CN107204707A - 一种用于抑制尖峰电压的双向隔离dcdc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器及其控制方法，所述变换器包括高频变压器T1，连接在高频变压器T1高压侧的母线电容、第一半桥拓扑和第二半桥拓扑，以及连接在高频变压器T1低压侧的第三半桥拓扑、第四半桥拓扑、投切电容拓扑和LC滤波拓扑；投切电容拓扑由第九开关管M1和第五电容C5串联组成；通过在低压侧全桥旁边并入电容与开关管串联电路。并入的开关管的控制信号由全桥开关管的驱动信号通过逻辑运算得到。这样，装置在升压运行时能够降低半导体器件选型的余量与成本，降低系统损耗，提高开关频率，降低装置体积，在降压运行时能够提高开关频率减小占空比丢失。

Description

一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，具体为一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器及其控制方法。

背景技术

双向隔离直流到直流变换器(双向隔离DC/DC)是一种应用十分广泛的电力电子装置，它能双向的将一种形式的直流电能转化成另一种形式的直流电能。广泛的应用于微电网、电力系统、分布式发电、储能系统、轨道交通、电机牵引、航空航天、舰艇船舶、工业控制等领域。

例如，带有储能电池组的微电网系统，一方面，在微电网光伏、风能等新能源发电量充足的时候，能够将暂时多余的能量通过双向DC/DC变换器储存在电池、超级电容器等系统中；另一方面，在微电网电能供给紧张时，为了保证重要负荷的连续稳定运行，可将储能系统的能量通过双向DC/DC供给重要负荷。

由于双向DC/DC变换器充电和放电两种工况的工作原理不同，因此，两种工况下对开关管的要求不同。导致满足两种工况的器件价格高，损耗大，响应慢。使整个装置的性能变差，难以满足电力、工业等用户要求。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器及其控制方法，结构简单，设计合理，控制方便，满足输出电压电流要求的同时，减小了体积减小，降低了成本，提高了开关频率。

本发明是通过以下技术方案来实现：

一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其设置在第一直流电压源V1和第二直流电压源V2之间，双向的向第一直流电压源V1或第二直流电压源V2供给直流功率；

所述变换器包括高频变压器T1，连接在高频变压器T1高压侧的母线电容、第一半桥拓扑和第二半桥拓扑，以及连接在高频变压器T1低压侧的第三半桥拓扑、第四半桥拓扑、投切电容拓扑和LC滤波拓扑；投切电容拓扑由第九开关管M1和第五电容C5串联组成；

所述的母线电容、第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的两端均分别连接在第一直流电压源V1的正、负两端；

所述的第三半桥拓扑、第四半桥拓扑、投切电容拓扑和LC滤波拓扑并联设置；所述第二直流电压源V2正端连接至LC滤波拓扑中点，负端连接至LC滤波拓扑电容端；

所述高频变压器原边的一端经第四电容连接至第一半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至第二半桥拓扑的半桥中点；副边一端连接至第三半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至第四半桥拓扑的半桥中点。

优选的，第一半桥拓扑由第一开关管Q1和第二开关管Q2串联组成，第二半桥拓扑由第三开关管Q3和第四开关管Q4串联组成，第三半桥拓扑由第五开关管Q5和第六开关管Q6串联组成，第四半桥拓扑由第七开关管Q7和第八开关管Q8串联组成；第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8均采用IGBT。

进一步，第九开关管M1的驱动信号由第六开关管Q6和第八开关管Q8进行逻辑运算或得到。

优选的，第九开关管M1为MOSFET单管器件。

优选的，母线电容由第一电容C1和第三电容C3并联组成，LC滤波拓扑由第一电感L1和第二电容C2串联组成；第一电容C1和第二电容C2为电解电容，第三电容C3、第四电容C4和第五电容C5为薄膜电容，第一电感L1为直流电感。

优选的，当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的开关管工作在全桥电路工作模式，第三半桥拓扑和第四半桥拓扑的开关管封锁驱动信号。

优选的，当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的开关管封锁驱动信号，第三半桥拓扑和第四半桥拓扑的开关管工作在BOOST电路工作模式。

一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器的控制方法，基于本发明所述的变换器，其包括，

当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，变换器工作在BUCK电路模式，通过第九开关管M1将第五电容C5切除出电路；

当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，变换器工作在BOOST电路模式，通过第九开关管M1将第五电容C5投入进电路。

