CN109039121A - 一种高频隔离型交直流变换电路及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种高频隔离型交直流变换电路及其控制方法，电路包括输入滤波器、输入变压器、交流整流单元，储能滤波单元，谐振变换单元、隔离变压器、直流侧整流单元、输出储能单元。本发明的变换电路可工作于整流、逆变或者待机三种模式；利用输入变压器，可以在实现储能功能的同时有效抑制交流侧的共模电流以及交流防偏功能，并有效降低交流整流单元对地共模干扰；此外谐振变换单元可实现软开关双向变换，降低了各元件的开通及关断应力，降低了开关损耗；有助于逆变电路的工作频率提高或者效率提高从而提高功率密度和减小体积，最后，利用对谐振变换单元及直流侧整流单元的相互组合开通时序控制，在宽范围直流电压的双向变换中可实现多状态变换。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源，尤其涉及一种高频隔离型交直流变换电路及其控制方法。
背景技术
在需要进行交直流双向变换(即有整流及逆变模式)的应用场合，如储能系统的逆变器、混合供电离并网逆变器、锂电池电池厂化成分容、老化检测等环节，传统的以整流及逆变两套电路，或者以低频隔离变压器加高频逆变器的方案为主，因此体积庞大，在功率较小的领域性价比差；究其原因主要是高频隔离双向变换技术实现难度较大。而低频变压器隔离技术相对成熟稳定，因此相对高频隔离技术而言，两套电路合并的方案及工频隔离方案在很多应用场合难以推广，使用受限。
因此，有必要设计出一种新的电路，通过合理的变换电路以及合适的控制方法，可以实现高功率密度、高效率并且电气隔离，同时又可以满足不同电池类型的较宽电压范围的变换。
发明内容
本发明的主要目的在于提出一种可切换于待机模式、整流模式和逆变模式工作的高频隔离型交直流变换电路及其控制方法，以解决现有的交直流双向变换电路设计复杂、难以实现高频隔离且工作效率低的技术问题。
本发明的一种实施例提供一种高频隔离型交直流变换电路，包括输入滤波器、输入变压器、交流整流单元、储能滤波单元、谐振变换单元、隔离变压器、直流侧整流单元和输出储能单元，其中，所述谐振变换单元、隔离变压器、直流侧整流单元统称为直流-直流变换单元；
所述输入滤波器的输入端接入交流信号，所述输入滤波器的输出端与所述输入变压器的两个异名端连接，所述输入变压器的另外两个异名端与所述交流整流单元的输入端连接，所述交流整流单元的输出端与所述储能滤波单元的输入端连接，所述储能滤波单元的输出端与所述谐振变换单元的输入端连接所述谐振变换单元的输出端与所述隔离变压器的一次侧线圈的两端连接，所述隔离变压器的二次侧线圈的一端与所述直流侧整流单元的输入端连接，所述直流侧整流单元的输出端与所述输出储能单元的输入端连接，所述所述隔离变压器的二次侧线圈的另一端与所述输出储能单元的输出端连接，所述输出储能单元的输出端接入直流信号。
本发明还提供了一种前述的高频隔离型交直流变换电路的控制方法，用于控制所述变换电路在待机模式、整流模式和逆变模式之间切换工作，所述控制方法包括：
当所述电路工作于整流模式时，控制所述交流整流单元工作于交直流整流状态；控制所述直流-直流变换电路工作于直流输出变换状态；若所述输出储能单元的输出端接入的直流信号的电流等于或大于预设定值，则对所述直流整流单元施加驱动信号构成同步整流；
当所述电路工作于逆变模式时，控制所述直流-直流变换电路工作于直流输入变换状态；控制所述交流整流单元工作于交直流逆变离网稳压状态或者进行并网锁相回馈；若所述输出储能单元的输出端接入的直流信号的电流等于或大于预设定值，则对所述谐振变换单元施加驱动信号构成同步整流；
当所述电路工作于待机模式时，则对电路不施加驱动信号，等待整流模式或者逆变模式的转换。
