WO2014103105A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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WO2014103105A1
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switching
input
output terminal
switching element
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吉田　幸司
聡 森口
ダムリ ラデンアマド
ラックサミー ティップパヤワット
向志 秋政
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パナソニック株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC / DC converter capable of bi-directional voltage conversion.
  • Patent Document 1 proposes a conventional bi-directional DC / DC converter for exchanging power between DC power supplies having different voltages.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a conventional DC / DC converter 500 described in Patent Document 1.
  • the DC / DC converter 500 is a bi-directional DC / DC converter for exchanging power between DC power supplies having different voltages.
  • a DC power supply such as a battery of a car is connected to the low voltage side terminals 101 and 103.
  • another DC power supply such as a generator of a car is connected to the high voltage side terminals 105 and 107.
  • a transformer 109 is connected between the low voltage side terminals 101 and 103 and the high voltage side terminals 105 and 107.
  • the low voltage side switching unit 111 is inserted between the low voltage side terminals 101 and 103 and the transformer 109, and the high voltage side switching unit 113 is inserted between the high voltage side terminals 105 and 107 and the transformer 109.
  • Each of the low voltage side switching unit 111 and the high voltage side switching unit 113 is configured by bridge-connecting four switching elements such as a field effect transistor (hereinafter referred to as FET).
  • An LC resonant circuit 115 is inserted between the high voltage side terminals 105 and 107 and the high voltage side winding of the transformer 109.
  • a capacitor 117 for output smoothing is connected between the low voltage side terminals 101 and 103, and a capacitor 119 for output smoothing is connected between the high voltage side terminals 105 and 107.
  • the DC / DC converter includes first and second switching elements connected in series with each other at a first connection point between the first input / output terminal and the first ground terminal, and the first input / output terminal and the first ground terminal. And third and fourth switching elements connected in series with each other at a second connection point, a resonant capacitor and a resonant inductor connected in series between the first and second connection points, and a second input.
  • the fifth and sixth switching elements connected in series with each other at the third connection point between the output terminal and the second ground terminal, and the fourth connection point between the second input / output terminal and the second ground terminal It comprises seventh and eighth switching elements connected in series with each other, a transformer, and a control circuit.
  • the transformer is connected in series between a third connection point and a fourth connection point, and a primary winding connected in series with the resonance capacitor and the resonance inductor between the first connection point and the second connection point. And a secondary winding.
  • This DC / DC converter is bi-directionally capable of both boosting and bucking.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing waveforms of signals of the DC / DC converter in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing waveforms of signals of the DC / DC converter in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing waveforms of signals of the DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing waveforms of signals of the DC / DC converter in the third embodiment.
  • FIG. 7 is a correlation diagram between the switching frequency and the duty ratio of the DC / DC converter in the third embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing waveforms of signals of the DC / DC converter in the third embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a conventional bidirectional DC / DC converter.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram of a DC / DC converter 11 according to a first embodiment of the present invention.
  • the DC / DC converter 11 connects the switching elements 17 and 19 connected in series with each other at the connection point 17P between the input / output terminal 13 and the ground terminal 15, and connects the input / output terminal 13 and the ground terminal 15 to each other.
  • the switching elements 21 and 23 connected in series at a point 21P and a transformer 29 are provided.
  • the transformer 29 has a primary winding 31 and a secondary winding 45.
  • the DC / DC converter 11 further includes a resonant capacitor 25 and a resonant inductor 27 connected in series with the primary winding 29 of the transformer 29 between the connection points 17P and 21P.
  • the DC / DC converter 11 also includes switching elements 37 and 39 connected in series at a connection point 37 P between the input / output terminal 33 and the ground terminal 35, and between the input / output terminal 33 and the ground terminal 35. It further includes switching elements 41 and 43 connected in series at a connection point 41P. In the DC / DC converter 11, the secondary winding 45 of the transformer 29 is connected in series between the connection points 37P and 41P.
  • the DC / DC converter 11 further includes a control circuit 47 electrically connected to the switching elements 17, 19, 21, 23, 37, 39, 41, 43.
  • the control circuit 47 adjusts the switching frequency f for switching the switching elements 17, 19, 21 and 23 when the voltage V1 of the input / output terminal 13 is boosted and output from the input / output terminal 33.
  • the control circuit 47 adjusts a pulse waveform for switching the switching elements 37, 39, 41, 43 when the voltage V2 of the input / output terminal 33 is stepped down and output from the input / output terminal 13.
  • the control circuit 47 makes it possible to lower the voltage applied to the transformer 29 by switching the switching element by adjusting the pulse waveform at the time of bucking, thereby stepping down the voltage V2 at the input / output terminal 33 It can be output from 13. Further, at the time of boosting, the control circuit 47 adjusts the switching frequency f. From these, a bidirectional DC / DC converter 11 capable of both boosting and bucking can be obtained.
  • a DC power supply 16 is connected to the input / output terminal 13 of the DC / DC converter 11 and the ground terminal 15. In the first embodiment, the DC power supply 16 outputs a DC voltage of 100V. The DC power supply 16 also functions as a load that absorbs power.
  • a smoothing capacitor 49 is electrically connected between the input / output terminal 13 and the ground terminal 15. The input / output terminal 13 is electrically connected to the control circuit 47 to detect the voltage V1.
  • the control circuit 47 includes a voltage detection circuit for detecting the voltage V1 at the input / output terminal 13 and outputting the voltage V1 to a microcomputer incorporated in the control circuit 47.
  • the switching elements 17 and 19 are electrically connected to each other at a connection point 17P between the input / output terminal 13 and the ground terminal 15.
  • the switching elements 17 and 19 are formed of field effect transistors (FETs), and as shown in FIG. 1, include parasitic diodes 17D and 19D, respectively.
  • the switching elements 21 and 23 are connected in series with each other at a connection point 21P between the input / output terminal 13 and the ground terminal 15.
  • the switching elements 21 and 23 are also configured by FETs, and thus include parasitic diodes 21D and 23D.
  • the resonant capacitor 25, the resonant inductor 27, and the primary winding 31 of the transformer 29 are connected in series between the connection points 17P and 21P.
  • the resonant capacitor 25, the resonant inductor 27, and the primary winding 31 connected in series constitute a resonant circuit 27R having a resonant frequency f0 set by the capacitance value and the inductance value of these.
  • a battery 36 is connected to the input / output terminal 33 of the DC / DC converter 11 and the ground terminal 35 as another DC power supply.
  • the battery 36 is a battery for an electric car whose full charge voltage of direct current is 200V.
  • a smoothing capacitor 51 is electrically connected between the input / output terminal 33 and the ground terminal 35.
  • the input / output terminal 33 is electrically connected to the control circuit 47 to detect the voltage V2.
  • Control circuit 47 includes a voltage detection circuit for detecting voltage V2 at input / output terminal 33 and outputting the voltage V2 to a microcomputer incorporated in control circuit 47.
  • the ground terminal 35 is connected to a current sensor 52 that detects the current I flowing to the ground terminal. Since the current sensor 52 is electrically connected to the control circuit 47, a current detection value (hereinafter referred to as current I) which is a detection value of the current output from the current sensor 52 is taken into the control circuit 47.
  • current I a current detection value which is a detection value of the current output from the current sensor 52 is taken into the control circuit 47.
  • the current I output from the current sensor 52 corresponds to the charging current for charging the battery 36.
  • the switching elements 37 and 39 are connected in series with each other at the connection point 37P between the input / output terminal 33 and the ground terminal 35, and the switching elements 41 and 43 are connected at the connection point 41P between the input / output terminal 33 and the ground terminal 35. They are connected in series.
  • the switching elements 37, 39, 41, 43 are also constituted by FETs, and therefore include parasitic diodes 37D, 39D, 41D, 43D.
  • a winding ratio which is a ratio of windings of the primary winding 31 and the secondary winding 45 of the transformer 29 is 1: 1.
  • the control circuit 47 is composed of a microcomputer and peripheral circuits.
  • the peripheral circuit includes the voltage detection circuit described above, a drive circuit for driving the switching element 17, and a memory.
  • the control circuit 47 controls the switching of the switching element to switch the current flow direction, and control the voltage V1 of the input / output terminal 13 and the voltage V2 of the input / output terminal 33.
  • the control circuit 47 first turns off the switching elements 37, 39, 41, 43.
  • the parasitic diodes 37D, 39D, 41D, and 43D constitute a bridge circuit, the switching elements 37, 39, 41, and 43 function as a rectifier circuit.
  • the control circuit 47 turns on and off the switching elements 17, 19, 21 and 23 to perform switching control, thereby boosting the voltage V1 (DC voltage 100 V) at the input / output terminal 13 and power from the input / output terminal 33. Output.
  • the discharge completion voltage which is the battery voltage Vb when the battery 36 completes the discharge is 100 V DC.
  • a battery 36 having a full charge voltage of 200 V DC is connected to the input / output terminal 33, and the battery voltage Vb of the battery 36 changes from 100 V DC to 200 V DC by charging.
  • the resonant frequency f0 of the resonant circuit 27R configured by the resonant capacitor 25, the resonant inductor 27, and the primary winding 31 is uniquely determined.
  • the switching frequency f is controlled by fixing the duty ratio of the switching elements 17, 19, 21 and 23 at 50% at the resonance frequency f0.
  • the duty ratio is defined as the ratio of the on period of the switching element to the switching period.
  • the resonant voltage increases as the resonant frequency f0 and the switching frequency f approach each other, and the resonant voltage decreases as the difference between the resonant frequency f0 and the switching frequency f increases.
  • a voltage of the sum of the voltage of the switching waveform (rectangular wave) and the resonant voltage is applied to the primary winding 31 of the transformer 29 and is induced in the secondary winding 45 of the transformer 29.
  • the voltage V2 can be controlled by changing the switching frequency f by rectifying and smoothing the voltage induced in the secondary winding 45 of the transformer 29 and outputting it from the input / output terminal 33 as the voltage V2.
  • the switching frequency f is shifted to any frequency higher or lower than the resonance frequency f0, the step-up ratio can be changed.
  • the switching frequency f is set higher than the resonance frequency f0 so that the current at the time of turning off the switching element becomes positive (ie, the current is delayed in phase with respect to the voltage). Since the amplitude of the resonant voltage approaches zero when the switching frequency f is increased, a rectangular wave voltage which is a switching waveform is applied to the primary winding 31 of the transformer 29. In the secondary winding 45 of the transformer 29, a voltage obtained by multiplying the input voltage by the turns ratio is induced. The voltage induced in the secondary winding 45 is rectified to obtain an output voltage V2. Therefore, the output voltage V2 can not be made lower than the voltage determined by the input voltage and the turns ratio of the transformer 29.
  • the turns ratio of the transformer 29 is 1: 1, and the input voltage is 100V, so the minimum output voltage is 100V.
  • the switching frequency f is lowered and the switching frequency f becomes close to the resonant frequency f0, the amplitude of the resonant voltage is increased and the output voltage is increased. From this, the impedance of the resonant circuit 27R is adjusted so that the voltage V2 is 200 V even at the maximum load.
  • the control circuit 47 sets the switching elements 17, 19, 21, and 23 such that the resonance frequency f0 of the resonance circuit 27R formed by the resonance capacitor 25 and the resonance inductor 27 and the primary winding 31 is equal to or higher. Adjust the switching frequency f to be switched. As a result, when the switching frequency f is adjusted to be larger than the resonance frequency f0, the boosting ratio is lowered (1 in the first embodiment) when the switching frequency f is adjusted to be larger than the resonance frequency f0. Can be adjusted.
  • the battery voltage Vb is 100 V DC, which is the discharge completion voltage.
  • the switching frequency f is set so that the voltage V2 of the input / output terminal 33 becomes 200 V DC of the full charge voltage, an overcurrent flows in the battery 36. Therefore, the operation of performing charging by constant current constant voltage control will be described.
  • the control circuit 47 adjusts the switching frequency f so that the current I detected by the current sensor 52 becomes a predetermined current.
  • the switching frequency f when the switching frequency f is adjusted, the step-up ratio changes according to the switching frequency f.
  • the voltage V2 at the input / output terminal 33 also changes, whereby the current I flowing through the battery 36 also changes. Therefore, by adjusting the switching frequency f, the current I can be controlled to be a predetermined current.