优选的，具体地当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，

开关管Q1至开关管Q4均导通50％的占空比，开关管Q5至开关管Q8关断；M1的驱动为Q6和Q8的驱动或逻辑得到，因此M1关断；

开关管Q1与开关管Q2驱动互补，开关管Q3与开关管Q4驱动互补，开关管Q4相对于开关管Q1滞后一个0-180°的角度；由于开关管Q3和开关管Q2与开关管Q1和开关管Q4分别互补，因此，开关管Q3相对于开关管Q2也滞后同一个角度；开关管Q1和开关管Q2为超前桥臂；开关管Q3和开关管Q4为滞后桥臂；

在开关管Q1和开关管Q4共同导通的时间中，第一直流电压源V1的输出电流通过开关管Q1和开关管Q4至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管将输出电流传到LC滤波拓扑电感端，最后将输出电流传递至第二直流电压源V2，完成能量从第一直流电压源V1向第二直流电压源V2的传递；

在开关管Q2和开关管Q3共同导通的时间中，第一直流电压源V1的输出电流通过开关管Q2和开关管Q3至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管将输出电流传到LC滤波拓扑电感端，最后将输出电流传递至第二直流电压源，完成能量从第一直流电压源V1向第二直流电压源V2的传递；

在开关管Q1和开关管Q3共同导通的时间中，开关管Q1和开关管Q3通过反并联二极管续流，第二直流电压源V2通过开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8的反并联二极管共同导通和LC滤波拓扑实现续流，第一直流电压源V1不提供能量；

在开关管Q2和开关管Q4共同导通的时间中，开关管Q2和开关管Q4通过反并联二极管续流；第二直流电压源V2通过开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8的反并联二极管共同导通和LC滤波拓扑实现续流，第一直流电压源V1不提供能量。

优选的，具体地当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，

开关管Q1至开关管Q4关断，开关管Q5和开关管Q8驱动相同，开关管Q6和开关管Q7驱动相同，开关管Q5和开关管Q7的驱动相差180°，开关管Q6和开关管Q8的驱动相差180°，且每个IGBT开关管的导通时间大于50％；开关管M1的驱动为开关管Q6和开关管Q8的驱动或逻辑得到，因此M1一直导通；

在开关管Q5和开关管Q8共同导通的时间中，第二直流电压源V2的输出电流通过LC滤波拓扑的第一电感L1至开关管Q5和开关管Q8，经过开关管Q5和开关管Q8至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q1和开关管Q4的反并联二极管将输出电流传到第一直流电压源V1，完成能量从第二直流电压源V2向第一直流电压源V1的传递；

在开关管Q6和开关管Q7共同导通的时间中，第二直流电压源V2的输出电流通过LC滤波拓扑的第一电感L1至开关管Q6和开关管Q7，经过开关管Q6和开关管Q7至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q2和开关管Q3的反并联二极管将输出电流传到第一直流电压源V1，完成能量从第二直流电压源V2向第一直流电压源V1的传递；

在开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8全部导通的时间中，第二直流电压源V2通过开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8和LC滤波拓扑第一电感L1实现续流，第一电容C1向第一直流电压源V1提供能量。

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器及其控制方法，解决了全桥型隔离双向DC/DC变换器工作在升压模式时低压侧开关管尖峰电压应力过高的问题，通过在低压侧全桥旁边并入电容与开关管串联电路。并入的开关管的控制信号由全桥开关管的驱动信号通过逻辑运算得到。这样，装置在升压运行时能够降低半导体器件选型的余量与成本，降低系统损耗，提高开关频率，降低装置体积，在降压运行时能够提高开关频率减小占空比丢失。

附图说明

图1本发明实例中所述变换器的结构原理图。

图2本发明实例中所述变换器的控制原理图。

图3本发明实例中所述变换器buck运行模式的驱动波形。

图4本发明实例中所述变换器boost运行模式的驱动波形。

具体实施方式

下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

本发明一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，如图1所示，设置在第一直流电压源V1和第二直流电压源V2之间，双向的向第一直流电压源V1或第二直流电压源V2供给直流功率，包括，第一电容C1和第三电容C3并联组成的母线电容，第一开关管Q1和第二开关管Q2串联组成的第一半桥拓扑，第三开关管Q3和第四开关管Q4串联组成的第二半桥拓扑，第五开关管Q5和第六开关管Q6串联组成的第三半桥拓扑，第七开关管Q7和第八开关管Q8串联组成的第四半桥拓扑，第一电感L1和第二电容C2串联组成的LC滤波拓扑，第九开关管M1和第五电容C5组成的投切电容拓扑，以及第四电容C4与高频变压器T1；