本发明的有益效果包括：
根据外部通讯命令或者对外部其他电压、电流信号的判断，可使该高频隔离型交直流变换电路工作于整流、逆变或者待机三种工作模式；同时利用输入变压器，可以在实现逆变或者整流模式下的储能功能的同时又可以有效抑制交流侧的共模电流以及交流防偏功能，并有效降低交流整流单元对地共模干扰；高频逆变桥拓扑的谐振模式可实现软开关双向变换，降低了变换回路中各元件的开通及关断应力，降低了开关损耗；有助于逆变电路的工作频率提高或者效率提高从而提高功率密度和减小体积。其次，利用高频逆变桥的开通时序控制，实现宽范围直流电压的逆变，在蓄电池等较宽电压变化范围的应用中获得高效率。
附图说明
图1是本发明实施例一提供的高频隔离型交直流变换电路的示意图；
图2是本发明实施例二提供的高频隔离型交直流变换电路的示意图；
图3是本发明实施例三提供的高频隔离型交直流变换电路的示意图；
图4是本发明实施例四提供的高频隔离型交直流变换电路的示意图；
图5是本发明实施例五提供的高频隔离型交直流变换电路的示意图；
图6是图1的变换电路工作于整流模式时的PWM驱动模式一；
图7是图1的变换电路工作于整流模式时的PWM驱动模式二；
图8是图1电路工作于整流模式时的初次级两侧驱动模式示意图；
图9是图1的变换电路工作于逆变模式时的PWM驱动模式一；
图10是图1的变换电路工作于逆变模式时的PWM驱动模式二；
图11是图1的变换电路工作于逆变模式时的初次级两侧驱动模式示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体的实施方式对本发明作进一步说明。
实施例一
如图1所示，本发明实施例提供的一种高频隔离型交直流变换电路，包括：输入滤波器1、输入变压器2、交流整流单元3、储能滤波单元4、谐振变换单元5、隔离变压器6、直流侧整流单元7和输出储能单元8，其中，所述谐振变换单元5、隔离变压器6、直流侧整流单元7统称为直流-直流变换单元；
所述输入滤波器1的输入端接入交流信号，所述输入滤波器1的输出端与所述输入变压器2的两个异名端连接，所述输入变压器2的另外两个异名端与所述交流整流单元3的输入端连接，所述交流整流单元3的输出端与所述储能滤波单元4的输入端连接，所述储能滤波单元4的输出端与所述谐振变换单元5的输入端连接所述谐振变换单元5的输出端与所述隔离变压器6的一次侧线圈的两端连接，所述隔离变压器6的二次侧线圈的一端与所述直流侧整流单元7的输入端连接，所述直流侧整流单元7的输出端与所述输出储能单元8的输入端连接，所述所述隔离变压器6的二次侧线圈的另一端与所述输出储能单元8的输出端连接，所述输出储能单元8的输出端接入直流信号。
具体连接方式如下：输入滤波器的输入端与交流源V1相连，输出端分别与输入变压器T1的两个线圈的端口相连，该两个线圈的端口为输入变压器的异名端，(即两个线圈分别在交流源的两个极性上，在回路中构成同向串联关系。)输入变压器的两个线圈的另外端口分别与输入整流桥的两个输入端相连；输入整流桥由开关管Q5～Q8组成，具体连接为，Q5与Q6的源极相连，并与电容C1的正极相连；Q7与Q8的漏极相连，并与C1的负极相连；Q5的漏极与Q7的源极相连，同时作为交流整流单元的一个输入端与输入变压器相连；Q6的漏极与Q8的源极相连，同时作为交流整流单元的另外一个输入端与输入变压器相连。谐振变换单元包含Cra1，Cra2，Lr，Lma，半桥开关管Q3A及Q4A；其中Cr1a，Cr2a为谐振电容，Lr为谐振电感或者等效谐振电感，Lma为励磁电感或者等效励磁电感(或者是有气隙的变压器线圈，)，本实施案例中，Cr1a，Cr2a串联后再与储能滤波单元C1形成并联；开关Q3A的源极与C1的正端相连，开关Q4A的漏极与C1的负端相连，开关Q3A的漏极与开关Q4A的源极以及高频隔离变压器Tra的一次侧线圈的一端相连，高频隔离变压器的一次侧线圈的另外一端与Cr1a，Cr2a串联中点相连。