JP4241852B2 - 電力変換回路及びその駆動方法並びに駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、非絶縁型の電力変換回路とその駆動方法及び駆動装置に関する。

従来より、非絶縁型の電力変換回路として、直流電源からコイルへの通電経路を、スイッチング素子を介して導通／遮断することにより、コイルを介してコンデンサを充電させて、コンデンサから所望の直流電圧を出力させるＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。

また、非絶縁型のＤＣ−ＤＣ−コンバータとしては、直流電源の電源電圧よりも低い直流電圧を生成する降圧型、直流電源の電源電圧よりも高い直流電圧を生成する昇圧型、直流電源の電源電圧よりも低い直流電圧から電源電圧よりも高い直流電圧を生成可能な昇降圧型が代表的であるが、これらは、何れも、直流電源の負極側の電位に対応したグランド電圧（０Ｖ）よりも低い負電圧を生成することはできなかった。

また、非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、Ｃｕｋ，Ｚｅｔａ，Ｓｅｐｉｃなど、コンデンサの充放電を利用したものも知られているが、何れも、電源電圧よりも低い電圧、或いは、グランド電圧よりも高い電圧しか出力することができず、出力電圧を、グランド電圧以下の負電圧から電源電圧を越える正電圧まで広範囲に制御することはできなかった。

一方、こうした問題を解決する技術として、各種ＤＣ−ＤＣコンバータを組み合わせた多出力ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１等参照）。
例えば、特許文献１に開示された多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１７に示すように、直流電源２０と、一端がスイッチ２１を介して直流電源２０の負極側（グランド）に接続され、他端がスイッチ２２を介して直流電源２０の正極側に接続されたコイル２３を備える。

そして、コイル２３とスイッチ２１との接続点には、ダイオード２４のアノードが接続されており、このダイオード２４のカソードには、一端がグランドに接地されたコンデンサ２５と、同じく一端がグランドに接地された負荷３１が接続されている。

また、コイル２３とスイッチ２２との接続点には、ダイオード２６のカソードが接続されており、このダイオード２６のアノードには、一端がグランドに接地されたコンデンサ２７と、同じく一端がグランドに接地された負荷３２が接続されている。

そして、制御回路３０は、スイッチ２２を常時オンした状態でスイッチ２１をオン／オフさせることで、スイッチ２１のオン時にコイル２３に電流を流し、スイッチ２１のオフ時にコイル２３に発生する高電圧によりダイオード２４を介してコンデンサ２５を電源電圧よりも高い電圧値に制御する。つまり、制御回路３０は、スイッチ２２を常時オンすることで、コイル２３、スイッチ２１、及びダイオード２４を昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させ、負荷３１に直流電源２０の電源電圧よりも高い直流電圧Ｖｏ１を供給する。

また、制御回路３０は、スイッチ２１を常時オンした状態でスイッチ２２をオン／オフさせることで、スイッチ２２のオン時にコイル２３に電流を流し、スイッチ２２のオフ時にダイオード２６を介してコイル２３に電流を流すことにより、コンデンサ２７から負荷
３２への出力電圧を、グランド電圧よりも低い負電圧に制御する。つまり、制御回路３０は、スイッチ２１を常時オンすることで、コイル２３、スイッチ２２及びダイオード２６を反転出力の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させる。
特開２００３−１６４１４３号公報

上記多出力ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、外部負荷に対して、正の電圧と負の電圧の両方を出力することができる。
しかし、上記多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、正の電圧と負の電圧を、異なる端子から出力するものであることから、各端子に接続された負荷に対して、正電圧、負電圧を出力することはできるものの、一つの負荷に対する出力電圧を、負電圧から正電圧へと変化させることはできなかった。

また、正の電圧及び負の電圧を、スイッチなどを介して１つの負荷に出力するよう構成したとしても、正の電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧型であり、負の電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータは反転出力の昇降圧型であるため、出力可能な電圧範囲は、直流電源２０の電源電圧よりも高い電圧範囲と、グランド電圧以下の負電圧範囲となり、グランド電圧（０Ｖ）から電源電圧までの電圧を出力することができないという問題がある。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、グランド電圧よりも低い負電圧から電源電圧よりも高い正電圧までの範囲内で任意の電圧を出力可能な電力変換回路とその駆動方法及び駆動装置を提供することを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の電力変換回路には、一端が直流電源の正極側に接続された一次巻線と、この一次巻線と位相が逆になるように一端が直流電源の負極側に接続された二次巻線とからなり、各巻線の巻数比が１対１に設定されたトランス、及び、一端が直流電源の負極側に接続された電圧出力用のコンデンサが備えられている。

そして、トランスの二次巻線の他端は、第１スイッチを介して直流電源の正極側に接続されると共に、第３スイッチを介してコンデンサの他端に接続されており、トランスの一次巻線の他端は、第２スイッチを介して直流電源の負極側に接続されると共に、第４スイッチを介してコンデンサの他端に接続されている。