  • the predetermined current is stored in advance in the memory as, for example, the maximum current for charging the battery 36.
  • the predetermined current is not limited to the maximum current.
  • the predetermined current may be lower than the maximum current in consideration of a control error margin.
  • the control circuit 47 can detect the present battery voltage Vb by reading the voltage V2 at the input / output terminal 33. When the battery voltage Vb approaches the full charge voltage, the control circuit 47 switches from constant current charging to constant voltage charging. Specifically, the control circuit 47 adjusts the switching frequency f so that the voltage V2 at the input / output terminal 33 becomes a predetermined voltage, from the control of adjusting the switching frequency f so that the current I becomes a predetermined current. Switch.
  • the predetermined voltage is a full charge voltage of the battery 36.
  • the switching frequency f When the switching frequency f is controlled in this manner, the step-up ratio changes accordingly, and as a result, the voltage V2 at the input / output terminal 33 also changes.
  • the switching frequency f is adjusted so that the voltage V2 of the input / output terminal 33 becomes a predetermined voltage.
  • the control circuit 47 can control the voltage V2 of the input / output terminal 33 to be a predetermined voltage by adjusting the switching frequency f.
  • the control circuit 47 stops the switching of the switching elements 17, 19, 21, and 23 and ends the charging of the battery 36.
  • the battery 36 is charged by the constant current constant voltage control, it is not limited to this.
  • a load consuming power for example, is connected to the input / output terminal 33 and the ground terminal 35 instead of the battery 36, it is necessary to output a constant voltage to drive the load.
  • the control circuit 47 adjusts the switching frequency f so as to perform constant voltage control from the beginning.
  • the DC / DC converter 11 steps down the battery voltage Vb, which decreases with time, to a predetermined voltage V1 (DC 100 V) at the input / output terminal 13 and stably outputs it.
  • the control circuit 47 turns off all the switching elements 17, 19, 21, 23.
  • a rectifier circuit is formed by the parasitic diodes 17D, 19D, 21D and 23D of these switching elements.
  • the control circuit 47 adjusts the pulse waveform of the signal for switching the switching elements 37, 39, 41, 43 to step down the battery voltage Vb.
  • the control circuit 47 adjusts the pulse waveform in switching by shifting the switching phase of the switching elements 41 and 43 with respect to the switching phase of the switching elements 37 and 39. Details of the operation at this time will be described.
  • 2 and 3 show waveforms of signals of the DC / DC converter 11 in the first embodiment. Specifically, FIG. 2 and FIG. 3 show the pulse waveform of the signal S37 switching the switching element 37, the pulse waveform of the signal S39 switching the switching element 39, and the pulse waveform of the signal S41 switching the switching element 41.
  • FIG. 21 shows a pulse waveform of a signal S43 switching the switching element 43 and a voltage Vt of the secondary winding 45 of the transformer 29.
  • the horizontal axis in FIG. 2 and FIG. 3 indicates time.
  • the switching elements 37, 39, 41 and 43 are on, and when the values of the signals S37, S39, S41 and S43 are off, the switching elements 37, 39, 39 41, 43 are off.
  • the signals S37 and S39 are complementary to each other, the value of the signal S39 is off when the value of the signal S37 is on, and the value of the signal S39 is on when the value of the signal S37 is off.
  • the signal S41 and the signal S43 are complementary to each other, the value S43 of the signal is off when the value of the signal S41 is on, and the value of the signal S43 is on when the value of the signal S41 is off.
  • the switching phases of the switching elements 37 and 39 coincide with the switching elements 41 and 43.
  • the switching phases of the switching elements 37 and 39 coincide with the switching phases of the switching elements 41 and 43.
  • the switching phases of the switching elements 37 and 39 do not match the switching phases of the switching elements 41 and 43.
  • the duty ratio of the pulse waveform is fixed at 50%.
  • the pulse waveform of the signal S37 of the switching element 37 and switching is the same waveform, and the pulse waveform of the signal S39 of the switching element 39 and the pulse waveform of the signal S41 of the switching element 41 are also the same waveform.
  • the signal S37 of the switching element 37 is inverted with respect to the signal S39 of the switching element 39, and the signal S41 of the switching element 41 is inverted with respect to the signal S43 of the switching element 43.
  • the pulse waveforms of the signals S21 and S23 are shifted in phase with respect to the pulse waveforms of the signals S17 and S19 so as to be delayed. From time t10 to time t11, the values of all the signals S37, S39, S41, and S43 are off. From time t11 to time t12, the values of the signals S37 and S41 are on, and the values of the signals S39 and S43 are off.
  • the switching element (switching elements 37, 41) of the upper arm connected to the input / output terminal 33 is on, and the ground
  • the switching element (switching elements 39, 43) of the lower arm connected to the terminal 35 is turned off, and the voltage Vt of the secondary winding 45 becomes 0V.
  • the switching elements 37, 39, 41, 43 operate in the period from time t15 to time t16 and the period from time t19 to time t20 in the same manner as the above operation in the period from time t11 to time t12.
  • the on / off is reversed as described above, the switching elements 37 and 41 of the upper arm are turned off, and the switching elements 39 and 43 of the lower arm are turned on. Therefore, the voltage V2 of the input / output terminal 33 is not applied to the secondary winding 45, and the transformer voltage Vt is 0V.
  • the switching elements 37, 39, 41, 43 operate in the period from time t17 to time t18 and the period from time t21 to time t22 in the same manner as the above operation in the period from time t13 to time t14.
  • the voltage Vt of the secondary winding is a voltage in which -200 V and 200 V appear alternately.
  • the voltage Vt shown in FIG. 3 is applied to the secondary winding 45 by the above operation.
  • the DC / DC converter 11 can step down the voltage V2 of the input / output terminal 33 and output it from the input / output terminal 13.
  • a voltage substantially the same as the battery voltage Vb can be output from the input / output terminal 13.
  • substantially the same is defined as being the same within the range of voltage fluctuation due to the internal resistance of the circuit system described above and the voltage drop of the parasitic diode.
  • the voltage drop of the internal resistance of the circuit system and the parasitic diode is about two digits smaller than the DC 100 V to 200 V which is the voltage in the first embodiment.
  • the maximum adjustment range for shifting the phase is from 0 ° to 180 °.
  • DC / DC converter 11 in the first embodiment is an input / output terminal obtained by stepping down battery voltage Vb in a state where battery voltage Vb changes from 200 V DC to 100 V DC with the discharge of battery 36.
  • the voltage V1 of 33 is stabilized to 100 V DC.
  • the voltage V1 of the input / output terminal 13 is set to 100 V DC by adjusting the ratio of the period in which the voltage Vt is 0 V to the total of the periods in which the transformer voltage Vt is -200 V or 200 V in one cycle of switching. be able to.
  • the control circuit 47 detects the voltage V1 at the input / output terminal 13 in order to stabilize the voltage V1 at the input / output terminal 13, and adjusts the phase shift so that the voltage V1 becomes a predetermined voltage (DC 100 V in this case) Do. Specifically, the control circuit 47 performs adjustment in accordance with the voltage V1 at the input / output terminal 13 to reduce the phase shift in order to make the step-down ratio larger than 1/2. This operation is feedback controlled, and when the voltage V1 at the input / output terminal 13 changes, the control circuit 47 immediately adjusts the phase shift. By repeating such an operation, the DC / DC converter 11 can stabilize the voltage V1 of the input / output terminal 13 while stepping down the battery voltage Vb even if the battery voltage Vb is lowered.
  • the control circuit 47 performs switching with a state in which there is almost no phase shift, that is, the signal shown in FIG. Since the step-down ratio at this time is approximately 1 as described above, a voltage V1 substantially the same as the battery voltage Vb is output from the input / output terminal 13. Since the control circuit 47 detects the voltage V2 of the input / output terminal 33 which is the battery voltage Vb, switching of the switching elements 37, 39, 41, 43 is stopped when the detected value reaches the discharge completion voltage. Thus, the power supply to the DC power supply 16 as a load is stopped, and the overdischarge of the battery 36 is prevented.
  • the switching frequency f may be substantially equal to, larger than, or smaller than the resonant frequency f0 of the resonant circuit 25R formed by the resonant capacitor 25, the resonant inductor 27, and the primary winding 31.
  • the switching frequency f when the switching frequency f is set substantially equal to the resonance frequency f0, the step-up ratio is maximized and the offsetting effect on step-down is also maximized. This is undesirable because the maximum voltage of the terminal 33 (here, the full charge voltage of the battery 36) may occur at the input / output terminal 13.
  • the switching frequency f is set smaller than the resonance frequency f0, the loss is increased. Therefore, it is desirable to set the switching frequency f larger than the resonance frequency f0.
  • the switching frequency f of the switching elements 37, 39, 41, 43 is set larger than the resonant frequency f0 of the resonant circuit 27R formed by the resonant capacitor 25, the resonant inductor 27, and the primary winding 31. .
  • the DC / DC converter 11 can perform step-down with low loss and in a state where the effect of boosting is reduced.
  • the control circuit 47 performs switching of the switching elements 37, 39, 41, 43 by adjusting the pulse waveform by shifting the phase of switching at the time of step-down to obtain the voltage applied to the transformer 29. It can be lowered. Therefore, the voltage V2 at the input / output terminal 33 can be stepped down and output from the input / output terminal 13. Further, at the time of boosting, the control circuit 47 adjusts the switching frequency f. From these, a bidirectional DC / DC converter 11 capable of both boosting and bucking can be obtained.
  • the duty ratio of the pulse waveform is fixed at 50%, it is not limited thereto, and the duty ratio may be set to a value other than 50% as long as a necessary step-down ratio can be obtained. Good. Also in this case, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
  • the low voltage side terminal is operated by the operation as described above. Power can be supplied mutually between the DC power supply connected to 101 and 103 and the DC power supply connected to the high voltage side terminals 105 and 107.
  • a current resonant converter such as a DC / DC converter 500 having an LC resonant circuit 115 drives at a frequency higher than the resonant frequency of the LC resonant circuit 115.
  • An LC resonant circuit 115 is provided on the input side of the transformer to adjust the switching frequency and change the resonant voltage to adjust the output voltage. The lower the switching frequency, the larger the amplitude of the resonant voltage of the LC resonant circuit as it gets closer to the resonant frequency, so the voltage obtained from the output of the transformer also becomes higher.
  • the amplitude of the resonant voltage decreases, and when the amplitude of the resonant voltage approaches zero, the output voltage does not substantially decrease, and control below a certain value becomes difficult. Therefore, adjust the turns ratio of the transformer and output the lower limit of the output voltage at the maximum frequency, while reducing the switching frequency to increase the resonant voltage and raising the output voltage to output the upper limit of the output voltage
  • the current resonant converter is controlled to
  • the output voltage of the low voltage side terminals 101 and 103 is 100 V to
  • the operation of the DC / DC converter 500 in the case of varying at 200 V will be described.
  • the switching frequency is high, the turns ratio of the transformer is adjusted to about 1: 1 so that the output voltage is almost equal to 100V at an input voltage of 100V, and for an output voltage of 200V, the switching frequency approaches to a resonant frequency
  • the voltage can be boosted to generate a voltage.
  • the LC resonant circuit 115 may be inserted on the input side of the transformer 109, that is, between the low-voltage side switching unit 111 and the transformer 109 to control the switching frequency to vary the resonant voltage and adjust the output voltage. it can.
  • the DC / DC converter 500 can change the step-up ratio according to the shift of the switching frequency with respect to the resonance frequency as described above, there is a controllable minimum voltage and can not step down. Since the turns ratio of the transformer 109 is set to about 1: 1 so that the input voltage and the output voltage become equal, it is possible to generate an output voltage of 100 V or more when the battery voltage is 100 V. However, when a voltage of 200 V is input from the battery, the output voltage is generated at 200 V or more, so it is difficult to control the switching frequency to lower the output voltage to 200 V or less.
  • DC / DC converter 11 in the first embodiment can perform both step-up and step-down.
  • FIG. 4 shows signals S37, S39, S41, and S43 and voltage Vt of the DC / DC converter 11 according to the second embodiment of the present invention.
  • the DC / DC converter 11 in the second embodiment changes the duty ratio of the signals S37, S39, S41, and S43 of the switching elements 37, 39, 41, and 43.