Lma与隔离变压器Tra一次侧线圈并联；直流侧整流单元包含开关管Q1a、Q2a，开关管Q1a及Q2a的漏极分别与高频隔离变压器的二次侧的两个线圈的一端相连，该两端口为异名端。开关管Q1a及Q2a的源极连接在一起，并与输出侧的V2正端相连，也与输出储能单元的C2正端相连。高频隔离变压器的二次侧的两个线圈的中间连接抽头与输出侧的V2及C2负端相连。此外，电路的输入变压器T1是具有一定感量的变压器，可以是在变压器的磁回路中开有气隙，在逆变或者整流模式中，除可以提供储能功能外，还可以在添加辅助线圈后提供交流变相或者大小波的直流分量检测信号功能。
此外，开关管Q1A及Q2A同源极相连可以使用同一个散热器无需隔离且可以利用散热器做源极的导电传送回路；或者在使用组合式的散热，比如传统的散热器采用铝制散热器，导热均匀度较差，可以采用铜铝组合式，即在铝制散热器与开关管之间添加铜制材料，即可以使导电阻抗低，又可以使开关管的散热均匀。甚至在印制电路板中利用铜材加工为引脚，无须再在铝材上另外添加可焊接或者固定的工序，该方案可以一举多得。
当然，Q1A及Q2A也可以是常规的同漏极连接方式，即两者的源极分别接在变压器的两个线圈上。具体的连接方式是：直流侧整流单元包含开关管Q1A和开关管Q2A，开关管Q1A及开关管Q2A的源极分别与隔离变压器的二次侧的两个线圈的两个异名端相连，开关管Q1A和开关管Q2A的漏极相连并作为所述直流侧整流单元的输出端。
如图2，图3，图4，图5所示，分别是本实施例一的其他实施方式，图示2所示的是将2个(也可以大于2个，记为N个)直流-直流单元进行并联；相比前述，在控制的时候，每个单元分别错相2个(或者1/N)个开关周期，除可以增大功率外，还可以达到错相并联的好处，从而可以使电路的高频纹波电流降低，降低电路损耗，尤其是储能电容的高频损耗。当然，也可以是采用多个直流-直流单元在交流侧的直流端一起串联，直流输出端一起并联工作，也可以是采用多个直流-直流单元在交流侧的直流端一起并联，直流输出端一起串联工作。
图3所示实施案例相比实施案例一则是将直流整流单元有全波电路更换为全桥电路，在输出高电压的时候相比全波电路更加有优势。具体的电路连接如下：直流侧整流单元包含开关管Q1A、Q2A、Q9A、Q10A，开关管Q1A和开关管Q2A的源极相连，开关管Q9A和开关管Q10A的漏极相连，开关管Q1A的漏极和开关管Q9A的源极与隔离变压器Tra的二次侧线圈的一端相连，开关管Q2A的漏极和开关管Q10A的源极与隔离变压器Tra的二次侧线圈的另一端相连。
图4所示实施案例相比实施案例一则是将谐振变换单元的电路变为全桥电路，可以更好的适合功率稍大的场合；具体的连接方式如下：谐振变换单元包含电容Cra、电感Lra、电感Lma和开关管Q3～Q6；开关管Q5A和开关管Q3A的源极与电容C1的正极相连，开关管Q6A和开关管Q4A的漏极与电容C1的负极相连，开关管Q5A的漏极、开关管Q6A的源极和隔离变压器Tra的一次侧线圈的一端相连，开关管Q3A的漏极、开关管Q4A的源极和电容Cra的一端相连，电容Cra的另一端与电感Lra的一端相连，电感Lra的另一端与隔离变压器Tra的一次侧线圈的另一端相连，电感Lma与隔离变压器Tra的一次侧线圈并联。
图5所示实施案例相比实施案例一则是将谐振变换单元以及直流侧整流的电路都变为全桥电路，因此电路更加适合更大功率以及直流侧高电压。
除以上的案例外，直流侧整流电路还看也是倍压整流电路，可如前述形成不同的组合，也可以个电路如图2所示进行并联。但无论做前述什么变换或者组合，在配合交流侧相关电路后，同时也可以施加案例一控制策略下的驱动，并达到相关效果。