母线电容的两端分别连接在所述第一直流电压源V1的正、负两端；所述第一半桥拓扑的一端连接至所述母线电容的正端，另一端连接至所述母线电容的负端，所述第一半桥拓扑的半桥中点连接至第四电容的一端；所述第四电容一端连接至第一半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至高频变压器原边的一端；所述第二半桥拓扑的一端连接至所述母线电容的正端，另一端连接至所述母线电容的负端，所述第二半桥拓扑的半桥中点连接至高频变压器原边的另一端；所述高频变压器原边的一端连接至第四电容的一端，另一端连接至第二半桥拓扑的半桥中点。

变压器副边一端连接至第三半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至第四半桥拓扑的半桥中点；所述第三半桥拓扑的两端分别连接至第四半桥拓扑的两端；所述第四半桥拓扑两端分别连接至投切电容拓扑两端；所述投切电容拓扑一端连接至LC滤波拓扑电感端，另一端连接至LC滤波拓扑电容端；所述第二直流电压源V2正端连接至LC滤波拓扑中点，负端连接至LC滤波拓扑电容端；

当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的开关管工作在全桥电路工作模式，第三半桥拓扑和第四半桥拓扑的开关管封锁驱动信号。

当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的开关管封锁驱动信号，第三半桥拓扑和第四半桥拓扑的开关管工作在BOOST电路工作模式。

第九开关管M1的驱动信号由第六开关管Q6和第八开关管Q8进行逻辑运算“或”得到。

本发明一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DC/DC变换器，具体的，如图2所示，该变换器第一至第八开关管Q1—Q8为IGBT半桥模块，第九开关管M1为MOSFET单管器件，第一电容与第二电容C1、C2为电解电容，第三至第五电容C3—C5为薄膜电容，第一电感L1为直流电感，T1为高频变压器，Vbus为第一直流电压源，Vbat为第二直流电压源。

如附图2所示，所述双向DC/DC变换器包括：母线电容C1的两端分别连接在所述第一直流电压源Vbus的正、负两端。所述第一半桥拓扑Q1的集电极连接至所述母线电容C1的正端，Q2的发射极连接至所述母线电容C1的负端，所述第一半桥拓扑的半桥中点连接至第四电容的一端；所述第四电容一端连接至第一半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至高频变压器的一端；所述第二半桥拓扑的一端连接至所述母线电容的正端，另一端连接至所述母线电容的负端，所述第二半桥拓扑的半桥中点连接至高频变压器原边的一端；所述高频变压器原边的一端连接至第四电容的一端，另一端连接至第二半桥拓扑的半桥中点。变压器副边一端连接至第三半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至第四半桥拓扑的半桥中点；所述第三半桥拓扑的两端分别连接至第四半桥拓扑的两端；所述第四半桥拓扑两端分别连接至投切电容拓扑两端；所述投切电容拓扑一端连接至LC滤波拓扑电感端，另一端连接至LC滤波拓扑电容端；所述第二直流电压源正端连接至LC滤波拓扑中点，负端连接至LC滤波拓扑电容端。

其中，本实施例中第一直流电压源Vbus是直流母线，第二直流电压源是磷酸铁锂电池组。

本发明实施例中提供的双向DCDC变换电路，当电池充电时，装置工作在BUCK电路模式，这时需要通过开关管M1将C5切除出电路。当电池放电时，装置工作在BOOST电路模式，这时需要通过开关管M1将C5投入进电路。

具体地，当电池充电时，如附图3所示：Q1至Q4均导通50％的占空比，Q5—Q8关断。M1的驱动为Q6和Q8的驱动“或”逻辑得到，因此M1关断。

Q1与Q2驱动互补，Q3与Q4驱动互补，Q4相对于Q1滞后一个角度(0—180°)。由于Q3、Q2与Q1、Q4分别互补，因此，Q3相对于Q2也滞后同一个角度。这样，Q1、Q2为超前桥臂；Q3、Q4为滞后桥臂。

在Q1和Q4共同导通的时间(Ton1)，第一直流电压源Vbus的输出电流通过Q1和Q4至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过Q5和Q8的反并联二极管将输出电流传到LC滤波拓扑电感端，最后将输出电流传递至第二直流电压源，完成能量从第一直流电压源Vbus向第二直流电压源Vbat的传递；在Q2和Q3共同导通的时间里(Ton2)，第一直流电压源Vbus的输出电流通过Q2和Q3至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过Q6和Q7的反并联二极管将输出电流传到LC滤波拓扑电感端，最后将输出电流传递至第二直流电压源，完成能量从第一直流电压源Vbus向第二直流电压源Vbat的传递。在Q1和Q3共同导通的时间(Toff1)，Q1和Q3通过反并联二极管续流，第二直流电压源Vbat通过Q5、Q6、Q7、Q8的反并联二极管共同导通和LC滤波拓扑实现续流，第一直流电压源不提供能量。在Q2和Q4共同导通的时间(Toff2)，Q2和Q4通过反并联二极管续流。第二直流电压源Vbat通过Q5、Q6、Q7、Q8的反并联二极管共同导通和LC滤波拓扑实现续流，第一直流电压源不提供能量。