  • the control circuit 47 adjusts the duty ratio in a state where the switching phase of the switching elements 41 and 43 is shifted by 180 ° with respect to the switching phase of the switching elements 37 and 39. By adjusting the pulse waveform.
  • the control circuit 47 adjusts pulse ratios of switching signals S37, S39, S41, and S43 of the switching elements 37, 39, 41, and 43 by adjusting the duty ratio at the time of step-down.
  • a period in which the transformer voltage Vt is 0 V can be controlled according to the duty ratio, and the voltage applied to the transformer 29 can be reduced. Therefore, the voltage V2 at the input / output terminal 33 can be stepped down and output from the input / output terminal 13.
  • the control circuit 47 adjusts the switching frequency f. From these, a bidirectional DC / DC converter 11 capable of both boosting and bucking can be obtained.
  • the boosting operation is performed by adjusting the switching frequency f as in the first embodiment.
  • the control circuit 47 shifts the switching phase of the switching elements 41 and 43 by 180 ° with respect to the switching phase of the switching elements 37 and 39. In this state, when the duty ratio is set to 50%, one of both of the switching elements 37 and 41 of the upper arm and both of the switching elements 39 and 43 of the lower arm is turned off, as in the first embodiment.
  • the voltage Vt of the transformer 29 is 0V.
  • the control circuit 47 detects the voltage V1 at the input / output terminal 13, feedback control of the duty ratio is performed so that the voltage V1 becomes a predetermined voltage.
  • the predetermined voltage is a voltage input to the inverter to generate an alternating current of 100 V required by the DC power supply 16 which is a load, and is, for example, the direct current of 100 V.
  • the above control is performed by the pulse waveforms of the signals S37, S39, S41, and S43 shown in FIG. That is, with the pulse waveforms of the signals S37 and S41 shown in FIG. 4, if the battery 36 is fully charged, the transformer voltage Vt shown in FIG. 4 is 200 V maximum and -200 V minimum.
  • the transformer 29 is adjusted by adjusting the period in which the voltage Vt is 200 V, the period in which the voltage Vt is 0 V, and the period in which the voltage Vt is -200 V and the period in which the voltage Vt is 0 V.
  • the DC voltage obtained by rectifying the voltage induced in the primary winding 31 can be controlled between 200 V and 0 V, ie, adjustable to 100 V, .
  • the pulse voltage of the signals S37, S39, S41 and S43 shown in FIG. 4 can step down the fully charged battery voltage Vb (200 V) and output a DC voltage of 100 V from the input / output terminal 13. .
  • the control circuit 47 performs feedback control so as to increase the duty ratio of the signals S37 and S41 according to the decrease of the battery voltage Vb, the voltage V1 of the input / output terminal 13 can be stabilized.
  • the control circuit 47 brings the duty ratio closer to 50% in order to continue outputting a predetermined voltage (100 V DC) from the input / output terminal 13.
  • the control circuit 47 detects the battery voltage Vb as the voltage V2 of the input / output terminal 33, switching is performed when the voltage V2 of the input / output terminal 33 reaches approximately the discharge completion voltage (DC 100 V) of the battery 36.
  • the DC / DC converter 11 in the second embodiment can step down the voltage V2 of the input / output terminal 33 and output it from the input / output terminal 13.
  • the duty ratio of the signals S37 and S39 is controlled to be greater than 50%
  • the voltage after rectification shown in FIG. 4 is merely inverted, and the rectified voltage follows the duty ratio as in the case where the duty ratio is reduced.
  • a DC voltage higher than 0 V and lower than 200 V is generated at the input / output terminal 13. Therefore, the duty ratio may be larger or smaller than 50%.
  • the duty ratio is made larger than 50%
  • the voltage condition in the second embodiment that is, the voltage V1 at the input / output terminal 13 is stabilized to 100 V DC, and the voltage V2 at the input / output terminal 33 decreases from 200 V DC to 100 V DC. If it is the case, first control the duty ratio between 50% and 100%, then decrease the duty ratio as the battery voltage Vb decreases, and the battery voltage Vb approaches the discharge completion voltage (DC 100 V) , Control the rate to approach 50%.
  • the switching frequency f is fixed at the time of step-down operation as in the first embodiment, and the switching frequency f is set larger than the resonance frequency f0.
  • the control circuit 47 adjusts the duty ratio at the time of step-down to adjust the pulse waveform of the signal switching the switching elements 37, 39, 41, 43. Therefore, the transformer voltage Vt is adjusted according to the duty ratio. Can be controlled, and the voltage induced in the transformer 29 can be reduced. Therefore, the voltage V2 at the input / output terminal 33 can be stepped down and output from the input / output terminal 13. Further, at the time of boosting, the control circuit 47 adjusts the switching frequency f. From these, a bidirectional DC / DC converter 11 capable of both boosting and bucking can be obtained.
  • FIG. 5 is a block circuit diagram showing the operation of the DC / DC converter 11 in the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 when the voltage V2 of the input / output terminal 33 is stepped down and output from the input / output terminal 13, the secondary winding 45 of the transformer 29 when the voltage Vt of the secondary winding 45 of the transformer 29 is 0V. The flowing transformer current It is shown.
  • DC / DC converter 11 when the voltage V2 at input / output terminal 33 is stepped down and output from input / output terminal 13, the duty ratio is at most 50 when the maximum load current flows to input / output terminal 13.
  • Setting switching frequency fs which approaches% as a correlation with the voltage V2 of the input / output terminal 33 in advance, and the control circuit 47 stores the switching elements 37, 39, 41, 43 according to the input / output terminal voltage V2.
  • the boosting operation is performed by adjusting the switching frequency f as in the first embodiment.
  • FIG. 6 shows waveforms of signals S37, S39, S41 and S43 for switching switching elements 37, 39, 41 and 43 of DC / DC converter 11 in the third embodiment, and a transformer voltage of secondary winding 45 of transformer 29. Vt and a transformer current It flowing through the secondary winding 45 are shown.
  • the duty ratio which is the ratio of the time during which the switching elements 37 and 41 are on to one cycle, is 25%.
  • the control circuit 47 When the battery 36 is stepped down and power is output to the DC power supply 16, that is, when the voltage V2 of the input / output terminal 33 is stepped down and output from the input / output terminal 13, the control circuit 47 operates similarly to the first embodiment.
  • the pulse waveforms of the switching signals S37, S39, S41 and S43 of the switching elements 37, 39, 41 and 43 are adjusted.
  • FIG. 6 shows pulse waveforms of the switching signals S37, S39, S41, and S43 when the duty ratio is 25%, for example.
  • the duty ratio is the ratio of the on period to one switching cycle. In the step-down operation, since the pair of switching elements 37 and 43 and the pair of switching elements 39 and 41 are alternately turned on and off, the duty ratio is from 0% to 50%.
  • a simultaneous on period occurs, which is a period in which the switching elements 39 and 43 of the lower arm are simultaneously turned on in one switching cycle from time t31 to time t35.
  • the simultaneous on period is a period from time t31 to time t32 and a period from time t33 to time t34.
  • the simultaneous on period is 50% of one switching cycle, as shown in FIG. During these periods, as shown in FIG. 5, the transformer current It flows from the secondary winding 45 of the transformer 29 to the switching elements 43 and 39 and the anti-biasing capacitor 53.
  • the change over time of the transformer current It is shown in FIG.
  • the transformer current It is non-linear according to the time constant determined by the inductance of the secondary winding 45 and the capacitance value of the bias capacitor 53 in the circuit formed by the secondary winding 45 and the bias capacitor 53.
  • Change. For example, in the period from time t33 to time t34, the change is nonlinearly reduced according to the time constant determined by the inductance of the secondary winding 45 and the capacitance value of the anti-polarization capacitor 53.
  • the control circuit 47 adjusts the pulse waveform so as to reduce the duty ratio.
  • the simultaneous on period for example, the period from time t33 to time t34 in FIG. 6 becomes long.
  • the transformer current Ita at time t34 becomes negative, and the possibility that the transformer current It flows back increases.
  • the control circuit 47 controls the switching element 41 to be on and the switching element 43 to be off.
  • the parasitic diode 43D since the parasitic diode 43D has a recovery period from on to off, the parasitic diode 43D remains on in the recovery period. Therefore, a state occurs in which the switching element 41 is on and the parasitic diode 43D of the switching element 43 is on, and a short circuit occurs between the input / output terminal 33 and the ground terminal 35.
  • control circuit 47 performs the following control in order to eliminate the above-mentioned loss.
  • the value of the switching frequency f closest to 50% is obtained in advance, and the control circuit 47 A map is stored as a correlation between the voltage V2 of the output terminal 33 and the set switching frequency fs. Specifically, this map is determined as follows. First, the value of the input / output terminal voltage V2 is set. Next, the duty ratio is adjusted so that the load current output from the input / output terminal 13 becomes maximum at that value of the input / output terminal voltage V2. At this time, if the duty ratio is too small as described above, the possibility of the transformer current It becoming negative is high, so the switching frequency f is adjusted to be increased.
  • the duty ratio is adjusted again to maximize the load current.
  • the value of the switching frequency f is obtained such that the duty ratio at the maximum load current approaches 50% at most.
  • the value of the switching frequency f at which the maximum load current for that value of the input / output terminal voltage V2 is maximum is determined.
  • the control circuit 47 stores the determined value of the switching frequency f as the value of the set switching frequency fs.
  • FIG. 7 is a correlation diagram between the set switching frequency fs and the duty ratio.
  • the horizontal axis indicates the voltage V2 of the input / output terminal 33
  • the vertical axis on the left indicates the set switching frequency fs (third embodiment) or the switching frequency f (second embodiment)
  • the vertical axis on the right Indicates the hourly rate.
  • the DC / DC converter 11 in the third embodiment has the set switching frequency fs and the duty ratio D3
  • the DC / DC converter 11 in the second embodiment has the switching frequency f and the duty ratio D2.
  • the switching frequency f is the value of the voltage V2 at the input / output terminal 33. It is constant regardless of The control circuit 47 performs voltage reduction by changing the duty ratio D2 to be smaller as the voltage V2 at the input / output terminal 33 becomes larger.
  • the switching frequency f is obtained in advance as the set switching frequency fs so that the duty ratio D3 approaches 50% most when the load current is maximum. Therefore, as shown in FIG. 7, when the load current is maximum, the duty ratio D3 becomes approximately 50% constant regardless of the value of the voltage V2 of the input / output terminal 33, and the set switching frequency fs is the voltage of the input / output terminal 33 The higher V2 is, the higher it is.
  • the values of the voltage V2 at the input / output terminal 33 and the values of the set switching frequency fs respectively corresponding to these values in the relationship shown in FIG. 7 are stored in the memory of the control circuit 47. Therefore, the control circuit 47 controls the switching elements 37, 39, 41, 43 as follows when the voltage V2 of the input / output terminal 33 is stepped down and output from the input / output terminal 13.
  • the control circuit 47 reads the voltage V2 of the input / output terminal 33.
  • the control circuit 47 performs setting switching corresponding to the value of the voltage V2 of the input / output terminal 33 read from the correlation between the voltage V2 of the input / output terminal 33 and the setting switching frequency fs shown in FIG. Find the value of frequency fs.
  • the control circuit 47 controls the switching elements 37, 39, 41, 43 at that value of the set switching frequency fs.
  • the ratio at this time is closest to 50%, so that the reverse current where the transformer current It becomes negative occurs. Unlikely. Furthermore, when a current smaller than the maximum load current flows, the duty ratio is controlled to decrease as the load current decreases. In this case, since the transformer current It also becomes small, it is possible to prevent the occurrence of reverse current in which the transformer current It becomes negative, and it is possible to suppress the efficiency loss without leading to the rapid loss in the DC / DC converter 11.
  • FIG. 8 shows the waveform of the signal of the DC / DC converter 11 in the third embodiment when the maximum load current flows from the input / output terminal 13 to the ground terminal 15 during the above operation.
  • 8 shows a pulse waveform of a signal S37 switching the switching device 37, a pulse waveform of a signal S39 switching the switching device 39, a pulse waveform of a signal S41 switching the switching device 41, and a signal switching the switching device 43.
  • the pulse waveform of S43, the voltage Vt of the secondary winding 45 of the transformer 29, and the current It of the transformer are shown.
  • the horizontal axis indicates time.
  • the set switching frequency fs determined by the voltage V2 of the input / output terminal 33 based on FIG. 7 is twice the switching frequency f in the operation shown in FIG.