このように構成された本発明の電力変換回路においては、
（Ａ）第２スイッチと第４スイッチとを交互にオンさせ、他のスイッチをオフ状態に保持すれば、直流電源の電源電圧Ｖｉｎよりも高い出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ）を生成可能な昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作し、
（Ｂ）第２スイッチと第３スイッチとを交互にオンさせ、他のスイッチをオフ状態に保持すれば、直流電源の負極側電位に対応したグランド電圧（０Ｖ）よりも高い出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＞０）を生成可能な昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作し、
（Ｃ）第４スイッチと第３スイッチとを交互にオンさせ、他のスイッチをオフ状態に保持すれば、直流電源の電源電圧Ｖｉｎよりも低い正の出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ＞０）を生成可能な降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作し、
（Ｄ）第４スイッチと第１スイッチとを交互にオンさせ、他のスイッチをオフ状態に保持すれば、直流電源の電源電圧Ｖｉｎよりも低い出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ）を
生成可能な反転出力昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作し、
（Ｅ）第３スイッチと第１スイッチとを交互にオンさせ、他のスイッチをオフ状態に保持すれば、直流電源の負極側電位に対応したグランド電圧（０Ｖ）よりも低い負の出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＜０）を生成可能な反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。

このため、本発明の電力変換回路によれば、その動作モードを、出力電圧に応じて上記（Ａ）〜（Ｅ）の何れかに切り換えることで、グランド電圧よりも低い負電圧から電源電圧よりも高い正電圧までの範囲内で任意の電圧を出力できるようになり、その用途を拡大できる。また、本発明の電力変換回路によれば、負電圧から正電圧まで広範囲に出力電圧を制御できることから、交流電圧の生成にも利用することができる。

ここで、各スイッチに流れる電流の方向は、電力変換回路に接続された負荷に流れる負荷電流の電流方向や、上記（Ａ）〜（Ｅ）の動作モードの切り換え、などによって変化することから、第１スイッチ〜第４スイッチは、請求項２に記載のように、電流を双方向に通電かつ遮断可能な双方向スイッチにて構成することが望ましい。

また、双方向スイッチとしては、請求項３又は請求項４に記載のように、逆並列ダイオードを有し、この逆並列ダイオードが互いに逆方向を向くように接続された一対のＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴからなる双方向スイッチを用いるようにしてもよく、或いは、請求項５に記載のように、互いに逆並列接続された一対の逆阻止ＩＧＢＴからなる双方向スイッチを用いるようにしてもよい。

次に、請求項６に記載の発明は、上述した本発明（請求項１〜５）の電力変換回路の駆動方法に関する発明である。
そして、この駆動方法によれば、電力変換回路の駆動モードとして、上記（Ａ）〜（Ｅ）に記載のように第１〜第４スイッチのうちの２つのスイッチを交互にオンすることで、電力変換回路を、昇圧型、昇降圧型、降圧型、反転出力昇降圧型、若しくは反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させる第１〜第５駆動モードを有し、出力電圧に応じてその駆動モードを切り換えることで、電力変換回路を動作させる。

従って、請求項６に記載の駆動方法によれば、出力電圧に応じて、電力変換回路の動作モードを上記（Ａ）〜（Ｅ）の中の一つに適宜切り換えることで、電力変換回路からの出力電圧を負電圧から正電圧までの任意の電圧に制御することができるようになる。

ところで、この駆動方法によれば、
第１駆動モードでは、電力変換回路を昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させて、出力電圧Ｖｏｕｔを「Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ」に制御することができ、
第２駆動モードでは、電力変換回路を昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させて、出力電圧Ｖｏｕｔを「Ｖｏｕｔ＞０」に制御することができ、
第３駆動モードでは、電力変換回路を降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させて、出力電圧Ｖｏｕｔを「Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ＞０」に制御することができ、
第４駆動モードでは、電力変換回路を、反転出力昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させて、出力電圧Ｖｏｕｔを「Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ」に制御することができ、
第５駆動モードでは、電力変換回路を、反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させて、出力電圧Ｖｏｕｔを「Ｖｏｕｔ＜０」に制御することができる。

このため、出力電圧に応じて電力変換回路の駆動モードを実際に切り換える際には、請求項７に記載のように、
（１）出力電圧Ｖｏｕｔが、電源電圧Ｖｉｎよりも高い第１電圧Ｖ１以上であるとき（Ｖｏｕｔ≧Ｖ１）、第１駆動モードを選択し、
（２）出力電圧Ｖｏｕｔが、電源電圧Ｖｉｎよりも低い第２電圧Ｖ２以上、且つ、第１電圧Ｖ１未満、となる電源電圧Ｖｉｎ付近の電圧値（Ｖ２≦Ｖｏｕｔ＜Ｖ１）であるとき、第２駆動モードを選択し、
（３）出力電圧Ｖｏｕｔが、グランド電圧（０Ｖ）よりも高い第３電圧Ｖ３以上、且つ、第２電圧Ｖ２未満であるとき（Ｖ３≦Ｖｏｕｔ＜Ｖ２）、第３駆動モードを選択し、
（４）出力電圧Ｖｏｕｔが、グランド電圧（０Ｖ）よりも低い第４電圧Ｖ４以上、且つ、第３電圧Ｖ３未満、となるグランド電圧（０Ｖ）付近の電圧値であるとき（Ｖ４≦Ｖｏｕｔ＜Ｖ３）、第４駆動モードを選択し、
（５）出力電圧Ｖｏｕｔが、グランド電圧（０Ｖ）よりも低い第４電圧Ｖ４未満であるとき（Ｖｏｕｔ＜Ｖ４）、第５駆動モードを選択するようにするとよい。

つまり、このようにすれば、電力変換回路からの出力電圧を、負電圧から正電圧までの任意の電圧に、より確実に制御することができる。
また、上記各駆動モードで、２つのスイッチを交互にオンする際には、請求項８に記載のように、電力変換回路からの出力電圧とその目標値である指令電圧との偏差を求め、その偏差に基づき、一定の駆動周期内に各スイッチをオンする比率を求めて、その比率に応じたＰＷＭ信号にて、各スイッチのオン／オフ状態を交互に切り換えるようにすればよい。