以下以实施例一的电路为例对本发明实施例提供的一种用于上述高频隔离型交直流变换电路的控制方法进行更进一步的说明：
当检测外部通讯信号或者电压电流信号后，判断满足工作条件则启动工作，并假设根据判断出的模式工作于整流模式，由于输入变压器是具有一定感量的，或者说在变压器的磁回路中开有气隙，因此在逆变或者整流模式中，控制交流整流单元(Q5～Q8)工作于交直流整流状态时，该变压器由于两个线圈在电路的连接方式可等效为同名端串联，因此其可以行使储能功能，由于可以控制交流整流单元的开通使电流波形跟踪电压波形，因此可以实现功率因素矫正功能，并将交流输入电压变换为一个稳定值。同时使直流-直流变换电路工作于直流输出变换状态，即给谐振变换电路的Q3A,Q4A开关管施加驱动信号进行高频变换，原边的直流电压经过高频隔离变压器的耦合传送到次级侧，若直流输出侧的负载或者等效负载的电流等于或大于预设定值，如图6所示，对输出侧的直流整流单元的开关管Q1A,Q2A施加驱动信号构成同步整流。谐振变换单元的工作频率及占空比可以根据负载大小及输出电压的反馈进行调节，负载越大，则频率越低，占空比越大。其中串联谐振变换电路的具体实现软开关的原理属于公知技术就不详细叙述，主要就以下的控制策略进行分析；直流侧整流单元的同步驱动信号则以原边谐振变换开关(对应同名端)的驱动信号结束点(或者关闭点)为参考基准，如图8，比如Q1A对应Q4A，在保持在迟于该驱动信号开通后再开通(延迟时间记为Tdon1)并先于参考基准结束的条件下(提前时间记为Tdoff1)进行占空比设定。直流侧整流单元的同步驱动信号频率由高于谐振频率向低于的方向变化时，如图7所示，其先于关闭的时间Tdoff1就变大，同时Tdon1也增大，总体相对来成左右分别内缩趋势。在工作频率较高时，Tdon1相比Tdoff1大，在频率逐渐靠近谐振频率Tdoff1逐渐扩大并与Tdon1成对称趋势；在等于或者低于谐振频率时，两者保持一致。
假设判断变换电路工作于逆变模式时：控制所述直流-直流变换电路工作于直流输入变换状态，给Q1A,Q2A施加驱动信号，通过高频隔离变压器的耦合，将直流侧的电压耦合到原边侧，再经Q3A,Q4A整流输出到直流母线；同时控制交流整流单元(Q5～Q8)工作于交直流逆变离网稳压状态或者进行并网锁相回馈；若所述直流输出侧的电流等于或大于预设定值，则对直流整流单元的谐振变换单元的开关管Q3A,Q4A施加驱动信号构成同步整流。直流侧整流单元的工作频率及占空比可以根据直流侧输入电压，交流侧直流母线电压及电流等信号反馈进行调节，负载越大，则占空比越大；或者频率提高；或者开通谐振变换单元的开关管，利用谐振变换单元的Cr，Lr以及Lm形成短时的闭环电流环路进行储能，如图9所示，谐振变换单元的开关管的控制驱动信号则以直流侧整流单元开关管的驱动信号结束点(或者关闭点)为参考基准，保持迟于该驱动信号开通后再开通(延迟时间记为Tdon2)并迟于参考基准结束(延迟时间记为Tdoff2)的条件下进行占空比设定。当开关频率大于等于谐振频率时，谐振变换单元的开关管Q3A,Q4A开通相对于直流侧整流单元(对应同名端)Q1A,Q2A开关管的相位错位变大。或者如图10所示，当开关频率小于等于谐振频率时，谐振变换单元的开关管Q3A,Q4A开通相对于直流侧整流单元(对应异名端)Q1A,Q2A开关管的相位错位变大。在工作频率由高于谐振频率向低于的方向变化时，谐振变换单元的开关管相对于直流侧整流单元开关管的开通相位参考基准会由同名端变为异名端，在谐振频率附近为中立段，即可以选择以同名端参考，也可以选择以异名端参考施加驱动。在工作频率高于谐振频率时，开关管以同名端延迟关闭的时间Tdoff2越长，则升压能力越大，同时Tdon2也相对的增大；相关延迟时间示意如图11所示。在工作频率低于谐振频率时，开关管以异名端为参考，先于开通的的时间Tdon2越长，则升压能力越大，同时Tdoff2也相对的变大。或者工作于升压模式时，如果谐振单元的开关管的驱动信号固定以直流侧整流单元的同名端或者异名端为参考，随着频率由高向低变化时，相对于参考基准，相位跨度变化会超越半个工作频率周期。