  • the on period and the off period of the switching elements 37, 39, 41, 43 are substantially the same. Become.
  • the voltage Vt of the transformer has almost no period for maintaining 0 V, and changes substantially between +200 V and ⁇ 200 V.
  • the transformer current It becomes negative there is almost no period in which the transformer current It becomes negative, and even when the load current is maximum, the transformer current It becomes negative and a backflow is possible Can be reduced. Therefore, the DC / DC converter 11 with reduced loss can be realized.
  • the DC / DC converter 11 can perform buck-boost in both directions while reducing the loss caused by the backflow of the transformer current It.
  • DC / DC converter 11 can reduce the possibility that transformer current It flowing in secondary winding 45 of transformer 29 will be negative even when the load current is maximum. There is no need to control to increase the transformer current It so as not to be negative. As a result, the reactive current generated to increase the transformer current It becomes unnecessary, and high efficiency can be achieved. Therefore, a bi-directional DC / DC converter 11 capable of both boosting and bucking with high efficiency is obtained.
  • the control circuit 47 shifts the phase of the switching signal of the switching elements 37 and 41 with respect to the phase shift of the switching signals of the switching elements 39 and 43 during step-down.
  • the duty ratio may be changed simultaneously with shifting the phase.
  • the control circuit 47 adjusts the rough step-down ratio by adjusting the phase and fine-adjusts the duty ratio in this state, so that the step-down ratio can be adjusted with high precision. Accuracy can be improved.
  • the turns ratio which is the ratio of the primary winding to the secondary winding of transformer 29, is 1: 1, but the turns ratio other than that is However, the same effect can be obtained well.
  • the step-up / step-down ratio of the DC / DC converter 11 since the step-up / step-down ratio of the DC / DC converter 11 also changes depending on the winding ratio, it is necessary to adjust the switching frequency f, the phase of the switching signal, and the duty ratio.
  • the resonant inductor 27 is connected in series to the primary winding 31 of the transformer 29, but the resonant inductor 27 is not a single inductor but a leak of the transformer 29. It may be configured by an inductance, and the same effect can be obtained.
  • DC / DC converter 11 in the first to third embodiments it is possible to reduce the voltage fluctuation of secondary winding 45 when the current flows through secondary winding 45 of transformer 29. So as to have a large enough capacity value.
  • the anti-magnetic bias capacitor 53 can function as a resonant capacitor. In this case, the output voltage is higher than in the case where the capacitance value of the bias bias capacitor 53 is large, but the effect of adjusting the output voltage can be obtained by changing the pulse waveform.
  • the DC / DC converter 11 in the first to third embodiments includes the anti-polarization capacitor 53
  • the anti-polarization capacitor 53 can be controlled by controlling the pulse waveform to eliminate the deviation magnetism of the transformer 29. It becomes unnecessary. Even with such a configuration, the output voltage can be adjusted by the pulse waveform as in the first to third embodiments.
  • the DC / DC converter according to the present invention is useful as a DC / DC converter or the like for a battery charger / discharger, in particular, because it can perform both step-up and step-down in both directions.

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Abstract

　ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１入出力端子と第１グランド端子との間に第１接続点で互いに直列に接続された第１と第２スイッチング素子と、第１入出力端子と第１グランド端子との間に第２接続点で互いに直列に接続された第３と第４スイッチング素子と、第１と第２接続点の間に互いに直列に接続された共振コンデンサと共振インダクタと、第２入出力端子と第２グランド端子との間に第３接続点で互いに直列に接続された第５と第６スイッチング素子と、第２入出力端子と第２グランド端子との間に第４接続点で互いに直列に接続された第７と第８スイッチング素子と、トランスと、制御回路とを備える。トランスは、第１と第２接続点の間で共振コンデンサと共振インダクタと直列に接続された１次巻線と、第３接続点と第４接続点との間に直列に接続された２次巻線とを有する。制御回路は、第２入出力端子の電圧を降圧して第１入出力端子から出力する際に第５スイッチング素子と第６スイッチング素子と第７スイッチング素子と第８スイッチング素子とのスイッチングにおけるパルス波形を調整するように動作する。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ
　本発明は、双方向に電圧変換を行うことが可能なＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
　異なる電圧を有する直流電源間で電力をやり取りするための従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが例えば特許文献１に提案されている。
　図９は特許文献１に記載されている従来のＤＣ／ＤＣコンバータ５００の回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ５００は異なる電圧を有する直流電源間で電力をやり取りするための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。低圧側端子１０１、１０３には例えば自動車のバッテリ等の直流電源が接続される。また、高圧側端子１０５、１０７にも自動車の発電機等の別の直流電源が接続される。低圧側端子１０１、１０３と、高圧側端子１０５、１０７との間にはトランス１０９が接続される。
　低圧側端子１０１、１０３とトランス１０９との間には低圧側スイッチング部１１１が挿入され、高圧側端子１０５、１０７とトランス１０９との間には高圧側スイッチング部１１３が挿入される。低圧側スイッチング部１１１と高圧側スイッチング部１１３は、いずれも電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ）などの４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成される。
　高圧側端子１０５、１０７とトランス１０９の高圧側巻線との間にはＬＣ共振回路１１５が挿入される。
　低圧側端子１０１、１０３間には出力平滑用のコンデンサ１１７が接続され、高圧側端子１０５、１０７間には出力平滑用のコンデンサ１１９が接続されている。
　次に、低圧側端子１０１、１０３から高圧側端子１０５、１０７へ電力を供給する場合での双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５００の動作について説明する。なお、逆方向の電力供給での動作は以下に述べる動作と同様である。
　低圧側スイッチング部１１１における４つのＦＥＴにおける左上と右下のペア、および右上と左下のペアとが交互にオンオフすることによりトランス１０９の低圧側巻線の電圧が正極負極交互に印加されると、トランス１０９の高圧側巻線に正負の矩形波状の電圧が発生する。高圧側スイッチング部１１３は整流素子として機能するので、正負の矩形波状の電圧は高圧側スイッチング部１１３で整流される。そして、ＬＣ共振回路１１５を介して、高圧側端子１０５、１０７から電力が出力される。トランス１０９から出力される電流はＬＣ共振回路１１５により正弦波状になる。これにより、ＦＥＴがオフするタイミングを、電流値がほぼ零になる零クロス点付近に設定することが可能になるので、電流値の零クロス点付近でのＦＥＴのスイッチングが可能になり、スイッチング損失を低減させて電力のやり取りを行うことが可能となる。
特開２００４－２８２８２８号公報
　ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１入出力端子と第１グランド端子との間に第１接続点で互いに直列に接続された第１と第２スイッチング素子と、第１入出力端子と第１グランド端子との間に第２接続点で互いに直列に接続された第３と第４スイッチング素子と、第１と第２接続点の間に互いに直列に接続された共振コンデンサと共振インダクタと、第２入出力端子と第２グランド端子との間に第３接続点で互いに直列に接続された第５と第６スイッチング素子と、第２入出力端子と第２グランド端子との間に第４接続点で互いに直列に接続された第７と第８スイッチング素子と、トランスと、制御回路とを備える。トランスは、第１接続点と第２接続点との間で共振コンデンサと共振インダクタと直列に接続された１次巻線と、第３接続点と第４接続点との間に直列に接続された２次巻線とを有する。制御回路は、第２入出力端子の電圧を降圧して第１入出力端子から出力する際に第５スイッチング素子と第６スイッチング素子と第７スイッチング素子と第８スイッチング素子とのスイッチングにおけるパルス波形を調整するように動作する。
　このＤＣ／ＤＣコンバータは双方向で昇圧と降圧の両方が可能である。
図１は本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図である。 図２は実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの信号の波形を示す図である。 図３は実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの信号の波形を示す図である。 図４は本発明の実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータの信号の波形を示す図である。 図５は本発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図である。 図６は実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータの信号の波形を示す図である。 図７は実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数と時比率との相関図である。 図８は実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータの信号の波形を示す図である。 図９は従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１のブロック回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、入出力端子１３とグランド端子１５との間で互いに接続点１７Ｐで直列に接続されたスイッチング素子１７、１９と、入出力端子１３とグランド端子１５との間で互いに接続点２１Ｐで直列に接続されたスイッチング素子２１、２３と、トランス２９とを備える。トランス２９は１次巻線３１と２次巻線４５とを有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、接続点１７Ｐ、２１Ｐの間で、トランス２９の１次巻線２９と直列に接続された共振コンデンサ２５と共振インダクタ２７とをさらに備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、入出力端子３３とグランド端子３５との間で互いに接続点３７Ｐで直列に接続されたスイッチング素子３７、３９と、入出力端子３３とグランド端子３５との間で互いに接続点４１Ｐで直列に接続されたスイッチング素子４１、４３をさらに備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、接続点３７Ｐ、４１Ｐの間にトランス２９の２次巻線４５が直列に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチング素子１７、１９、２１、２３、３７、３９、４１、４３と電気的に接続された制御回路４７をさらに備える。