一方、こうした駆動方法では、電力変換回路からの出力電圧を指令電圧に制御することはできるものの、各スイッチを交互にオンさせる駆動周期の切り変わり時に、トランスの巻線に電流が流れていて、次の駆動周期で最初にスイッチをオンする際に、スイッチに電力損失（ターンオン損失）が発生する。

そして、こうしたターンオン損失の発生を防止するには、上記各駆動モードにおいて、各スイッチを交互にオンする駆動周期毎に、トランスの巻線に流れる電流を零に戻す、所謂電流境界モードによる駆動方法を採用してもよい。

そして、この電流境界モードで電力変換回路を駆動する際には、請求項９に記載のように、出力電圧から選択された駆動モードにおいて、各スイッチの駆動一周期毎に、出力電圧と指令電圧と負荷電流とに基づき、出力電圧を指令電圧に制御するのに必要なスイッチのオン時間を算出し、その算出したオン時間の間、一方のスイッチをオンし、オン時間経過後は、トランスの各巻線に流れる電流が零になるまで、他方のスイッチをオンさせるようにすればよい。

このように請求項９に記載の駆動方法を採用すれば、各駆動モードで２つのスイッチを順にオンさせる駆動周期（換言すれば駆動周波数）は変化するものの、駆動周期毎に、トランスの巻線に流れる電流を零に戻すことができるので、次の駆動周期の最初にスイッチをオンする際にターンオン損失が生じるのを防止し、制御の応答性を向上することができる。

よって、この請求項９に記載の駆動方法によれば、交流電圧を生成するために指令電圧を正弦波状に連続的に変化させても、指令電圧に追従して出力電圧を良好に制御することができるようになり、正弦波状の出力電圧が要求されるモータ制御等で本発明の電力変換回路を利用するのに適した駆動方法となる。

なお、このように電流境界モードで電力変換回路を駆動する際には、各駆動モードの切
り換えに用いる第１電圧〜第４電圧を、請求項１０に記載のように設定するとよい。
つまり、請求項１０に記載のように、第１駆動モードと第２駆動モードとの切換電圧となる第１電圧Ｖ１は、電源電圧Ｖｉｎの約「（１＋√５）／２」倍の電圧値に設定し、第２駆動モードと第３駆動モードとの切換電圧となる第２電圧Ｖ２は、電源電圧Ｖｉｎの約「（−１＋√５）／２」倍の電圧値に設定し、第３駆動モードと第４駆動モードとの切換電圧となる第３電圧Ｖ３は、電源電圧Ｖｉｎの約「（３−√５）／２」倍の電圧値に設定し、第４駆動モードと第５駆動モードとの切換電圧となる第４電圧Ｖ４は、電源電圧Ｖｉｎの約「（１−√５）／２」倍の電圧値に設定するとよい。

なお、これら各切換電圧（第１〜第４電圧）Ｖ１〜Ｖ４の電圧値は、各駆動モードで電力変換回路を動作させたときの出力電圧Ｖｏｕｔと駆動周波数との関係を測定し、その測定結果から、電力変換回路の駆動周波数が最も高くなるよう、各駆動モードの出力電圧範囲を選択することにより求めた値である。

このため、請求項１０に記載の駆動方法によれば、電力変換回路を電流境界モードで駆動し、負電圧から電源電圧Ｖｉｎよりも高い正電圧までの広範囲に渡って出力電圧Ｖｏｕｔを制御する際に、最も高い駆動周波数で電力変換回路を制御して、出力電圧をより応答性よく指令電圧に制御することができるようになる。

次に、請求項１１、１２に記載の発明は、請求項１〜５の何れかに記載の電力変換回路を駆動して、電力変換回路からの出力電圧を外部からの指令電圧に制御する駆動装置に関するものである。

そして、請求項１１に記載の駆動装置においては、駆動モード選択手段が、電圧検出手段にて検出された出力電圧に基づき、電力変換回路の駆動モードとして上述した第１〜第５駆動モードの何れかを選択し、比率演算手段が、その検出された出力電圧と外部からの指令電圧とに基づき、各駆動モードで２つのスイッチを交互にオンする際のオン時間の比率を演算し、駆動手段が、一定の駆動周期毎に、駆動モード選択手段にて選択された駆動モードで使用される２つのスイッチを、比率演算手段にて算出された比率で交互にオンさせる。

従って、請求項１１に記載の駆動装置によれば、請求項８に記載の駆動方法に従い電力変換回路を駆動し、電力変換回路からの出力電圧を、負電圧から電源電圧よりも高い正電圧までの広範囲に渡って制御することができるようになる。

また、請求項１２に記載の駆動装置においては、駆動モード選択手段が、電圧検出手段にて検出された出力電圧に基づき、電力変換回路の駆動モードとして上述した第１〜第５駆動モードの何れかを選択し、オン時間算出手段が、駆動モード選択手段にて選択された駆動モードで使用される２つのスイッチの駆動一周期毎に、出力電圧と指令電圧と負荷電流とに基づき、出力電圧を指令電圧に制御するのに必要なスイッチのオン時間を算出し、駆動手段が、その算出されたオン時間の間、駆動モード選択手段にて選択された駆動モードで使用される２つのスイッチの一方をオンし、オン時間経過後は、トランスの各巻線に流れる電流が零になるまで、２つのスイッチの他方をオンする。