如果在逆变模式下，直流-直流变换工作无需升压时，谐振单元的开关管的驱动信号固定以直流侧整流单元的同名端，施加一定延迟开通且提前一定时间关断的同步信号可以做同步整流作用。当控制判断需要做降压操作时，除可以做占空比缩小，开关频率降低调节外，对谐振单元的开关管(Q3A,Q4A)施加与前述升压模式相反方向的驱动信号，即将原参考基准由同名端更改为异名端，将异名端改为同名端；也可以达到降压目的。
此外，无论是在整流模式或者逆变模式下，在交流侧的两个输入线(或者输出线)上有共模电流时，由于电路中变压器T1的存在，连接在两条线上的两个变压器线圈构成同向串联即同名端串联，因此共模电流会在变压器T1的两个变压器线圈上产生相反的电压感应，从会形成等效的短路低阻抗效应，将该信号吸收，阻止其继续传播。因此，该变压器除可以在功率变换中实现储能功能，还可以有效抑制共模电流和对地共模干扰。另外添加辅助线圈后，将该信号采集后进行分析，根据对交流正负半波信号的整流电压高低可以分析出交流偏相或者检测出大小波的直流分量。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (20)
1.一种高频隔离型交直流变换电路，其特征在于：包括输入滤波器、输入变压器、交流整流单元、储能滤波单元、谐振变换单元、隔离变压器、直流侧整流单元和输出储能单元，其中，所述谐振变换单元、隔离变压器、直流侧整流单元统称为直流-直流变换单元；
所述输入滤波器的输入端接入交流信号，所述输入滤波器的输出端与所述输入变压器的两个异名端连接，所述输入变压器的另外两个异名端与所述交流整流单元的输入端连接，所述交流整流单元的输出端与所述储能滤波单元的输入端连接，所述储能滤波单元的输出端与所述谐振变换单元的输入端连接所述谐振变换单元的输出端与所述隔离变压器的一次侧线圈的两端连接，所述隔离变压器的二次侧线圈的一端与所述直流侧整流单元的输入端连接，所述直流侧整流单元的输出端与所述输出储能单元的输入端连接，所述所述隔离变压器的二次侧线圈的另一端与所述输出储能单元的输出端连接，所述输出储能单元的输出端接入直流信号。
2.如权利要求1所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述交流整流单元包括第一至第四开关管，所述第一开关管与第二开关管的源极相连，所述第三开关管与第四开关管的漏极相连，所述第一开关管的漏极与第三开关管的源极相连后作为所述交流整流单元的一个输入端；所述第二开关管的漏极与第四开关管的源极相连后作为所述交流整流单元的另外一个输入端。
3.如权利要求2所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述储能滤波单元包括第一电容，所述第一电容的正极与所述第一开关管和第二开关管的源极相连，所述第一电容的负极与所述第三开关管和第四开关管的漏极相连。
4.如权利要求3所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述谐振变换单元包含第二电容、第三电容、第一电感、第二电感、第五开关管和第六开关管；所述第二电容和第三电容串联后与所述第一电容形成并联；所述第五开关管的源极与所述第一电容的正极相连，所述第六开关管的漏极与所述第一电容的负极相连，所述第五开关管的漏极与所述第六开关管的源极以及所述第一电感的一端相连，所述第一电感的另一端与所述隔离变压器的一次侧线圈的一端相连，所述隔离变压器的一次侧线圈的另外一端与所述第二电容和第三电容串联中点相连，所述第二电感与所述隔离变压器的一次侧线圈并联。