　制御回路４７は、入出力端子１３の電圧Ｖ１を昇圧して入出力端子３３から出力する際に、スイッチング素子１７、１９、２１、２３をスイッチングするスイッチング周波数ｆを調整する。また、制御回路４７は、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する際に、スイッチング素子３７、３９、４１、４３をスイッチングするパルス波形を調整する。
　制御回路４７は、降圧時にはパルス波形の調整によりスイッチング素子のスイッチングを行うことで、トランス２９に印加される電圧を低くすることが可能となり、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力することができる。また、昇圧時は、制御回路４７がスイッチング周波数ｆを調整する。これらのことから、昇圧と降圧の両方が可能な双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
　以下、より具体的に実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の構成、動作について説明する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入出力端子１３とグランド端子１５には直流電源１６が接続されるように構成されている。実施の形態１では直流電源１６は１００Ｖの直流電圧を出力する。直流電源１６は電力を吸収する負荷としても機能する。入出力端子１３とグランド端子１５の間には平滑コンデンサ４９が電気的に接続されている。入出力端子１３は電圧Ｖ１を検出するために制御回路４７と電気的に接続される。制御回路４７は、入出力端子１３の電圧Ｖ１を検出して、制御回路４７に内蔵されるマイクロコンピュータに出力するための電圧検出回路を含む。
　入出力端子１３とグランド端子１５の間でスイッチング素子１７、１９が互いに接続点１７Ｐで電気的に接続されている。スイッチング素子１７、１９は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成され、図１に示すように、寄生ダイオード１７Ｄ、１９Ｄをそれぞれ含む。
　同様に、入出力端子１３とグランド端子１５の間でスイッチング素子２１、２３が接続点２１Ｐで互いに直列に接続されている。スイッチング素子２１、２３もＦＥＴで構成され、したがって、寄生ダイオード２１Ｄ、２３Ｄを含む。
　接続点１７Ｐ、２１Ｐの間で共振コンデンサ２５と共振インダクタ２７とトランス２９の１次巻線３１とが直列に接続されている。直列に接続された共振コンデンサ２５、共振インダクタ２７、および１次巻線３１は、これらの容量値やインダクタンス値により設定される共振周波数ｆ０を有する共振回路２７Ｒを構成する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入出力端子３３とグランド端子３５には他の直流電源としてバッテリ３６が接続されるように構成されている。実施の形態１ではバッテリ３６は直流の満充電電圧が２００Ｖである電気自動車用バッテリである。入出力端子３３とグランド端子３５の間には平滑コンデンサ５１が電気的に接続されている。入出力端子３３は電圧Ｖ２を検出するために制御回路４７と電気的に接続される。制御回路４７は、入出力端子３３の電圧Ｖ２を検出して制御回路４７に内蔵されるマイクロコンピュータに出力するための電圧検出回路を含む。
　グランド端子３５には、グランド端子に流れる電流Ｉを検出する電流センサ５２が接続されている。電流センサ５２は制御回路４７と電気的に接続されるので、電流センサ５２から出力される電流の検出値である電流検出値（以下、電流Ｉという）は制御回路４７に取り込まれる。電流センサ５２から出力される電流Ｉはバッテリ３６を充電する充電電流に相当する。
　入出力端子３３とグランド端子３５の間でスイッチング素子３７、３９が接続点３７Ｐで互いに直列に接続されており、入出力端子３３とグランド端子３５の間でスイッチング素子４１、４３が接続点４１Ｐで互いに直列に接続されている。スイッチング素子３７、３９、４１、４３もＦＥＴで構成され、したがって、寄生ダイオード３７Ｄ、３９Ｄ、４１Ｄ、４３Ｄを含む。
　接続点３７Ｐ、４１Ｐの間で偏磁防止コンデンサ５３とトランス２９の２次巻線４５が直列に接続されている。実施の形態１ではトランス２９の１次巻線３１と２次巻線４５の巻線の比である巻線比は１：１である。
　制御回路４７は、マイクロコンピュータと周辺回路とで構成されている。周辺回路は、前述の電圧検出回路とスイッチング素子１７を駆動する駆動回路と、メモリとを有する。制御回路４７はスイッチング素子のスイッチングを制御して、電流の流れる方向の切り替えや、入出力端子１３の電圧Ｖ１、入出力端子３３の電圧Ｖ２の制御を行なう。
　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作について説明する。
　まず、入出力端子１３とグランド端子１５から入出力端子３３とグランド端子３５とへ電力を供給する場合の動作について述べる。この動作では、直流電源１６の１００Ｖの直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ１１により昇圧して、バッテリ３６を２００Ｖの直流電圧まで満充電する。
　制御回路４７は、まずスイッチング素子３７、３９、４１、４３をオフにする。これにより、寄生ダイオード３７Ｄ、３９Ｄ、４１Ｄ、４３Ｄがブリッジ回路を構成するので、スイッチング素子３７、３９、４１、４３は整流回路として機能する。
　次に、制御回路４７は、スイッチング素子１７、１９、２１、２３をオンオフしてスイッチング制御することにより、入出力端子１３の電圧Ｖ１（直流電圧１００Ｖ）を昇圧して入出力端子３３から電力を出力する。バッテリ３６が放電を完了したときのバッテリ電圧Ｖｂである放電完了電圧は直流１００Ｖである。入出力端子３３には満充電電圧が直流２００Ｖのバッテリ３６が接続されており、バッテリ３６のバッテリ電圧Ｖｂは、充電により直流１００Ｖから直流２００Ｖまで変化する。
　共振コンデンサ２５、共振インダクタ２７、および１次巻線３１で構成される共振回路２７Ｒの共振周波数ｆ０は、上記した通り、一義的に決定される。共振周波数ｆ０で、スイッチング素子１７、１９、２１、２３の時比率を５０％で固定してスイッチング周波数ｆの制御を行なう。ここで、時比率は、スイッチング周期に対するスイッチング素子のオンの期間の比率と定義する。この際、トランス２９の巻線比は１：１であるので、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、共振コンデンサ２５と共振インダクタ２７とトランス２９の１次巻線３１とが共振し、スイッチング周波数ｆに応じた共振電圧が共振コンデンサ２５に誘起される。共振電圧は共振周波数ｆ０とスイッチング周波数ｆが近接するほど大きくなり、共振周波数ｆ０とスイッチング周波数ｆの差が大きいと共振電圧は小さくなる。トランス２９の１次巻線３１にはスイッチング波形（矩形波）の電圧と共振電圧との和の電圧が印加され、トランス２９の２次巻線４５に誘起される。トランス２９の２次巻線４５に誘起された電圧を整流し平滑して入出力端子３３から電圧Ｖ２として出力することにより、電圧Ｖ２はスイッチング周波数ｆを変えることで制御できる。ここで、スイッチング周波数ｆは共振周波数ｆ０より高い周波数と低い周波数のいずれへずらしても、昇圧比を変えることができる。
　スイッチング素子のターンオフ時の電流が正になるように（電流が電圧に対して遅れ位相となるように）、スイッチング周波数ｆは共振周波数ｆ０より高く設定される。スイッチング周波数ｆを高くすると共振電圧の振幅はゼロに近づくので、トランス２９の１次巻線３１にはスイッチング波形である矩形波の電圧が印加される。トランス２９の２次巻線４５には、入力電圧に巻数比をかけて得られた電圧が誘起される。２次巻線４５に誘起された電圧を整流して出力電圧Ｖ２が得られる。したがって、出力電圧Ｖ２は入力電圧とトランス２９の巻数比とで決まる電圧以下にはできない。実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１ではトランス２９の巻数比は１：１であり、入力電圧は１００Ｖなので、最低出力電圧は１００Ｖとなる。スイッチング周波数ｆを低くしてスイッチング周波数ｆが共振周波数ｆ０に近くなると、共振電圧の振幅が大きくなるので出力電圧は増加する。このことから、最大負荷でも電圧Ｖ２が２００Ｖとなるように共振回路２７Ｒのインピーダンスが調整されている。
　以上述べたように、制御回路４７は、共振コンデンサ２５と共振インダクタ２７および１次巻線３１が形成する共振回路２７Ｒの共振周波数ｆ０以上となるように、スイッチング素子１７、１９、２１、２３をスイッチングするスイッチング周波数ｆを調整する。これにより、スイッチング周波数ｆが共振周波数ｆ０と近い下限において最大の昇圧比が得られ、スイッチング周波数ｆを共振周波数ｆ０より大きくなるように調整すると、昇圧比を下げる方向（実施の形態１では１）に調整することができる。
　以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１での具体的なバッテリ３６の充電動作を説明する。バッテリ３６の充電の開始時ではバッテリ電圧Ｖｂは放電完了電圧である直流１００Ｖである。このとき、入出力端子３３の電圧Ｖ２を満充電電圧の直流２００Ｖになるようにスイッチング周波数ｆを設定するとバッテリ３６に過電流が流れるので、定電流定電圧制御による充電を行う動作を説明する。
　まず、制御回路４７は、電流センサ５２で検出された電流Ｉが所定電流になるようにスイッチング周波数ｆを調整する。ここで、上記したように、スイッチング周波数ｆを調整すると、スイッチング周波数ｆに応じて昇圧比が変化する。その結果、入出力端子３３の電圧Ｖ２も変化し、それにより、バッテリ３６に流れる電流Ｉも変化する。したがって、スイッチング周波数ｆを調整することで、電流Ｉを所定電流となるように制御することができる。なお、所定電流は、例えばバッテリ３６を充電する最大電流として予めメモリに記憶されている。但し、所定電流は最大電流に限定されるものではなく、例えば制御誤差マージンを考慮して、所定電流を最大電流より低くしてもよい。
　上記のようにバッテリ３６が定電流で充電されると、バッテリ電圧Ｖｂが上昇する。制御回路４７は入出力端子３３の電圧Ｖ２を読み込むことで現在のバッテリ電圧Ｖｂを検出することができる。バッテリ電圧Ｖｂが満充電電圧に近づくと、制御回路４７は定電流充電から定電圧充電に切り替える。具体的には、制御回路４７は、電流Ｉが所定電流になるようにスイッチング周波数ｆを調整する制御から、入出力端子３３の電圧Ｖ２が所定電圧になるようにスイッチング周波数ｆを調整する制御に切り替える。この所定電圧はバッテリ３６の満充電電圧である。このようにスイッチング周波数ｆを制御すると、それに応じて昇圧比が変化し、その結果、入出力端子３３の電圧Ｖ２も変化する。入出力端子３３の電圧Ｖ２が所定電圧になるように、スイッチング周波数ｆを調整する。この動作の繰り返しで、制御回路４７はスイッチング周波数ｆの調整により、入出力端子３３の電圧Ｖ２が所定電圧になるように制御できる。
　その後、バッテリ電圧Ｖｂが満充電電圧に至ると、制御回路４７はスイッチング素子１７、１９、２１、２３のスイッチングを停止してバッテリ３６の充電を終了する。
　なお、上記の動作では、バッテリ３６を定電流定電圧制御により充電するが、これに限定されるものではない。バッテリ３６に替わって、例えば電力を消費する負荷が入出力端子３３とグランド端子３５に接続されている場合、その負荷を駆動するために一定の電圧を出力する必要がある。この際には、制御回路４７は最初から定電圧制御を行なうようにスイッチング周波数ｆを調整する。
　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する動作について述べる。この動作では、満充電されたバッテリ３６のバッテリ電圧Ｖｂを降圧して、負荷として機能する直流電源１６に電力を供給する。
　このような電力供給の流れから、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、経時的に低下するバッテリ電圧Ｖｂを入出力端子１３の所定の電圧Ｖ１（直流１００Ｖ）へ降圧して安定に出力する。
　具体的には、まず、制御回路４７は、スイッチング素子１７、１９、２１、２３を全てオフにする。これにより、これらのスイッチング素子の寄生ダイオード１７Ｄ、１９Ｄ、２１Ｄ、２３Ｄにより整流回路が形成される。
　次に、制御回路４７は、スイッチング素子３７、３９、４１、４３をスイッチングする信号のパルス波形を調整してバッテリ電圧Ｖｂを降圧する。この際、実施の形態１では、制御回路４７は、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相に対してスイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相をずらすことによりスイッチングにおけるパルス波形を調整する。このときの動作の詳細を説明する。図２と図３は実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の信号の波形を示す。具体的には、図２と図３は、スイッチング素子３７をスイッチングする信号Ｓ３７のパルス波形と、スイッチング素子３９をスイッチングする信号Ｓ３９のパルス波形と、スイッチング素子４１をスイッチングする信号Ｓ４１のパルス波形と、スイッチング素子４３をスイッチングする信号Ｓ４３のパルス波形と、トランス２９の２次巻線４５の電圧Ｖｔとを示す。図２と図３において横軸は時刻を示す。信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３の値がオンのときはスイッチング素子３７、３９、４１、４３がオンであり、信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３の値がオフのときはスイッチング素子３７、３９、４１、４３がオフである。信号Ｓ３７と信号Ｓ３９は互いに相補的であり、信号Ｓ３７の値がオンのときに信号Ｓ３９の値はオフであり、信号Ｓ３７の値がオフのときに信号Ｓ３９の値はオンである。信号Ｓ４１と信号Ｓ４３は互いに相補的であり、信号Ｓ４１の値がオンのときに信号の値Ｓ４３はオフであり、信号Ｓ４１の値がオフのときに信号Ｓ４３の値はオンである。図２に示す信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３では、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相はスイッチング素子４１、４３と一致している。図２に示す信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３では、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相はスイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相と一致している。図３に示す信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３では、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相はスイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相と一致していない。実施の形態１では、パルス波形の時比率は５０％で固定されている。