従って、請求項１２に記載の駆動装置によれば、請求項９に記載の駆動方法に従い電力変換回路を電流境界モードで駆動することができる。よって、この駆動装置によれば、電力変換回路からの出力電圧を、負電圧から電源電圧よりも高い正電圧までの広範囲に渡って制御できるだけでなく、電力変換回路の駆動周期毎にターンオン損失が生じるのを防止し、制御の応答性を向上することができる。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された第１実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、本発明が適用された電力変換回路１０（図２参照）を備え、この電力変換回路１０を、昇圧型、昇降圧型、降圧型、反転出力昇降圧型、若しくは、反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることで、直流電源２０（図２参照）の負極側を基準電位（グランドＧＮＤ：０Ｖ）として、そのグランド電圧（０Ｖ）よりも低い負電圧から、グランド電圧（０Ｖ）よりも高く、しかも、直流電源２０の電源電圧Ｖｉｎよりも更に高い正電圧までの電圧範囲内で出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、負荷２に供給するためのものである。

ここで、電力変換回路１０は、図２に示すように、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２の巻数比が１対１に設定されたトランス１２を備える。そして、トランス１２の一次巻線Ｌ１は、一端が、直流電源２０の正極側に直接接続されており、他端が、第２スイッチＳＷ２を介して、直流電源２０の負極側（つまりグランドＧＮＤ）に接続されている。

また、トランス１２の二次巻線Ｌ２は、一次巻線Ｌ１とは位相が逆になるように、一端が、直流電源２０の負極側（グランドＧＮＤ）に直接接続されており、他端が、第１スイッチＳＷ１を介して、直流電源２０の正極側に接続されている。

また、電力変換回路１０には、一端がグランドＧＮＤに接地された電圧出力用のコンデンサ１４が設けられており、このコンデンサ１４の他端は、第３スイッチＳＷ３を介して、二次巻線Ｌ２と第１スイッチＳＷ１との接続点に接続されると共に、第４スイッチＳＷ４を介して、一次巻線Ｌ１と第２スイッチＳＷ２との接続点に接続されている。

なお、上記第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４は、電流を双方向に通電かつ遮断可能な双方向スイッチにて構成されている。
このように構成された本実施形態の電力変換回路１０においては、第１スイッチＳＷ１と第３スイッチＳＷ３とをオフ状態に保持した状態で、第２スイッチＳＷ２と第４スイッチＳＷ４とを交互にオンすれば、図３に示すように、一次巻線Ｌ１に電流Ｉｔ１が流れて、電源電圧Ｖｉｎよりも高い出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ）を生成可能な昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる（昇圧モードＡ）。

また、電力変換回路１０は、第１スイッチＳＷ１と第４スイッチＳＷ４とをオフ状態に保持した状態で、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３とを交互にオンすれば、図４に示すように、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２に電流Ｉｔ１、Ｉｔ２が流れて、グランド電圧（０Ｖ）よりも高い出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＞０）を生成可能な昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる（昇降圧モードＢ）。

また、電力変換回路１０は、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とをオフ状態に保持した状態で、第４スイッチＳＷ４と第３スイッチＳＷ３とを交互にオンすれば、図５に示すように、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２に電流Ｉｔ１、Ｉｔ２が流れて、電源電圧Ｖｉｎよりも低い正の出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ＞０）を生成可能な降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる（降圧モードＣ）。

また、電力変換回路１０は、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３とをオフ状態に保持した状態で、第４スイッチＳＷ４と第１スイッチＳＷ１とを交互にオンすれば、図６に示すように、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２に電流Ｉｔ１、Ｉｔ２が流れて、電源電圧Ｖｉｎよりも低い出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ）を生成可能な反転出力昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる（反転出力昇降圧モードＤ）。

また、電力変換回路１０は、第２スイッチＳＷ２と第４スイッチＳＷ４とをオフ状態に保持した状態で、第３スイッチＳＷ３と第１スイッチＳＷ１とを交互にオンするようにすれば、図７に示すように、二次巻線Ｌ２に電流Ｉｔ２が流れて、グランド電圧（０Ｖ）よりも低い負の出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔ＜０）を生成可能な反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる（反転出力昇圧モードＥ）。

なお、図３〜図７は、電力変換回路１０を上記各動作モードＡ〜Ｅで動作させた際にトランス１２の各巻線Ｌ１、Ｌ２に流れる電流Ｉｔ１、Ｉｔ２と、電力変換回路１０から負荷２に流れる負荷電流Ｉｏｕｔとの関係を表しており、各図において動作モードの識別記号Ａ〜Ｅに付与した数値１〜４のうち、数値１，２（つまりＡ１，Ａ２〜Ｅ１，Ｅ２）は、負荷電流Ｉｏｕｔが電力変換回路１０から負荷２側に流れる正電流（Ｉｏｕｔ＞０）であるときの動作を表し、数値３，４（つまりＡ３，Ａ４〜Ｅ３，Ｅ４）は、負荷電流Ｉｏｕｔが負荷２から電力変換回路１０側に流れ込む負電流（Ｉｏｕｔ＜０）であるときの動作を表している。

このように本実施形態の電力変換回路１０によれば、動作モードを、昇圧モードＡ、昇降圧モードＢ、降圧モードＣ、反転出力昇降圧モードＤ、反転出力昇圧モードＥの何れかに切り換えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを、グランド電圧（０Ｖ）よりも低い負電圧から電源電圧Ｖｉｎよりも高い正電圧まで広範囲に変化させることができる。