具体地，当电池放电时，如附图4所示：Q1至Q4关断。Q5和Q8驱动相同，Q6和Q7驱动相同，Q5和Q7的驱动相差180°，Q6和Q8的驱动相差180°，且每个IGBT的导通时间大于50％。M1的驱动为Q6和Q8的驱动“或”逻辑得到，因此M1一直导通。

在Q5和Q8共同导通的时间(Ton1)，第二直流电压源Vbat的输出电流通过LC滤波拓扑的第一电感L1至开关管Q5和Q8，经过Q5和Q8至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过Q1和Q4的反并联二极管将输出电流传到第一直流电压源Vbus，完成能量从第二直流电压源Vbat向第一直流电压源Vbus的传递；在Q6和Q7共同导通的时间(Ton2)，第二直流电压源Vbat的输出电流通过LC滤波拓扑的第一电感L1至开关管Q6和Q7，经过Q6和Q7至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过Q2和Q3的反并联二极管将输出电流传到第一直流电压源Vbus，完成能量从第二直流电压源Vbat向第一直流电压源Vbus的传递；在Q5、Q6、Q7、Q8全部导通的时间(Toff)，第二直流电压源Vbat通过Q5、Q6、Q7、Q8和LC滤波拓扑第一电感L1实现续流，第一电容C1向第一直流电压源提供能量。

具体地，若采用700V的直流母线(Vbus＝700V)，250V-500V的磷酸铁锂电池(Vbat＝250V-500V)：当电池电压为500V时，电池放电，此时由于第一电感L1感抗较大，根据若开关频率较高，则开关管Q5至Q8的尖峰电压应力较大，而此时开关管M1导通，电容C5并联在第三、第四半桥拓扑旁，大大减小了其尖峰电压应力。而电池充电时，电容C5的容抗较小，很快将母线电流拉低到零，因此，等效占空比丢失。因此，传递相同的能量，开关管Q5至Q8的电流应力较大。因此，关断开关管M1，减小了其电流应力。

现有的技术为了解决上述问题需要选用余量更大的开关管Q5至Q8，这样效率将降低，开关频率降低，体积增大，成本增加。而本实施例提供的双向DC/DC变换电路，满足输出电压电流要求的同时，减小了电压电流应力，开关管损耗小，开关频率提升，体积减小，降低了成本。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，其设置在第一直流电压源V1和第二直流电压源V2之间，双向的向第一直流电压源V1或第二直流电压源V2供给直流功率；

所述变换器包括高频变压器T1，连接在高频变压器T1高压侧的母线电容、第一半桥拓扑和第二半桥拓扑，以及连接在高频变压器T1低压侧的第三半桥拓扑、第四半桥拓扑、投切电容拓扑和LC滤波拓扑；投切电容拓扑由第九开关管M1和第五电容C5串联组成；

所述的母线电容、第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的两端均分别连接在第一直流电压源V1的正、负两端；

所述的第三半桥拓扑、第四半桥拓扑、投切电容拓扑和LC滤波拓扑并联设置；所述第二直流电压源V2正端连接至LC滤波拓扑中点，负端连接至LC滤波拓扑电容端；

所述高频变压器原边的一端经第四电容连接至第一半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至第二半桥拓扑的半桥中点；副边一端连接至第三半桥拓扑的半桥中点，另一端连接至第四半桥拓扑的半桥中点。

2.根据权利要求1所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，第一半桥拓扑由第一开关管Q1和第二开关管Q2串联组成，第二半桥拓扑由第三开关管Q3和第四开关管Q4串联组成，第三半桥拓扑由第五开关管Q5和第六开关管Q6串联组成，第四半桥拓扑由第七开关管Q7和第八开关管Q8串联组成；第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8均采用IGBT。

3.根据权利要求2所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，第九开关管M1的驱动信号由第六开关管Q6和第八开关管Q8进行逻辑运算或得到。

4.根据权利要求1所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，第九开关管M1为MOSFET单管器件。

