端通过变压器次级漏感Lr2连接到第七MOS管Q7的源极和第八MOS管Q8的漏极之间，另一端连接到第五MOS管Q5的源极和第六MOS管Q6的漏极之间。

本发明的原理：

本发明的双向直流变换器，能够实现能量的双向流动，通过变压器实现了低压端和高压端的隔离，通过采样电路和驱动电路实现了直流隔离，特别适用于对变换器效率及可靠性要求较高的高压大功率到低压大电流场合。

如图1所示，本发明的高转换效率双向变换器，包括DSC、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、变压器、驱动电路、采样电路、电感、电容、负载，变压器包括一个原边绕组和一个副边绕组。第一MOS管和第三MOS管的漏极分别接高压端，第一MOS管的源极和第二MOS管的漏极连接，第三MOS管的源极和第四MOS管的漏极连接，第二和第四的源极分别接地；DSC的其中四个PWM输出通过驱动电路分别与第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管栅极连接，DSC的其中一个模/数端通过电压采样电路与高压端连接，另一个模/数端通过电压采样电路与低压端连接，DSC的电流采样连接在第八MOS管的源极和地的连接点之间；

变压器的原边绕组的其中一端通过漏感与第一MOS管和第二MOS管的连接点连接，另一端与第三MOS管和第四MOS管的连接点连接；负载R1接在高压端和地之间；高压端电解电容C_b正极接在高压端，负极接地；

第五MOS管和第七MOS管的漏极分别接电感一端，第五MOS管的源极和第六MOS管的漏极连接，第七MOS管的源极和第八MOS管的漏极连接，第六和第八的源极分别接地；副边绕组一端与第五MOS管和第六MOS管的连接点连接，副边绕组另一端通过漏感与第七MOS管和第八MOS管的连接点连接；电感一端接第五MOS管和第七MOS管的漏极，另一端接低压端；电解电容C_f正极接低压端，负极接地；DSC的两外四个PWM输出通过驱动电路分别与第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管栅极连接。

当能量从高压端流向低压端时，DSC通过驱动电路驱动第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管进行移相全桥控制，并驱动第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管进行同步整流；当能量从低压端流向高压端时，DSC通过驱动电路驱动第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管进行移相全桥变换，并驱动第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管进行同步整流。

工作过程：

具体实施时，本发明还包括第一二极管的阴极和第一电容一端与第一MOS管的漏极连接，阳极和第一电容另一端与第一MOS管的源极连接；第二二极管的阴极和第二电容一端与第二MOS管的漏极连接，阳极和第二电容另一端与第二MOS管的源极连接；第三二极管的阴极和第三电容一端与第三MOS管的漏极连接，阳极和第三电容另一端与第三MOS管的源极连接；第四二极管的阴极和第四电容一端与第四MOS管的漏极连接，阳极和第四电容另一端与第四MOS管的源极连接，第五二极管的阴极和第五电容一端与第五MOS管的漏极连接，阳极和第五电容另一端与第五MOS管的源极连接；第六二极管的阴极和第六电容一端与第六MOS管的漏极连接，阳极和第六电容另一端与第六MOS管的源极连接；第七二极管的阴极和第七电容一端与第七MOS管的漏极连接，阳极和第七电容另一端与第七MOS管的源极连接；第八二极管的阴极和第八电容一端与第八MOS管的漏极连接，阳极和第八电容另一端与第八MOS管的源极连接。

其中，从能量从高压端向低压端流动，即电路工作在充电模式时，DSC输出四路PWM控制信号给第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4四个开关管，采用移相全桥控制，以减少其开关管的开关损耗，同时DSC输出另外四路PWM控制信号给第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8四个开关管，实现同步整流，以降低其通态损耗；从能量从低压端向低压端流动，即电路工作在放电模式时，DSC输出四路PWM控制信号给第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8四个开关管，采用移相全桥控制，以减少其开关管的开关损耗，同时DSC输出另外四路PWM控制信号给第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4四个开关管，实现同步整流，以降低其通态损耗；所述的第七MOS管（Q7）的漏极与低压端的正极之间设置有滤波电感

下面，以充电模式为例，对其控制原理进行详细说明，电路工作波形如图2所示：

t₀-t₁：t=t₀时，第一MOS管Q1关断，变压器初级漏感Lr1电流达到最大值i_P=I_P。由于电路有电感，等效电感L=L_r1+n²L_f很大，电流i_p变化不大，i_p从第一MOS管Q1转到第一电容C1、第二电容C2。第一电容C1从零电压开始充电，实现了第一MOS管Q1软关断；第二电容C2放电。t=t₁时，第一电容C1从零充电到V₁，第二电容C2从V₁放电到零，V_AB=V_CD=0，第二二极管D2开始导电，创造了第二MOS管Q2的ZVS条件。副边第五MOS管Q5、第八MOS管Q8同步整流输出。在t₀₁=t₀-t₁期间：