そこで、本実施形態の電力変換装置には、図１に示すように、電力変換回路１０から負荷２への出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出回路３、電圧検出回路３にて検出された出力電圧Ｖｏｕｔと外部から入力される指令電圧との偏差を算出する偏差演算部４、この偏差演算部４にて算出された偏差及びその積分値と予め設定された比例定数及び積分定数とに基づき、偏差を零にするのに必要な電力変換回路１０の制御量（本実施形態ではスイッチング比率）を算出する制御量演算部５、電圧検出回路３にて検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、電力変換回路１０を上記５つの動作モードＡ〜Ｅの何れで駆動するかを判定するモード判定部６、及び、このモード判定部６にて判定された駆動モードと制御量演算部５にて算出された制御量とに基づき電力変換回路１０を制御する制御部８、が設けられている。

ここで、モード判定部６は、出力電圧Ｖｏｕｔと予め設定されたモード判定用の判定電圧Ｖ１〜Ｖ４とを比較することで、電力変換回路１０を上記５つの動作モードＡ〜Ｅの何れで動作させるかを決定して、その動作モードに対応した電力変換回路１０の駆動モードを制御部８に指令するものであり、モード判定用の判定電圧Ｖ１〜Ｖ４は、例えば、図８に示す如く設定されている。

すなわち、図８は、電力変換回路１０からの出力電圧Ｖｏｕｔを正弦波状に変化させたときの出力電圧Ｖｏｕｔと、判定電圧Ｖ１〜Ｖ４と、電力変換回路１０の動作モードとの関係を表している。

この図８に示すように、判定電圧Ｖ１には、電源電圧Ｖｉｎよりも高い電圧値が設定されており、判定電圧Ｖ２には、グランド電圧（０Ｖ）と電源電圧Ｖｉｎとの間で、電源電圧Ｖｉｎに近い電圧値が設定されており、判定電圧Ｖ３には、グランド電圧（０Ｖ）と電
源電圧Ｖｉｎとの間で、グランド電圧（０Ｖ）に近い（換言すれば判定電圧Ｖ２よりも低い）電圧値が設定されており、判定電圧Ｖ４には、グランド電圧（０Ｖ）よりも低い電圧値が設定されている。

そして、モード判定部６は、図８に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが判定電圧Ｖ１以上（Ｖｏｕｔ≧Ｖ１）であるときには、電力変換回路１０を昇圧モードＡで動作させる駆動モードを選択し、出力電圧Ｖｏｕｔが判定電圧Ｖ２と判定電圧Ｖ１との間（Ｖ２≦Ｖｏｕｔ＜Ｖ１）にあるときには、電力変換回路１０を昇降圧モードＢで動作させる駆動モードを選択し、出力電圧Ｖｏｕｔが判定電圧Ｖ３と判定電圧Ｖ２との間（Ｖ３≦Ｖｏｕｔ＜Ｖ２）にあるときには、電力変換回路１０を降圧モードＣで動作させる駆動モードを選択し、出力電圧Ｖｏｕｔが判定電圧Ｖ４と判定電圧Ｖ３との間（Ｖ４≦Ｖｏｕｔ＜Ｖ３）にあるときには、電力変換回路１０を反転出力昇降圧モードＤで動作させる駆動モードを選択し、出力電圧Ｖｏｕｔが判定電圧Ｖ４未満（Ｖｏｕｔ＜Ｖ４）であるときには、電力変換回路１０を反転出力昇圧モードＥで動作させる駆動モードを選択する。

一方、制御部８は、モード判定部６から指令される駆動モードに基づき、電力変換回路１０を駆動する際に交互にオンさせる２つのスイッチを選択し、制御量演算部５で算出された制御量（スイッチング比率）に基づき、一定の駆動周期毎に２つのスイッチを交互にオンさせるためのＰＷＭ信号を生成して、電力変換回路１０に出力することで、電力変換回路１０を駆動する。

この結果、本実施形態の電力変換装置によれば、電力変換回路１０からの出力電圧Ｖｏｕｔを、外部から入力される指令電圧に応じて、グランド電圧（０Ｖ）よりも低い負電圧から電源電圧Ｖｉｎよりも高い正電圧までの広範囲に渡って変化させることができるようになり、図８に示すような交流電圧の生成にも利用することができる。

なお、本実施形態においては、電圧検出回路３が請求項１１に記載の電圧検出手段に相当し、モード判定部６が請求項１１に記載の駆動モード選択手段に相当し、制御量演算部５が請求項１１に記載の比率演算手段に相当し、制御部８が請求項１１に記載の駆動手段に相当する。

また、上記説明ではスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は単に双方向スイッチであるとして説明したが、この双方向スイッチとしては、図９（ａ）に示すように、逆並列ダイオード１５を有する一対のＭＯＳＦＥＴ１６を、逆並列ダイオード１５が互いに逆方向を向くように接続することによって構成したもの、或いは、図９（ｂ）に示すように、逆並列ダイオード１７を有する一対のＩＧＢＴ１８を、逆並列ダイオード１７が互いに逆方向を向くように接続することによって構成したものを使用することができる。また、近年では、電力損失の少ない双方向スイッチとして、図９（ｃ）に示すように、一対の逆阻止ＩＧＢＴ１９を逆並列接続したものも知られているが、この種の双方向スイッチを、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４として用いるようにしてもよい。
［第２実施形態］
次に、図１０は、本発明が適用された第２実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。