5.如权利要求3所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述谐振变换单元包含第四电容、第三电感、第四电感和第七至第第十开关管；所述第七开关管和第八开关管的源极与所述第一电容的正极相连，所述第九开关管和第十开关管的漏极与所述第一电容的负极相连，所述第七开关管的漏极、第九开关管的源极和所述隔离变压器的一次侧线圈的一端相连，所述第八开关管的漏极、第十开关管的源极和所述第四电容的一端相连，所述第四电容的另一端与所述第三电感的一端相连，所述第三电感的另一端与所述隔离变压器的一次侧线圈的另一端相连，所述第四电感与所述隔离变压器的一次侧线圈并联。
6.如权利要求4或5所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述直流侧整流单元包含第十一开关管和第十二开关管，所述第十一开关管及第十二开关管的漏极分别与所述隔离变压器的二次侧的两个线圈的两个异名端相连，所述第十一开关管和第十二开关管的源极相连并作为所述直流侧整流单元的输出端。
7.如权利要求6所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，第十一开关管和第十二开关管使用同一个铝制散热器做导电回路，在铝制散热器与第十一开关管和第十二开关管之间的导线分别添加有铜制材料。
8.如权利要求4或5所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述直流侧整流单元包含第十三至第十六开关管，所述第十三开关管和第十四开关管的源极相连，所述第十五开关管和十六开关管的漏极相连，所述第十三开关管的漏极和第十五开关管的源极与所述隔离变压器的二次侧线圈的一端相连，所述第十四开关管的漏极和第十六开关管的源极与所述隔离变压器的二次侧线圈的另一端相连。
9.如权利要求4或5所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述直流侧整流单元包含第十七开关管和第十八开关管，所述第十七开关管及第十八开关管的源极分别与所述隔离变压器的二次侧的两个线圈的两个异名端相连，所述第十七开关管和第十八开关管的漏极相连并作为所述直流侧整流单元的输出端。
10.如权利要求1所述高频隔离型交流变换电路，所述输出储能单元包括第五电容。
11.如权利要求1所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，包括多个直流-直流变换单元，所述多个直流-直流变换单元的连接采用以下三种方式之一：所述多个直流-直流变换单元并联，或者所述多个直流-直流单元的输入端串联，输出端并联，或者所述多个直流-直流单元的输入端并联，输出端串联，其中所述直流-直流变换单元包括所述谐振变换单元、隔离变压器、直流侧整流单元，所述谐振变换单元的输入端作为所述直流-直流变换单元的输入端，所述直流侧整流单元的输出端作为所述直流直流变换单元的输出端。
12.如权利要求1所述高频隔离型交流变换电路，其特征在于，所述电路中的开关管均为高频驱动信号控制开通与关断的半导体，并均具有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管、或者外加二极管。
13.一种用于权利要求1-12任一项所述的高频隔离型交直流变换电路的控制方法，其特征在于，用于控制所述电路在待机模式、整流模式和逆变模式之间切换工作，所述控制方法包括：