　図２に示すように、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相に対し、スイッチング素子４１、４３の位相がずれておらず一致している場合には、スイッチング素子３７の信号Ｓ３７のパルス波形とスイッチング素子４３の信号Ｓ４３のパルス波形は同じ波形であり、スイッチング素子３９の信号Ｓ３９のパルス波形とスイッチング素子４１の信号Ｓ４１のパルス波形も同じ波形である。スイッチング素子３７の信号Ｓ３７はスイッチング素子３９の信号Ｓ３９に対して反転し、スイッチング素子４１の信号Ｓ４１はスイッチング素子４３の信号Ｓ４３に対して反転している。信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３でスイッチング素子３７、３９、４１、４３がそれぞれスイッチングを行うと、バッテリ３６は満充電であるので、図２に示すように、トランス電圧Ｖｔは時刻ｔ０から時刻ｔ１で－２００Ｖ、時刻ｔ１から時刻ｔ２で２００Ｖとなり、以後、２００Ｖと－２００Ｖの電圧Ｖｔが２次巻線４５に交互に発生する。
　上記したようにトランス２９の巻線比は１：１であるので、１次巻線３１にも図２に示す電圧Ｖｔと同様の電圧が発生する。１次巻線３１に発生した電圧をスイッチング素子１７、１９、２１、２３の寄生ダイオード１７Ｄ、１９Ｄ、２１Ｄ、２３Ｄで形成される整流回路により整流すると、回路系の内部抵抗や寄生ダイオードによる電圧降下等の影響を無視すれば、実質的に直流２００Ｖの電圧が入出力端子１３とグランド端子１５に発生する。このように、図２に示す信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３のパルス波形でスイッチング素子１７、１９、２１、２３のスイッチングをそれぞれ行うと、バッテリ電圧Ｖｂの最大値である２００Ｖが入出力端子１３から出力される。このように、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相はスイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相がずれていない場合は、電圧Ｖ１の電圧Ｖ２に対する比である降圧比は１となる。
　次に、図３に示すように、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相に対してスイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相をずらした場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作について述べる。ここでは、図３に示す動作では信号Ｓ１７、Ｓ１９のパルス波形に対して、信号Ｓ２１、Ｓ２３のパルス波形が遅れるように位相がずらされている。時刻ｔ１０から時刻ｔ１１で全ての信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３の値がオフである。時刻ｔ１１から時刻ｔ１２で、信号Ｓ３７、Ｓ４１の値がオンであり、信号Ｓ３９、Ｓ４３の値がオフである。この状態では、４つのスイッチング素子３７、３９、４１、４３で構成されるブリッジ回路において、入出力端子３３に接続されている上アームのスイッチング素子（スイッチング素子３７、４１）がオンであり、グランド端子３５に接続されている下アームのスイッチング素子（スイッチング素子３９、４３）がオフとなり、２次巻線４５の電圧Ｖｔは０Ｖとなる。時刻ｔ１５から時刻ｔ１６までの期間と時刻ｔ１９から時刻ｔ２０までの期間も時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの期間の上記の動作と同様にスイッチング素子３７、３９、４１、４３は動作する。
　同様に、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４ではオンオフが上記と逆になり、上アームのスイッチング素子３７、４１がオフとなり、下アームのスイッチング素子３９、４３がオンとなる。したがって、入出力端子３３の電圧Ｖ２が２次巻線４５に印加されず、トランス電圧Ｖｔは０Ｖとなる。時刻ｔ１７から時刻ｔ１８までの期間と時刻ｔ２１から時刻ｔ２２までの期間も時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの期間の上記の動作と同様にスイッチング素子３７、３９、４１、４３は動作する。
　上記の期間以外では図２に示す動作と同様にスイッチング素子３７、３９、４１、４３は動作するので、２次巻線の電圧Ｖｔは－２００Ｖと２００Ｖとが交互に現れる電圧となる。上記の動作により、図３に示す電圧Ｖｔが２次巻線４５に印加される。
　このように、パルス波形の位相をずらすことにより、トランス電圧Ｖｔが０Ｖである期間が発生する。１次巻線３１には電圧Ｖｔと同様の電圧が誘起される。共振回路２７Ｒを介して１次巻線３１に誘起された電圧を寄生ダイオード１７Ｄ、１９Ｄ、２１Ｄ，２３Ｄで整流し、平滑コンデンサ４９で平滑して得られた入出力端子１３の電圧Ｖ１は、位相のずれ幅に対応して２００Ｖよりも低くなる。
　このような動作により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１では入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力することができる。
　次に、バッテリ３６の電力を負荷として機能する直流電源１６へ供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ１１の具体的な動作について説明する。
　まず、図２に示す位相ずれがないパルス波形では、バッテリ電圧Ｖｂと実質的に同じ電圧を入出力端子１３から出力することができる。ここで、実質的に同じとは、上記した回路系の内部抵抗や寄生ダイオードの電圧降下による電圧変動の範囲内で同じであることと定義する。なお、回路系の内部抵抗や寄生ダイオードの電圧降下は、実施の形態１における電圧である直流１００Ｖ～２００Ｖに比べて２桁程度小さい。
　図３に示すように、位相がずれるほどトランス電圧Ｖｔが０Ｖである期間が長くなるので、入出力端子１３の電圧Ｖ１も低くなる。そして、位相が１８０°ずれると、トランス電圧Ｖｔはほぼ０Ｖとなるので、入出力端子１３の電圧Ｖ１も０Ｖとなる。ゆえに、位相をずらすための最大調整範囲は０°から１８０°までとなる。
　ここで、実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、バッテリ３６の放電とともにバッテリ電圧Ｖｂが直流２００Ｖから直流１００Ｖまで変化している状態で、バッテリ電圧Ｖｂを降圧して得られた入出力端子３３の電圧Ｖ１を直流１００Ｖに安定化する。制御回路４７は、まず満充電のバッテリ３６におけるバッテリ電圧Ｖｂ（＝直流２００Ｖ）を直流１００Ｖに降圧して入出力端子１３から出力する。具体的には、降圧比を１／２とするために、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相に対し、スイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相をずらす。その結果、スイッチングの１周期における、トランス電圧Ｖｔが－２００Ｖまたは２００Ｖである期間の合計に対する電圧Ｖｔが０Ｖである期間の割合を調整することで、入出力端子１３の電圧Ｖ１を直流１００Ｖにすることができる。
　入出力端子１３に接続された直流電源１３へ電力の供給が開始されるが、バッテリ電圧Ｖｂは放電とともに経時的に低下していく。その結果、一定の位相でスイッチング素子３７、３９、４１、４３をスイッチングし続けると、降圧比が１／２に固定されるので、バッテリ電圧Ｖｂの低下とともに入出力端子１３の電圧Ｖ１も低下していく。
　制御回路４７は、入出力端子１３の電圧Ｖ１を安定化するために、入出力端子１３の電圧Ｖ１を検出し、電圧Ｖ１が所定電圧（ここでは直流１００Ｖ）になるように位相のずれを調整する。具体的には、制御回路４７は、入出力端子１３の電圧Ｖ１に応じて、降圧比が１／２より大きくするために位相ずれを小さくする調整を行う。この動作はフィードバック制御されており、入出力端子１３の電圧Ｖ１が変化すると、制御回路４７は即時的に位相ずれを調整する。このような動作を繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１はバッテリ電圧Ｖｂが低下しても、それを降圧しつつ、入出力端子１３の電圧Ｖ１を安定化することができる。
　このような動作の結果、バッテリ電圧Ｖｂが放電完了電圧である直流１００Ｖに近づくと、制御回路４７は位相ずれがほとんどない状態、すなわち、図２に示す信号でスイッチングを行う。このときの降圧比は上記したようにほぼ１であるので、バッテリ電圧Ｖｂと実質的に同じ電圧Ｖ１が入出力端子１３から出力される。制御回路４７はバッテリ電圧Ｖｂである入出力端子３３の電圧Ｖ２を検出しているので、検出された値が放電完了電圧に至れば、スイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチングを停止する。これにより、負荷としての直流電源１６への電力供給を停止するとともに、バッテリ３６の過放電を防ぐ。
　なお、スイッチング周波数ｆを調整すると昇圧がなされてしまい、上記の降圧と相殺されるので、降圧時においてはスイッチング周波数ｆは固定されている。スイッチング周波数ｆは、共振コンデンサ２５、共振インダクタ２７、および１次巻線３１が形成する共振回路２７Ｒの共振周波数ｆ０に対して、実質的に等しくても、大きくても、小さくてもよい。しかし、上記したように、スイッチング周波数ｆを共振周波数ｆ０と実質的に等しく設定すると昇圧比が最大となり、降圧に対する相殺効果も最大となる上、位相ずれが小さい場合には、不用意に入出力端子３３の最大電圧（ここではバッテリ３６の満充電電圧）が入出力端子１３に発生する可能性があるため、望ましくない。また、スイッチング周波数ｆを共振周波数ｆ０より小さく設定すると損失が大きくなる。従って、スイッチング周波数ｆは共振周波数ｆ０より大きく設定することが望ましい。
　以上延べたように、スイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチング周波数ｆは、共振コンデンサ２５、共振インダクタ２７、および１次巻線３１が形成する共振回路２７Ｒの共振周波数ｆ０より大きく設定される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は低損失で、昇圧の効果が低減された状態で、降圧を行うことが可能となる。
　以上の構成、動作により、制御回路４７は、降圧時にはスイッチングの位相をずらすことによるパルス波形の調整によりスイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチングを行うことで、トランス２９に印加される電圧を低くすることが可能となる。従って、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力することができる。また、昇圧時は、制御回路４７がスイッチング周波数ｆを調整する。これらのことから、昇圧と降圧の両方が可能な双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
　なお、実施の形態１では、パルス波形の時比率を５０％で固定しているが、それに限定されるものではなく、必要な降圧比が得られる範囲で時比率を５０％以外の値としてもよい。それによっても、実施の形態１と同等の効果が得られる。
　図９に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータ５００では、低圧側端子１０１、１０３と、高圧側端子１０５、１０７の電圧が比較的安定している場合には、上記したような動作によって、低圧側端子１０１、１０３に接続された直流電源と、高圧側端子１０５、１０７に接続された直流電源との間で相互に電力を供給することができる。
　次にバッテリの電圧が、充電状態や充放電動作に伴い、変動する場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５００の動作について述べる。ＬＣ共振回路１１５を有するＤＣ／ＤＣコンバータ５００のような電流共振型コンバータは、ＬＣ共振回路１１５の共振周波数より高い周波数で駆動する。ＬＣ共振回路１１５がトランスの入力側に設けられてスイッチング周波数を調整し、共振電圧を変えることで出力電圧を調整する。スイッチング周波数が低く、共振周波数に近づくほどＬＣ共振回路の共振電圧の振幅が大きくなるので、トランスの出力から得られる電圧も高くなる。スイッチング周波数が高くなると、共振電圧の振幅は小さくなり、共振電圧の振幅がゼロに近づくと出力電圧の低下はほとんどなくなるので、或る値以下の制御は困難になる。したがって、トランスの巻数比を調整して最大周波数で出力電圧の下限値を出力し、一方、スイッチング周波数を低減して共振電圧を増加させ、出力電圧を高くすることで出力電圧の上限値を出力するように電流共振型コンバータは制御される。
　例えば、図９において、高圧側端子１０５、１０７に１００Ｖの入力電圧が入力され、低圧側端子１０１、１０３に接続されたバッテリを充電する場合において、低圧側端子１０１、１０３の出力電圧を１００Ｖ～２００Ｖで可変する場合のＤＣ／ＤＣコンバータ５００の動作を説明する。スイッチング周波数が高いときは、入力電圧１００Ｖで出力電圧が１００Ｖとほぼ等しくなるように、トランスの巻数比を１：１程度に調整し、出力電圧２００Ｖに対しては、スイッチング周波数を共振周波数に近づけることで昇圧して電圧を発生させることができる。
　次に、バッテリを放電する場合について述べる。バッテリの電圧は、上記したように満充電電圧（直流２００Ｖ）から放電完了電圧（例えば直流１００Ｖ）まで徐々に低下する。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ５００は、このように大きく変化する電圧を、直流１００Ｖの安定した電圧に変換して出力する必要がある。この場合、ＬＣ共振回路１１５をトランス１０９の入力側、すなわち低圧側スイッチング部１１１とトランス１０９の間に挿入して、スイッチング周波数を制御することで共振電圧を可変して出力電圧を調整することができる。
　しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータ５００は、上記したように共振周波数に対するスイッチング周波数のずれに応じて、昇圧比を変えることができるものの、制御可能な最低電圧が存在し、降圧することができない。入力電圧と出力電圧が等しくなるようにトランス１０９の巻数比が１：１程度に設定されているので、バッテリの電圧が１００Ｖのときは出力電圧を１００Ｖ以上発生することが可能である。しかし、２００Ｖの電圧がバッテリから入力されたときに出力電圧は２００Ｖ以上発生してしまうので、スイッチング周波数を制御して出力電圧を２００Ｖ以下に落とすのは困難である。
　以上より、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ５００では、電圧の可変範囲が広い場合、双方向に電圧を変換して出力することが困難である。
　実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、上述のように、昇圧と降圧の両方が可能である。
　（実施の形態２）