本実施形態の電力変換装置は、第１実施形態と同様、図２に示した電力変換回路１０を備え、この電力変換回路１０を、昇圧型、昇降圧型、降圧型、反転出力昇降圧型、若しくは、反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることで、負電圧から正電圧まで広範囲に渡って出力電圧Ｖｏｕｔを調整できるようにしたものである。

そして、本実施形態の電力変換装置は、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧検出回路３にて検出し
、その検出結果（出力電圧Ｖｏｕｔ）に基づき、電力変換回路１０が上記５つの動作モードＡ〜Ｅの何れかになるよう、電力変換回路１０の駆動モードをモード判定部６で設定する点では、第１実施形態の電力変換装置と同じであるが、各駆動モードで電力変換回路１０を駆動する際の駆動方式が、第１実施形態の電力変換装置とは異なる。

つまり、第１実施形態の電力変換装置では、各駆動モードで使用する２つのスイッチを一定の駆動周期内で交互にオンすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを指令電圧に制御しているが、このような駆動方法では、駆動周期の切り変わり時に、トランス１２の巻線に電流が流れていて、次の駆動周期でスイッチをオンする際にターンオン損失が発生することがある。

そこで、本実施形態では、こうしたターンオン損失をなくすために、２つのスイッチを交互にオンする駆動周期毎に、トランスの巻線に流れる電流を零に戻す、所謂電流境界モードによる駆動方法を採用している。

以下、この駆動方法を実現するためになされた本実施形態の電力変換装置の構成について説明する。
まず、電流境界モードによる駆動方法では、出力電圧Ｖｏｕｔを指令電圧に制御するのに必要な駆動周期（駆動周波数）が、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変化し、しかも、その駆動周期（駆動周波数）は、電力変換回路１０の動作モードＡ〜Ｅによって異なる。

そこで、本実施形態では、図１１に示すように、電力変換回路１０を各動作モードＡ〜Ｅで動作させたときの出力電圧Ｖｏｕｔと駆動周波数との関係を測定し、その測定結果から、電力変換回路１０の駆動周波数が最も高くなるよう、動作モードＡ〜Ｅの切換電圧となるモード判定部６内の判定電圧Ｖ１〜Ｖ４を設定している。

つまり、図１１に示す測定結果から、昇圧モードＡと昇降圧モードＢとの間の切換電圧となる判定電圧Ｖ１には、電源電圧Ｖｉｎの約「（１＋√５）／２」倍の電圧値を設定すればよく、昇降圧モードＢと降圧モードＣとの間の切換電圧となる判定電圧Ｖ２には、電源電圧Ｖｉｎの約「（−１＋√５）／２」倍の電圧値を設定すればよく、降圧モードＣと反転出力昇降圧モードＤとの間の切換電圧となる判定電圧Ｖ３には、電源電圧Ｖｉｎの約「（３−√５）／２」倍の電圧値に設定すればよく、反転出力昇降圧モードＤと反転出力昇圧モードＥとの間の切換電圧となる判定電圧Ｖ４は、電源電圧Ｖｉｎの約「（１−√５）／２」倍の電圧値に設定すればよいことがわかった。

このため、モード判定部６で動作モードの判定（換言すれば駆動モードの決定）に使用される判定電圧Ｖ１〜Ｖ４は、それぞれ、Ｖ１＝Ｖｉｎ×（１＋√５）／２、Ｖ２＝Ｖｉｎ×（−１＋√５）／２、Ｖ３＝Ｖｉｎ×（３−√５）／２、Ｖ４＝Ｖｉｎ×（１−√５）／２となるように設定されている。

一方、電流境界モードで電力変換回路を駆動するには、出力電圧Ｖｏｕｔを指令電圧に制御するのに必要なスイッチのオン時間を設定する必要があるが、駆動周期内で最初にスイッチをオンした際にトランス１２に蓄積されるエネルギの量は、出力電圧によって変化し、また、出力電圧Ｖｏｕｔを指令電圧に制御するのに必要なエネルギの量も、出力電圧Ｖｏｕｔと指令電圧との偏差やその偏差の積分値、負荷電流等で変化する。

そこで、本実施形態の電力変換装置には、負荷電流検出回路（図示せず）を利用して、電力変換回路１０から負荷２に流れる負荷電流を検出し、その検出された負荷電流と出力電圧Ｖｏｕｔと指令電圧とに基づき、モード判定部６にて決定された駆動モードで出力電
圧Ｖｏｕｔを指令電圧に制御するのに必要なスイッチのオン時間を、電力変換回路１０に対する最初の出力パルス幅として算出する、出力パルス幅演算部７が設けられている。

そして、制御部９は、モード判定部６で設定された駆動モードで、駆動周期内に最初にオンすべきスイッチに対し、出力パルス幅演算部７にて算出された出力パルス幅のパルス信号を出力することで、そのスイッチを上記オン時間だけオンさせ、そのオン時間が経過すると、オンするスイッチを、駆動モードでオンすべきもう一方のスイッチに切り換え、その後、トランス１２の各巻線Ｌ１、Ｌ２に流れる電流（図に示す一次電流、二次電流）が零になるまで、そのスイッチのオン状態を継続する、といった手順で、駆動モードに対応した２つのスイッチを順にオンさせる。