当所述电路工作于整流模式时，控制所述交流整流单元工作于交直流整流状态；控制所述直流-直流变换电路工作于直流输出变换状态；若所述输出储能单元的输出端接入的直流信号的电流等于或大于预设定值，则对所述直流整流单元施加驱动信号构成同步整流；
当所述电路工作于逆变模式时，控制所述直流-直流变换电路工作于直流输入变换状态；控制所述交流整流单元工作于交直流逆变离网稳压状态或者进行并网锁相回馈；若所述输出储能单元的输出端接入的直流信号的电流等于或大于预设定值，则对所述谐振变换单元施加驱动信号构成同步整流；
当所述电路工作于待机模式时，则对电路不施加驱动信号，等待整流模式或者逆变模式的转换。
14.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，当所述电路工作于整流模式时，根据所述电路的负载调节所述谐振变换单元的工作频率及占空比，负载越大，则占空比越大、工作频率越低；所述直流侧整流单元的同步驱动信号以所述隔离变压器一次侧对应同名端连接的谐振变换单元的驱动信号结束点为参考基准，在谐振变换单元的驱动信号的开通时间延迟第一时间后开通，并在所述参考基准之前的第二时间后关闭。
15.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，当所述直流侧整流单元的工作频率由高于谐振频率向低于的方向变化时，所述第一时间和第二时间变长，其中，在所述直流侧整流单元的工作频率高于谐振频率时，所述第一时间大于第二时间，在所述直流侧整流单元的工作频率逐渐靠近谐振频率时，所述第二时间逐渐扩大并接近所述第一时间，在所述直流侧整流单元的工作频率等于或者低于谐振频率时，所述第一时间等于第二时间。
16.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，当所述电路工作于逆变模式时，根据所述电路的负载调节所述直流侧整流单元的工作频率及占空比，负载越大，则所述直流侧整流单元的占空比越大、工作频率越高。
17.如权利要求16所述的控制方法，其特征在于，控制所述谐振变换单元的控制驱动信号以直流侧整流单元的驱动信号结束点为参考基准，在所述直流侧整流单元的驱动信号的开通时间延迟第三时间后开通，并在所述参考基准之后延迟第四时间关闭。
18.如权利要求17所述的控制方法，其特征在于，在所述谐振变换单元的工作频率由高于谐振频率向低于的方向变化时，谐振变换单元的开关管相对于直流侧整流单元的开关管的开通相位参考基准由同名端变为异名端，在谐振频率附近为中立段，其中，在谐振变换单元的工作频率高于谐振频率时，开关管以同名端为参考基准，则第三时间和第四时间变长；在工作频率低于谐振频率时，开关管以异名端为参考基准，第三时间和第四时间变短；隔离变压器工作于升压模式时，如果所述谐振变换单元的工作频率由高于谐振频率向低于的方向变化的过程中，谐振变换单元的驱动信号固定以直流侧整流单元的同名端或者异名端为参考基准，则谐振变换单元的开通相位相对于参考基准的跨度变化超过半个工作频率周期。
19.如权利要求18所述的控制方法，其特征在于，当所述电路工作于逆变模式时，对所述谐振变换单元的开关管施加与隔离变压器工作于升压模式时相反方向参考基准的驱动信号，将原参考基准由同名端更改为异名端，或将异名端改为同名端，使隔离变压器工作于降压模式。
20.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，控制N个直流-直流单元并联电路工作时，控制各个直流-直流电路的谐振变换器或者直流侧整流单元的驱动信号构成公差为1/N个开关周期的等差数列。
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