　図４は本発明の実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３と電圧Ｖｔを示す。図４において、図１から図３に示す実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１と同じ部分には同じ参照番号を付す。実施の形態２でおけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１ではスイッチング素子３７、３９、４１、４３の信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３の時比率を変化させる。
　実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、制御回路４７は、スイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相に対し、スイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相を１８０°ずらした状態で、時比率を調整することによりパルス波形を調整する。
　制御回路４７は、降圧時に時比率を調整することでスイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチングの信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３のパルス波形を調整する。時比率に応じてトランス電圧Ｖｔが０Ｖになる期間を制御でき、トランス２９に印加される電圧を小さくすることが可能となる。従って、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力することができる。また、昇圧時は制御回路４７がスイッチング周波数ｆを調整する。これらのことから、昇圧と降圧の両方が可能な双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
　次に、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作の詳細について説明する。
　まず、昇圧動作については実施の形態１と同じくスイッチング周波数ｆを調整することにより行われる。
　次に、降圧動作について説明する。制御回路４７はスイッチング素子３７、３９のスイッチングの位相に対し、スイッチング素子４１、４３のスイッチングの位相を１８０°ずらす。この状態で時比率を５０％に設定すると、上アームのスイッチング素子３７、４１の双方と下アームのスイッチング素子３９、４３の双方とのいずれかがオフになるので、実施の形態１と同様に、トランス２９の電圧Ｖｔが０Ｖとなる。
　次に、制御回路４７が時比率を５０％より小さくなるように制御すると、図４に示すように、スイッチング素子３７、４１のオン期間が短くなる信号Ｓ３７、Ｓ３９のパルス波形を発生する。図４に示すように、スイッチング素子３９、４３の信号Ｓ３９、Ｓ４３は、スイッチング素子３７、４１の信号Ｓ３７、Ｓ４１のそれぞれ反転なので、スイッチング素子３９、４３のオン期間が長くなる。その結果、図４に示すように、トランス２９の電圧Ｖｔが２００Ｖである期間と、電圧Ｖｔが０Ｖである期間、および電圧Ｖｔが－２００Ｖである期間が発生する。図４に示す電圧Ｖｔをスイッチング素子１７、１９、２１、２３の４つの寄生ダイオード１７Ｄ、１９Ｄ、２１Ｄ、２３Ｄにより整流すると、時比率に応じて０Ｖより高く２００Ｖより低い直流電圧が入出力端子１３に発生する。ゆえに、バッテリ３６の満充電電圧である２００Ｖの電圧を降圧して入出力端子１３から出力することが可能となる。
　具体的には、制御回路４７は入出力端子１３の電圧Ｖ１を検出しているので、電圧Ｖ１が所定電圧になるように時比率をフィードバック制御する。所定電圧は、負荷である直流電源１６が必要とする交流１００Ｖを生成するためにインバータに入力される電圧であり、例えば直流１００Ｖである。図４に示す信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３のパルス波形で上記の制御が行われる。すなわち、図４に示す信号Ｓ３７、Ｓ４１のパルス波形で、バッテリ３６が満充電であれば、図４に示す、トランス電圧Ｖｔは最大２００Ｖ、最小－２００Ｖとなる。ここで、半周期の中で、電圧Ｖｔが２００Ｖである期間と電圧Ｖｔが０Ｖである期間、および電圧Ｖｔが－２００Ｖである期間と電圧Ｖｔが０Ｖである期間を調整することにより、トランス２９の巻線比が１：１であるので、１次巻線３１に誘起する電圧を整流して得られた直流電圧は２００Ｖと０Ｖの間で制御することができ、すなわち１００Ｖに調整可能である。このように、図４に示す信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３のパルス波形により、満充電状態のバッテリ電圧Ｖｂ（２００Ｖ）を降圧して入出力端子１３から１００Ｖの直流電圧を出力することができる。
　また、降圧動作の場合、バッテリ３６は放電されるので、バッテリ電圧Ｖｂは経時的に低下していく。バッテリ電圧Ｖｂの低下に応じて、制御回路４７は信号Ｓ３７、Ｓ４１の時比率を上げるようにフィードバック制御するので、入出力端子１３の電圧Ｖ１を安定化することができる。
　入出力端子電圧Ｖ２が直流１００Ｖ近くまで低下すると、入出力端子１３から所定の電圧（直流１００Ｖ）を出力し続けるためには制御回路４７は時比率を５０％に近づける。この際、制御回路４７は、バッテリ電圧Ｖｂを入出力端子３３の電圧Ｖ２として検出しているので、入出力端子３３の電圧Ｖ２がほぼバッテリ３６の放電完了電圧（直流１００Ｖ）に至れば、スイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチング動作を止めることにより、降圧動作を停止する。
　このような動作により、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力することが可能となる。
　なお、信号Ｓ３７、Ｓ３９の時比率を５０％より大きくなるように制御すると、図４に示す電圧Ｖｔが反転するだけで、整流後の電圧は時比率を小さくした場合と同様、時比率に応じて０Ｖより高く２００Ｖより低い直流電圧が入出力端子１３に発生する。従って、時比率は５０％に対して大きくしても小さくしても構わない。なお、時比率を５０％より大きくする場合は、実施の形態２における電圧条件すなわち入出力端子１３の電圧Ｖ１を直流１００Ｖに安定化し、入出力端子３３の電圧Ｖ２が直流２００Ｖから直流１００Ｖまで低下する場合であれば、時比率を最初は５０％～１００％の間で制御し、その後、バッテリ電圧Ｖｂの低下とともに時比率を小さくし、バッテリ電圧Ｖｂが放電完了電圧（直流１００Ｖ）に近づくと、時比率が５０％に近づくように制御する。
　また、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１においても、実施の形態１と同様に、降圧動作時にスイッチング周波数ｆは固定されており、かつ、スイッチング周波数ｆは共振周波数ｆ０より大きく設定する。
　以上の構成、動作により、制御回路４７は、降圧時には時比率を調整することでスイッチング素子３７、３９、４１、４３をスイッチングする信号のパルス波形を調整するので、時比率に応じてトランス電圧Ｖｔが０Ｖになる期間を制御でき、トランス２９に誘起される電圧を小さくすることが可能となる。従って、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力することができる。また、昇圧時は、制御回路４７がスイッチング周波数ｆを調整する。これらのことから、昇圧と降圧の両方が可能な双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
　（実施の形態３）
　図５は本発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作を示すブロック回路図である。図５では、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する際に、トランス２９の２次巻線４５の電圧Ｖｔが０Ｖの時におけるトランス２９の２次巻線４５に流れるトランス電流Ｉｔを示す。
　実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する際に、最大負荷電流が入出力端子１３に流れる時に、時比率が最も５０％に近づくような設定スイッチング周波数ｆｓを入出力端子３３の電圧Ｖ２との相関として予め決定して記憶し、制御回路４７は、入出力端子電圧Ｖ２に応じてスイッチング素子３７，３９、４１、４３をスイッチングするスイッチング周波数である設定スイッチング周波数ｆｓに設定する。
　これにより、最大負荷電流が入出力端子１３に流れてもトランス２９の２次巻線４５に流れるトランス電流Ｉｔが負になる可能性が低減されるので、負にならないようにトランス電流Ｉｔを高めるといった制御が不要となる。その結果、トランス電流Ｉｔを高めるために発生させる無効電流が不要となり、高効率化を図ることが可能となる。これらのことから、高効率に昇圧と降圧の両方が可能な双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
　次に、実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の詳細な動作について説明する。
　まず、昇圧動作については実施の形態１と同様にスイッチング周波数ｆを調整することにより行われる。
　次に、降圧動作について説明する。図６は実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子３７、３９、４１、４３をそれぞれスイッチングする信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３の波形と、トランス２９の２次巻線４５のトランス電圧Ｖｔと、２次巻線４５を流れるトランス電流Ｉｔとを示す。図６において、１周期に対するスイッチング素子３７、４１がオンである時間の比率である時比率は２５％である。
　バッテリ３６を降圧して直流電源１６へ電力を出力する場合、すなわち、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する場合、実施の形態１と同様に、制御回路４７は、スイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチングの信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３のパルス波形を調整するよう動作する。図６は、例えば時比率が２５％である場合のスイッチングの信号Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１、Ｓ４３のパルス波形を示す。時比率はスイッチングの１周期に対するオンの期間の比率である。降圧動作時には、スイッチング素子３７、４３の組とスイッチング素子３９、４１の組とが交互にオンオフするので、時比率は０％から５０％までとなる。
　ここで、まず、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の降圧の動作について説明する。
　図６に示すように、時比率が２５％の場合、図４と同様にトランス電圧Ｖｔの値は０Ｖを中心に＋２００Ｖと－２００Ｖとの間を繰り返す。
　この場合、時刻ｔ３１から時刻ｔ３５までのスイッチング１周期における、下アームのスイッチング素子３９、４３が同時にオンになる期間である同時オン期間が発生する。同時オン期間は時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までの期間、および時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの期間である。同時オン期間は、図６に示すように、スイッチング１周期の５０％である。これらの期間では、図５に示すように、トランス２９の２次巻線４５からスイッチング素子４３、３９、偏磁防止コンデンサ５３へトランス電流Ｉｔが流れる。
　トランス電流Ｉｔの経時変化を図６に示す。トランス電流Ｉｔは、２次巻線４５と偏磁防止コンデンサ５３とが形成する回路における、２次巻線４５のインダクタンスと偏磁防止コンデンサ５３の容量値により決定される時定数に応じて非線形に変化する。例えば時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの期間では、２次巻線４５のインダクタンスと偏磁防止コンデンサ５３の容量値により決定される時定数に応じて非線形に変化低下する。
　入出力端子３３の電圧Ｖ２が入出力端子１３の電圧Ｖ１と近い場合は、スイッチング素子３７、３９、４１、４３のスイッチングの時比率が大きくなるので、スイッチング素子３９、４３が同時にオンになる同時オン期間（時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの期間）が短くなる。したがって、図６に示すトランス電流Ｉｔが同時オン期間に負になる可能性は低い。このことから、時比率が大きくなり、同時オン期間が短くなるほど、トランス電流Ｉｔが負になって逆流する可能性は低減する。
　一方、入出力端子３３の電圧Ｖ２が入出力端子１３の電圧Ｖ１より大きい場合、すなわち、例えばバッテリ３６が満充電で入出力端子３３の電圧Ｖ２が＋２００Ｖであり、入出力端子１３の電圧Ｖ１を＋５０Ｖにしたい場合、電圧Ｖ１、Ｖ２の差が大きいので、制御回路４７は時比率を小さくするようにパルス波形を調整する。その結果、同時オン期間（例えば図６における時刻ｔ３３から時刻ｔ３４までの期間）が長くなる。それにより、時刻ｔ３４におけるトランス電流Ｉｔａが負になり、トランス電流Ｉｔが逆流する可能性が高くなる。
　トランス電流Ｉｔが逆流すると、スイッチング素子４３を流れる電流の向きが逆になるので、スイッチング素子４３の寄生ダイオード４３Ｄがオンになる。この状態で、時刻ｔ３４において、制御回路４７は、スイッチング素子４１をオンに、スイッチング素子４３をオフにするように制御する。しかし、スイッチング素子４３をオフにする制御を行なっても、寄生ダイオード４３Ｄはオンからオフになるまでのリカバリー期間を有するので、リカバリー期間は寄生ダイオード４３Ｄがオンのままとなる。したがって、スイッチング素子４１がオンで、かつスイッチング素子４３の寄生ダイオード４３Ｄがオンの状態が発生し、入出力端子３３とグランド端子３５との間が短絡する。その結果、トランス電流Ｉｔが逆流した状態で、トランス電流Ｉｔとは逆方向の電流がバッテリ３６から流れ込むので、急激に損失が発生する。このことから、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作において、入出力端子３３の電圧Ｖ２が入出力端子１３の電圧Ｖ１より大きく、かつ、その差が大きい時は、損失が大きくなる場合がある。
　このような損失を避けるために、例えばトランス電流Ｉｔを高めておくようにすれば、時刻ｔ３４に至る前にトランス電流Ｉｔが負になる可能性を低減できる。しかし、トランス電流Ｉｔを高めた分は、無効電流となり損失となるので、損失を低減するには不十分である。
　実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータでは、上記の損失を無くすべく、制御回路４７は以下の制御を行なう。
　まず、入出力端子３３の電圧Ｖ２に応じて、最大負荷電流が入出力端子１３に流れている場合に時比率が最も５０％に近づくスイッチング周波数ｆの値を予め求めて、制御回路４７は入出力端子３３の電圧Ｖ２と設定スイッチング周波数ｆｓとの相関関係としてマップとして記憶する。このマップは、具体的には次のようにして決定する。まず、入出力端子電圧Ｖ２の値を設定する。次に、入出力端子電圧Ｖ２のその値において入出力端子１３から出力される負荷電流が最大になるように時比率を調整する。この際、時比率を上記したように小さくしすぎるとトランス電流Ｉｔが負になる可能性が高くなるので、スイッチング周波数ｆを上げるように調整する。スイッチング周波数ｆで、改めて負荷電流が最大になるように時比率を調整する。このような調整を繰り返すことにより、負荷電流が最大である時における時比率が最も５０％に近づくようなスイッチング周波数ｆの値を求める。こうして、入出力端子電圧Ｖ２のその値に対する最大負荷電流が最大になる時のスイッチング周波数ｆの値が決まる。この決まったスイッチング周波数ｆの値を制御回路４７は設定スイッチング周波数ｆｓの値として記憶する。