また、制御部９は、トランス１２の各巻線Ｌ１、Ｌ２に流れる電流（図に示す一次電流、二次電流）が零になると、電力変換回路１０の駆動が一周期分完了したと判断して、現在の駆動モードで最初にオンすべきスイッチに対するパルス信号の出力を再度実行することで、次の駆動周期に移行し、その後は、上記と同様の手順で、２つのスイッチを交互にオンさせる。

従って、本実施形態の電力変換装置によれば、図１２〜図１６に示すように、電力変換回路１０を５つの動作モードＡ〜Ｅの何れの動作モードで動作させても、電力変換回路１０内の２つのスイッチを交互にオンさせる駆動一周期毎に、トランス１２の各巻線Ｌ１、Ｌ２に流れる電流を零に戻すことができる。このため、本実施形態によれば、電力変換回路１０内で上述したターンオン損失が生じるのを防止し、制御の応答性を向上することができる。

なお、図１２〜図１６は、上記動作モードＡ〜Ｅ毎に、電力変換回路１０を電流境界モードで動作させたときに、トランス１２の各巻線Ｌ１、Ｌ２に流れる電流Ｉｔ１、Ｉｔ２と、電力変換回路１０から負荷２に流れる負荷電流Ｉｏｕｔとの関係を表している。

そして、本実施形態においては、電圧検出回路３が請求項１２に記載の電圧検出手段に相当し、モード判定部６が請求項１２に記載の駆動モード選択手段に相当し、出力パルス幅演算部７が請求項１２に記載のオン時間算出手段に相当し、制御部９が請求項１２に記載の駆動手段に相当する。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて、種々の態様をとることができる。
例えば、本発明の電力変換回路は、上記各実施形態に記載のように、交互にオンするスイッチを変更することで、昇圧型、昇降圧型、降圧型、反転出力昇降圧型、若しくは、反転出力昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができるが、本発明の電力変換回路は、必ずしも、これら５つの動作モードＡ〜Ｅの中から所望の動作モードを選択できるように、５つの駆動モードを設定しておく必要はなく、出力電圧の用途に応じて、切り換え可能な動作モードの種類（換言すれば駆動モードの種類）を４種類或いは３種類へと減らすようにしてもよい。

また、電力変換回路１０の動作モード（換言すれば駆動モード）の切り換えに使用する出力電圧Ｖｏｕｔの判定電圧Ｖ１〜Ｖ４についても、上記各実施形態に記載のものから適宜変更してもよい。

第１実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 実施形態の電力変換回路の回路構成を表す回路図である。 電力変換回路を動作モードＡで動作させたときの電流変化を表す説明図である。 電力変換回路を動作モードＢで動作させたときの電流変化を表す説明図である。 電力変換回路を動作モードＣで動作させたときの電流変化を表す説明図である。 電力変換回路を動作モードＤで動作させたときの電流変化を表す説明図である。 電力変換回路を動作モードＥで動作させたときの電流変化を表す説明図である。 出力電圧Ｖｏｕｔと判定電圧Ｖ１〜Ｖ４と動作モードとの関係を表す説明図である。 電力変換回路内の各スイッチの具体的構成例を表す回路図である。 第２実施形態の電力変換装置全体の構成を表すブロック図である。 電流境界モードで電力変換回路の出力電圧と駆動周波数との関係を測定した測定結果を表す説明図である。 第２実施形態の動作モードＡでの電流変化を表す説明図である。 第２実施形態の動作モードＢでの電流変化を表す説明図である。 第２実施形態の動作モードＣでの電流変化を表す説明図である。 第２実施形態の動作モードＤでの電流変化を表す説明図である。 第２実施形態の動作モードＥでの電流変化を表す説明図である。 従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を表す回路図である。

符号の説明

２…負荷、３…電圧検出回路、４…偏差演算部、５…制御量演算部、６…モード判定部、７…出力パルス幅演算部、８，９…制御部、１０…電力変換回路、１２…トランス、Ｌ１…一次巻線、Ｌ２…二次巻線、１４…コンデンサ、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＳＷ４…第４スイッチ、１５，１７…逆並列ダイオード、１６…ＭＯＳＦＥＴ、１８…ＩＧＢＴ、１９…逆阻止ＩＧＢＴ、２０…直流電源、２１，２２…スイッチ、２３…コイル、２４，２６…ダイオード、２５，２７…コンデンサ、３０…制御回路、３１，３２…負荷。

Claims (12)