5.根据权利要求1所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，母线电容由第一电容C1和第三电容C3并联组成，LC滤波拓扑由第一电感L1和第二电容C2串联组成；第一电容C1和第二电容C2为电解电容，第三电容C3、第四电容C4和第五电容C5为薄膜电容，第一电感L1为直流电感。

6.根据权利要求1所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的开关管工作在全桥电路工作模式，第三半桥拓扑和第四半桥拓扑的开关管封锁驱动信号。

7.根据权利要求1所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器，其特征在于，当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，第一半桥拓扑和第二半桥拓扑的开关管封锁驱动信号，第三半桥拓扑和第四半桥拓扑的开关管工作在BOOST电路工作模式。

8.一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器的控制方法，其特征在于，基于权利要求1-7任意一项所述的变换器，其包括，

当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，变换器工作在BUCK电路模式，通过第九开关管M1将第五电容C5切除出电路；

当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，变换器工作在BOOST电路模式，通过第九开关管M1将第五电容C5投入进电路。

9.根据权利要求8所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器的控制方法，其特征在于，具体地当第一直流电压源V1向第二直流电压源V2传递能量时，

开关管Q1至开关管Q4均导通50％的占空比，开关管Q5至开关管Q8关断；M1的驱动为Q6和Q8的驱动或逻辑得到，因此M1关断；

开关管Q1与开关管Q2驱动互补，开关管Q3与开关管Q4驱动互补，开关管Q4相对于开关管Q1滞后一个0-180°的角度；由于开关管Q3和开关管Q2与开关管Q1和开关管Q4分别互补，因此，开关管Q3相对于开关管Q2也滞后同一个角度；开关管Q1和开关管Q2为超前桥臂；开关管Q3和开关管Q4为滞后桥臂；

在开关管Q1和开关管Q4共同导通的时间中，第一直流电压源V1的输出电流通过开关管Q1和开关管Q4至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q5和开关管Q8的反并联二极管将输出电流传到LC滤波拓扑电感端，最后将输出电流传递至第二直流电压源V2，完成能量从第一直流电压源V1向第二直流电压源V2的传递；

在开关管Q2和开关管Q3共同导通的时间中，第一直流电压源V1的输出电流通过开关管Q2和开关管Q3至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q6和开关管Q7的反并联二极管将输出电流传到LC滤波拓扑电感端，最后将输出电流传递至第二直流电压源，完成能量从第一直流电压源V1向第二直流电压源V2的传递；

在开关管Q1和开关管Q3共同导通的时间中，开关管Q1和开关管Q3通过反并联二极管续流，第二直流电压源V2通过开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8的反并联二极管共同导通和LC滤波拓扑实现续流，第一直流电压源V1不提供能量；

在开关管Q2和开关管Q4共同导通的时间中，开关管Q2和开关管Q4通过反并联二极管续流；第二直流电压源V2通过开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8的反并联二极管共同导通和LC滤波拓扑实现续流，第一直流电压源V1不提供能量。

10.根据权利要求8所述的一种用于抑制尖峰电压的双向隔离DCDC变换器的控制方法，其特征在于，具体地当第二直流电压源V2向第一直流电压源V1传递能量时，

开关管Q1至开关管Q4关断，开关管Q5和开关管Q8驱动相同，开关管Q6和开关管Q7驱动相同，开关管Q5和开关管Q7的驱动相差180°，开关管Q6和开关管Q8的驱动相差180°，且每个IGBT开关管的导通时间大于50％；开关管M1的驱动为开关管Q6和开关管Q8的驱动或逻辑得到，因此M1一直导通；

在开关管Q5和开关管Q8共同导通的时间中，第二直流电压源V2的输出电流通过LC滤波拓扑的第一电感L1至开关管Q5和开关管Q8，经过开关管Q5和开关管Q8至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q1和开关管Q4的反并联二极管将输出电流传到第一直流电压源V1，完成能量从第二直流电压源V2向第一直流电压源V1的传递；

在开关管Q6和开关管Q7共同导通的时间中，第二直流电压源V2的输出电流通过LC滤波拓扑的第一电感L1至开关管Q6和开关管Q7，经过开关管Q6和开关管Q7至高频变压器T1，经过高频变压器T1后通过开关管Q2和开关管Q3的反并联二极管将输出电流传到第一直流电压源V1，完成能量从第二直流电压源V2向第一直流电压源V1的传递；

在开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8全部导通的时间中，第二直流电压源V2通过开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8和LC滤波拓扑第一电感L1实现续流，第一电容C1向第一直流电压源V1提供能量。