　このようにして、入出力端子３３の電圧Ｖ２の様々な値ごとに、最大負荷電流が最大になる時で時比率が最も５０％に近づくようにスイッチング周波数ｆの値をそれぞれ求めてゆく。そして、得られた結果から、入出力端子電圧Ｖ２のそれらの値と設定スイッチング周波数ｆｓの値との相関を求める。図７は設定スイッチング周波数ｆｓと時比率との相関図である。図７において、横軸は入出力端子３３の電圧Ｖ２を示し、左の縦軸は設定スイッチング周波数ｆｓ（実施の形態３）もしくはスイッチング周波数ｆ（実施の形態２）を示し、右の縦軸は時比率を示す。図７において、実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は設定スイッチング周波数ｆｓと時比率Ｄ３とを有し、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１はスイッチング周波数ｆと時比率Ｄ２とを有する。
　図７において、実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する際に、スイッチング周波数ｆは入出力端子３３の電圧Ｖ２の値にかかわらず一定である。制御回路４７は、入出力端子３３の電圧Ｖ２が大きくなるにつれて時比率Ｄ２を小さくするように変化させることで降圧を行う。
　一方、実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、負荷電流が最大である時で時比率Ｄ３が最も５０％に近づくようにスイッチング周波数ｆを設定スイッチング周波数ｆｓとして予め求められている。従って、図７に示すように、負荷電流が最大である時には入出力端子３３の電圧Ｖ２の値によらず時比率Ｄ３はほぼ５０％で一定となり、設定スイッチング周波数ｆｓは入出力端子３３の電圧Ｖ２が大きくなるほど高くなる。
　図７に示す関係での入出力端子３３の電圧Ｖ２の値と、それらの値にそれぞれ対応する設定スイッチング周波数ｆｓの値とは制御回路４７のメモリに記憶されている。ゆえに、制御回路４７は、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力する場合、次のようにスイッチング素子３７、３９、４１、４３を制御する。
　まず、制御回路４７は入出力端子３３の電圧Ｖ２を読み込む。次に、制御回路４７はメモリに記憶された図７に示す入出力端子３３の電圧Ｖ２と設定スイッチング周波数ｆｓとの相関関係から、読み込んだ入出力端子３３の電圧Ｖ２の値に対応した設定スイッチング周波数ｆｓの値を求める。そして、制御回路４７は、設定スイッチング周波数ｆｓのその値でスイッチング素子３７、３９、４１、４３を制御する。
　このように制御することで、入出力端子１３からグランド端子１５へ最大の負荷電流が流れたとしても、その時の時比率は５０％に最も近づくので、トランス電流Ｉｔが負になる逆流が発生する可能性は低い。さらに、最大の負荷電流よりも少ない電流が流れた場合は、負荷電流が少なくなるほど、時比率が小さくなる方向に制御される。この場合はトランス電流Ｉｔも小さくなるので、トランス電流Ｉｔが負になる逆流が発生しないようにでき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１での急激な損失にはつながらず効率低下を抑制できる。
　図８は、上記動作時であって、入出力端子１３からグランド端子１５へ最大の負荷電流が流れた場合における実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の信号の波形を示す。図８は、スイッチング素子３７をスイッチングする信号Ｓ３７のパルス波形と、スイッチング素子３９をスイッチングする信号Ｓ３９のパルス波形と、スイッチング素子４１をスイッチングする信号Ｓ４１のパルス波形と、スイッチング素子４３をスイッチングする信号Ｓ４３のパルス波形と、トランス２９の２次巻線４５の電圧Ｖｔと、トランスの電流Ｉｔとを示す。図８において、横軸は時間を示す。図８に示す動作では、図７に基づいて、入出力端子３３の電圧Ｖ２で決定された設定スイッチング周波数ｆｓは図６に示す動作でのスイッチング周波数ｆの２倍である。
　上記したように、負荷電流が最大である時は時比率が最も５０％に近づくので、図８に示すように、スイッチング素子３７、３９、４１、４３のオン期間とオフ期間とはほぼ同じとなる。その結果、図８に示すように、トランスの電圧Ｖｔは０Ｖを維持する期間がほとんどなく、実質的には＋２００Ｖから－２００Ｖまでの間を変化する。その結果、図８に示すように、トランスの電圧Ｖｔが０Ｖの間にトランス電流Ｉｔが負になる期間がほとんどなくなり、負荷電流が最大である時でもトランス電流Ｉｔが負になって逆流する可能性を低減することができる。ゆえに、損失を抑制したＤＣ／ＤＣコンバータ１１が実現できる。
　なお、上記以外の動作は実施の形態１、２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１と同じである。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、トランス電流Ｉｔが逆流することに起因した損失を低減しつつ、双方向に昇降圧が可能となる。
　以上の構成、動作により、実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、負荷電流が最大である時でもトランス２９の２次巻線４５に流れるトランス電流Ｉｔが負になる可能性を低減できるので、負にならないようにトランス電流Ｉｔを大きくする制御が不要となる。その結果、トランス電流Ｉｔを大きくするために発生させる無効電流が不要となり、高効率化を図ることが可能となる。ゆえに、高効率に昇圧と降圧の両方が可能な双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
　なお、実施の形態１～３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の上記の動作では、入出力端子１３の電圧Ｖ１を昇圧して入出力端子３３から出力し、入出力端子３３の電圧Ｖ２を降圧して入出力端子１３から出力するが、電圧の大小関係は逆であってもよい。その場合、高電圧は入出力端子３３に接続され、低電圧は入出力端子１３に接続される。ここで、例えば直流２００Ｖの直流電源１６を降圧して直流１００Ｖが満充電電圧となるバッテリ３６へ充電する場合、バッテリ３６の充電電流を検出するための電流センサ５２はグランド端子３５に接続された電流路ではなくグランド端子１５に接続された電流路に設ける必要がある。
　また、実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、制御回路４７は降圧時にはスイッチング素子３７、４１のスイッチング信号の位相をスイッチング素子３９、４３のスイッチング信号の移相に対してそれぞれずらすことでパルス波形を調整しているが、位相をずらすと同時に時比率を変えてもよい。この場合、制御回路４７が位相の調整で大まかな降圧比を調整し、その状態で時比率を微調整することで高精度に降圧比を調整することができ、入出力端子１３の電圧Ｖ１の精度を高めることができる。
　また、実施の形態１～３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、トランス２９の１次巻線と２次巻線との比である巻線比は１：１であるが、それ以外の巻線比でもよく同等の効果が得られる。但し、この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の昇降圧比が巻線比によっても変わるので、その分スイッチング周波数ｆやスイッチング信号の位相、時比率の調整を行う必要がある。
　また、実施の形態１～３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、共振インダクタ２７はトランス２９の１次巻線３１に直列に接続されているが、共振インダクタ２７は単体のインダクタではなくトランス２９の漏れインダクタンスで構成されていてもよく、同様の効果が得られる。
　また、実施の形態１～３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、偏磁防止コンデンサ５３は、トランス２９の２次巻線４５に電流が流れた際での２次巻線４５の電圧変動が小さくなるように十分大きな容量値を有する。偏磁防止コンデンサ５３の容量値を小さくし、トランス２９を介して共振コンデンサ２５と直列に接続することで、偏磁防止コンデンサ５３を共振コンデンサとして機能させることができる。この場合、偏磁防止コンデンサ５３の容量値が大きい場合に対して出力電圧が高くなるが、パルス波形を変化させることで出力電圧の調整ができるという効果が得られる。
　また、実施の形態１～３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１は偏磁防止コンデンサ５３を備えるが、パルス波形を調整することによりトランス２９の偏磁を無くすように制御することで偏磁防止コンデンサ５３が不要になる。このような構成であっても、実施の形態１～３と同様に、パルス波形で出力電圧を調整できる。
　本発明にかかるＤＣ／ＤＣコンバータは、双方向に、昇圧と降圧の両方が可能であるため、特にバッテリの充放電器用のＤＣ／ＤＣコンバータ等として有用である。
１１　　ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３　　入出力端子（第１入出力端子）
１５　　グランド端子（第１グランド端子）
１７　　スイッチング素子（第１スイッチング素子）
１９　　スイッチング素子（第２スイッチング素子）
２１　　スイッチング素子（第３スイッチング素子）
２３　　スイッチング素子（第４スイッチング素子）
２５　　共振コンデンサ
２７　　共振インダクタ
２９　　トランス
３１　　１次巻線
３３　　入出力端子（第２入出力端子）
３５　　グランド端子（第２グランド端子）
３７　　スイッチング素子（第５スイッチング素子）
３９　　スイッチング素子（第６スイッチング素子）
４１　　スイッチング素子（第７スイッチング素子）
４３　　スイッチング素子（第８スイッチング素子）
４５　　２次巻線
４７　　制御回路

Claims (9)

  1. 第１入出力端子と、
    第１グランド端子と、
    前記第１入出力端子と前記第１グランド端子との間に直列に接続された第１スイッチング素子と、
    前記第１入出力端子と前記第１グランド端子との間で前記第１スイッチング素子と直列に第１接続点で接続された第２スイッチング素子と、
    前記第１入出力端子と前記第１グランド端子との間に直列に接続された第３スイッチング素子と、
    前記第１入出力端子と前記第１グランド端子との間で前記第３スイッチング素子と直列に第２接続点で接続された第４スイッチング素子と、
    前記第１接続点と前記第２接続点との間に直列に接続された共振コンデンサと、
    前記第１接続点と前記第２接続点との間で前記共振コンデンサと直列に接続された共振インダクタと、
    第２入出力端子と、
    第２グランド端子と、
    前記第２入出力端子と前記第２グランド端子との間に直列に接続された第５スイッチング素子と、
    前記第２入出力端子と前記第２グランド端子との間で前記第５スイッチング素子と直列に第３接続点で接続された第６スイッチング素子と、
    前記第２入出力端子と前記第２グランド端子との間に直列に接続された第７スイッチング素子と、
    前記第２入出力端子と前記第２グランド端子との間で前記第７スイッチング素子と直列に第４接続点で接続された第８スイッチング素子と、
    　　　前記第１接続点と前記第２接続点との間で前記共振コンデンサと前記共振インダクタとに直列に接続された１次巻線と、
    　　　前記第３接続点と前記第４接続点との間に直列に接続された２次巻線と、
    を有するトランスと、
    前記第１から第８スイッチング素子と電気的に接続された制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    　　　前記第１入出力端子の電圧を昇圧して前記第２入出力端子から出力する際に、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とのスイッチング周波数を調整し、
    　　　前記第２入出力端子の電圧を降圧して前記第１入出力端子から出力する際に前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子とのスイッチングにおけるパルス波形を調整する、
    ように動作する、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 前記制御回路は、前記第２入出力端子の電圧を降圧して前記第１入出力端子から出力する際に前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子とのスイッチングにおけるスイッチング周波数を調整せずにパルス波形を調整するように動作する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 前記共振インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスである、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 前記制御回路は、前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子のスイッチングの位相に対し、前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子のスイッチングの位相をずらすことにより前記パルス波形を調整するように動作する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 前記制御回路は、前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子のスイッチングの位相に対し、前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子のスイッチングの位相を１８０°ずらした状態で時比率を調整することにより前記パルス波形を調整するように動作する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、および前記第４スイッチング素子のスイッチング周波数が前記共振コンデンサ、前記共振インダクタ、および前記１次巻線が形成する共振回路の共振周波数以上となるように、前記スイッチング周波数を調整するように動作する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記共振コンデンサと前記共振インダクタと前記１次巻線が形成する共振回路の共振周波数より大きい、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 前記第２入出力端子の電圧を降圧して前記第１入出力端子から出力する際に最大負荷電流が前記第１入出力端子に流れる時に時比率が所定の値に最も近づくような設定スイッチング周波数が前記第２入出力端子の電圧の値に対応して予め決定されており、
    前記制御回路は、前記第２入出力端子の電圧を降圧して前記第１入出力端子から出力する際に前記第２入出力端子の前記電圧に応じて前記設定スイッチング周波数を設定するように動作する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 前記時比率の前記所定の値は５０％である、請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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