$t_{01}=\frac{{2C}_1{V}_1}{I_p}$

由于第二二极管D2导通后开通第二MOS管Q2，所以第一MOS管Q1和第二MOS管Q2驱动信号的死去时间t_d>t₀₁，即：

$t_d>\frac{{2C}_1{V}_1}{I_p}$

t₁-t₂：t=t₁时，V_AB=V_CD=0，第二二极管D2开始导电；t=t₂时第四MOS管Q4关断。t₁→t₂期间，V_AB=0，A、B两点已不存在电压，i_p逐渐减小，变压器初级漏感Lr1感应电压使变压器输出V_CD>0，副边第五MOS管Q5、第八MOS管Q8仍有驱动信号。但由于回路等效电感L=L_r1+K²L_f很大，故i_p仍衰减缓慢，直到t=t₂时第四MOS管Q4有关断信号为止，i_p=I₂。由于变压器初级漏感Lr1较小，V_CD≈0。

t₂-t₃：t=t₂时，第四MOS管Q4关断，i_p从第四MOS管Q4转到第三电容C3、第四电容C4。从零电压开始充电，实现了第四电容C4软关断；第三电容C3放电，V_AB=-V_C4从零变为负值。t=t₃时，第四电容C4从零充电到V₁，第三电容C3从V₁放电到零，V_AB=-V₁，第三二极管D3开始导电，创造了第三MOS管Q3的ZVS条件，t₂→t₃期间，V_AB<0，变压器原边电压反向，第六MOS管、第七MOS管加驱动信号而导通，则开关管第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8均导通，则V_CD=0，V_AB=-V₁全部加在变压器初级漏感Lr1上，使i_p逐渐减小，t₃时刻i_p=I₃。

t₃-t₄：这期间第二二极管D2、第三二极管D3导通。t=t₃时，第三二极管D3开始导通，开始导通。V_AB为负，开关管第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8均导通，使变压器两端电压为零，故i_p经第二二极管D2、第三二极管D3向电源V₁回馈能量，电源电压V₁加在电感变压器初级漏感Lr1两端，电流i_p线性下降，t=t₄时下降为零。

t₄-t₅：这期间第二MOS管Q2、第三MOS管Q3导通，建立低压端电流t=t₄时，i_p=0，这时第二MOS管Q2、第三MOS管Q3已有驱动信号，其等效电阻为零，故t>t₄时电源电压V_in经第二MOS管Q2、第三MOS管Q3加在变压器初级漏感Lr1两端使电流i_p反向从零线性增加。t=t₅时，i_p=-I₅。t₄→t₅期间，变压器原边电压虽已反向，但第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8均加驱动信号而导通。

t₅-t₆：这期间，电源V₁经第二MOS管Q2、第三MOS管Q3向低压端供电。

t=t₆，第二MOS管Q2关断，结束了t₀-t₆半个周期6个开关模态。t₆-t₁₂为后半个周期，t₀-t₁₂为一个完整周期。

在充电模式中，V₁向V₂传输的隔离随对管同时导通时间的增加而增加。

以此类似，在放电模式下，电路具有同样的工作过程。

系统设计目标是：充电模式下，第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4采用移相全桥控制降低开关管的开关损耗，第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8采用同步整流降低开关管的通态损耗，低压端的蓄电池采用恒压恒流进行充电。放电模式下第五MOS管Q5、第六MOS管Q6、第七MOS管Q7、第八MOS管Q8采用移相全桥控制降低开关管的开关损耗第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4采用同步整流降低开关管的通态损耗，保证高压端的电压恒定。

系统采用高性能的DSC芯片进行控制，采样电路对高压端、低压端的电压、电流进行采样，采样数据进入DSC后首先进行模数转换，然后根据事先编好的算法对数据进行处理，从而调节PWM的占空比，PWM经驱动电路后对开关管进行控制，对输出进行调节，如果采样数据异常，说明电路发生了故障，此时能够封锁所有开关管，实现对电路的保护。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所做的修改、等同替换、和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (6)

1.一种高转换效率的双向直流变换器，其特征在于：包括高压端、低压端、高压端整流电路、低压端整理电路、DSC以及变压器（T）；其中，高压端与高压端整流电路相连，低压端与低压端整流电路相连，高压端整流电路通过变压器（T）与低压端整理电路相连；DSC的输入端通过采样电路与高压端和低压端相连；DSC的控制输出端上连接有带有若干PWM输出端的驱动电路，驱动电路的PWM输出端与高压端整流电路和低压端整流电路的控制端相连。

2.根据权利要求1所述的高转换效率的双向直流变换器，其特征在于：所述的高压端整流电路包括第一MOS管（Q1）、第二MOS管（Q2）、第三MOS管（Q3）、第四MOS管（Q4）、高压端电解电容（Cb）以及负载（R）；其中，第一MOS管（Q1）的漏极和第三MOS管（Q3）的漏极均与高压端的正极相连，第二MOS管（Q2）的源极和第四MOS管（Q4）的源极均接地；第一MOS管（Q1）的源极与第二MOS管（Q2）的漏极相连，第三MOS管（Q3）的源极与第四MOS管（Q4）的漏极相连；驱动电路的第一PWM输出端与第一MOS管（Q1）的栅极相连，第二PWM输出端与第二MOS管（Q2）的栅极相连，第三PWM输出端与第三MOS管（Q3）的栅极相连，第四PWM输出端与第四MOS管（Q4）的栅极相连；负载（R）的一端和高压端电解电容（Cb）的正极均与高压端的正极相连，负载（R）的另一端以及高压端电解电容（Cb）的负极均接地；

第一MOS管（Q1）的漏极与源极上并联有第一二极管（D1），且第一二极管（D1）的阳极与第一MOS管（Q1）的源极相连，阴极与第一MOS管（Q1）的漏极相连，第一二极管（D1）的两端还并联有第一电容（C1）；第二MOS管（Q2）的漏极与源极上并联有第二二极管（D2），且第二二极管（D2）的阳极与第二MOS管（Q2）的源极相连，阴极与第二MOS管（Q2）的漏极相连，第二二极管（D2）的两端还并联有第二电容（C2）；第三MOS管（Q3）的漏极与源极上并联有第三二极管（D3），且第三二极管（D3）的阳极与第三MOS管（Q3）的源极相连，阴极与第三MOS管（Q3）的漏极相连，第三二极管（D3）的两端还并联有第三电容（C3）；第四MOS管（Q4）的漏极与源极上并联有第四二极管（D4），且第四二极管（D4）的阳极与第四MOS管（Q4）的源极相连，阴极与第四MOS管（Q4）的漏极相连，第四二极管（D4）的两端还并联有第四电容（C4）。

3.根据权利要求2所述的高转换效率的双向直流变换器，其特征在于：所述的低压端整流电路包括第五MOS管（Q5）、第六MOS管（Q6）、第七MOS管（Q7）、第八MOS管（Q8）以及低压端电解电容（Cf）；其中，第五MOS管（Q5）的漏极和第七MOS管（Q7）的漏极均与低压端的正极相连，第六MOS管（Q6）的源极和第八MOS管（Q8）的源极均接地；第五MOS管（Q5）的源极与第六MOS管（Q6）的漏极相连，第七MOS管（Q7）的源极与第八MOS管（Q8）的漏极相连；驱动电路的第五PWM输出端与第五MOS管（Q5）的栅极相连，第六PWM输出端与第六MOS管（Q6）的栅极相连，第七PWM输出端与第七MOS管（Q7）的栅极相连，第八PWM输出端与第八MOS管（Q8）的栅极相连；低压端电解电容（Cf）的正极与低压端的正极相连，低压端电解电容（Cf）的负极均接地；

第五MOS管（Q5）的漏极与源极上并联有第五二极管（D5），且第五二极管（D5）的阳极与第五MOS管（Q5）的源极相连，阴极与第五MOS管（Q5）的漏极相连，第五二极管（D5）的两端还并联有第五电容（C5）；第六MOS管（Q6）的漏极与源极上并联有第二二极管（D6），且第二二极管（D6）的阳极与第六MOS管（Q6）的源极相连，阴极与第六MOS管（Q6）的漏极相连，第二二极管（D6）的两端还并联有第二电容（C6）；第七MOS管（Q7）的漏极与源极上并联有第七二极管（D7），且第七二极管（D7）的阳极与第七MOS管（Q7）的源极相连，阴极与第七MOS管（Q7）的漏极相连，第七二极管（D7）的两端还并联有第七电容（C7）；第八MOS管（Q8）的漏极与源极上并联有第八二极管（D8），且第八二极管（D8）的阳极与第八MOS管（Q8）的源极相连，阴极与第八MOS管（Q8）的漏极相连，第八二极管（D8）的两端还并联有第八电容（C8）。

4.根据权利要求3所述的高转换效率的双向直流变换器，其特征在于：所述的变压器（T）初级绕组（Lp）的一端通过变压器初级漏感（Lr1）连接到第一MOS管（Q1）的源极和第二MOS管（Q2）的漏极之间，另一端连接到第三MOS管（Q3）的源极和第四MOS管（Q4）的漏极之间；变压器（T）次级绕组（Ls）的一端通过变压器次级漏感（Lr2）连接到第七MOS管（Q7）的源极和第八MOS管（Q8）的漏极之间，另一端连接到第五MOS管（Q5）的源极和第六MOS管（Q6）的漏极之间。

5.根据权利要求4所述的高转换效率的双向直流变换器，其特征在于：所述的第七MOS管（Q7）的漏极与低压端的正极之间设置有滤波电感。

6.根据权利要求1所述的高转换效率的双向直流变换器，其特征在于：所述的采样电路包括高压端电压采样电路、低压端电压采样电路以及低压端电流采样电路；高压端电压采样电路的输入端连接到高压端的正极上，输出端连接到DSC的第一模/数端上；低压端电压采样电路的输入端连接到低压端的正极上，输出端连接到DSC的第二模/数端上；低压端电流采样电路的输入端与低压端接地相连，输出端连接到DSC的第三模/数端上。

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