1. 一端が直流電源の正極側に接続された一次巻線と、該一次巻線と位相が逆になるように一端が前記直流電源の負極側に接続された二次巻線とからなり、各巻線の巻数比が１対１に設定されたトランスと、
   一端が前記直流電源の負極側に接続された電圧出力用のコンデンサと、
   前記トランスの二次巻線の他端と前記直流電源の正極側との間に設けられた第１スイッチと、
   前記トランスの一次巻線の他端と前記直流電源の負極側との間に設けられた第２スイッチと、
   前記トランスの二次巻線の他端と前記コンデンサの他端との間に設けられた第３スイッチと、
   前記トランスの一次巻線の他端と前記コンデンサの他端との間に設けられた第４スイッチと、
   を備えたことを特徴とする電力変換回路。
2. 前記第１スイッチ〜第４スイッチは、電流を双方向に通電かつ遮断可能な双方向スイッチからなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
3. 前記双方向スイッチは、逆並列ダイオードを有し、該逆並列ダイオードが互いに逆方向を向くように接続された一対のＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とする請求項２に記載の電力変換回路。
4. 前記双方向スイッチは、逆並列ダイオードを有し、該逆並列ダイオードが互いに逆方向を向くように接続された一対のＩＧＢＴからなることを特徴とする請求項２に記載の電力変換回路。
5. 前記双方向スイッチは、互いに逆並列接続された一対の逆阻止ＩＧＢＴからなることを特徴とする請求項２に記載の電力変換回路。
6. 請求項１〜５の何れかに記載の電力変換回路を駆動して、当該電力変換回路からの出力電圧を、前記直流電源の負極側を基準電位として、該基準電位よりも低い負電圧から前記直流電源の正極側よりも高い正電圧までの任意の電圧に制御するための駆動方法であって、
   前記出力電圧に応じて、前記電力変換回路の駆動モードを、
   前記第２スイッチと前記第４スイッチとを交互にオンし、他のスイッチをオフ状態に保持する第１駆動モードと、
   前記第２スイッチと前記第３スイッチとを交互にオンし、他のスイッチをオフ状態に保持する第２駆動モードと、
   前記第４スイッチと前記第３スイッチとを交互にオンし、他のスイッチをオフ状態に保持する第３駆動モードと、
   前記第４スイッチと前記第１スイッチとを交互にオンし、他のスイッチをオフ状態に保持する第４駆動モードと、
   前記第３スイッチと前記第１スイッチとを交互にオンし、他のスイッチをオフ状態に保持する第５駆動モードと、
   の何れかに切り換えることを特徴とする電力変換回路の駆動方法。
7. 前記出力電圧が、前記直流電源の電源電圧よりも高い第１電圧以上であるとき、前記第１駆動モードを選択し、
   前記出力電圧が、前記直流電源の電源電圧よりも低い第２電圧以上、且つ、前記第１電
   圧未満、となる電源電圧付近であるとき、前記第２駆動モードを選択し、
   前記出力電圧が、前記基準電位に対応したグランド電圧よりも高い第３電圧以上、且つ、前記第２電圧未満であるとき、前記第３駆動モードを選択し、
   前記出力電圧が、前記基準電位に対応したグランド電圧よりも低い第４電圧以上、且つ、前記第３電圧未満、となるグランド電圧付近であるとき、前記第４駆動モードを選択し、
   前記出力電圧が、前記基準電位に対応したグランド電圧よりも低い第４電圧未満であるとき、前記第５駆動モードを選択する、
   ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換回路の駆動方法。
8. 前記各駆動モードでは、前記出力電圧が外部からの指令電圧となるよう、一定の駆動周期内に前記各スイッチを交互にオンする比率を制御することを特徴とする請求項７に記載の電力変換回路の駆動方法。
9. 前記各駆動モードでは、前記各スイッチの駆動一周期毎に、
   前記出力電圧と外部からの指令電圧と前記電力変換回路に接続された負荷に流れる負荷電流とに基づき、前記出力電圧を前記指令電圧に制御するのに必要なスイッチのオン時間を算出し、該算出したオン時間の間、一方のスイッチをオンし、該オン時間経過後は、前記トランスの各巻線に流れる電流が零になるまで、他方のスイッチをオンすることを特徴とする請求項７に記載の電力変換回路の駆動方法。
10. 前記第１電圧は、前記電源電圧の約「（１＋√５）／２」倍の電圧値であり、
    前記第２電圧は、前記電源電圧の約「（−１＋√５）／２」倍の電圧値であり、
    前記第３電圧は、前記電源電圧の約「（３−√５）／２」倍の電圧値であり、
    前記第４電圧は、前記電源電圧の約「（１−√５）／２」倍の電圧値である、
    ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換回路の駆動方法。
11. 請求項１〜５の何れかに記載の電力変換回路を駆動し、該電力変換回路からの出力電圧を外部からの指令電圧に制御する電力変換回路の駆動装置であって、
    前記電力変換回路からの出力電圧を検出する電圧検出手段と、
    該電圧検出手段にて検出された出力電圧に基づき、前記電力変換回路の駆動モードとして、前記電力変換回路の第２スイッチと第４スイッチとを交互にオンする第１駆動モード、前記電力変換回路の第２スイッチと第３スイッチとを交互にオンする第２駆動モード、前記電力変換回路の第４スイッチと第３スイッチとを交互にオンする第３駆動モード、前記電力変換回路の第４スイッチと第１スイッチとを交互にオンする第４駆動モード、及び、前記電力変換回路の第３スイッチと第１スイッチとを交互にオンする第５駆動モード、の何れかを選択する駆動モード選択手段と、
    前記電圧検出手段にて検出された出力電圧と外部からの指令電圧とに基づき、前記各駆動モードで２つのスイッチを交互にオンする際のオン時間の比率を演算する比率演算手段と、
    予め設定された一定の駆動周期毎に、前記駆動モード選択手段にて選択された駆動モードで使用される２つのスイッチを、前記比率演算手段にて算出された比率で交互にオンさせる駆動手段と、
    を備えたことを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
12. 請求項１〜５の何れかに記載の電力変換回路を駆動し、該電力変換回路からの出力電圧を外部からの指令電圧に制御する電力変換回路の駆動装置であって、
    前記電力変換回路からの出力電圧を検出する電圧検出手段と、
    該電圧検出手段にて検出された出力電圧に基づき、前記電力変換回路の駆動モードとして、前記電力変換回路の第２スイッチと第４スイッチとを交互にオンする第１駆動モード
    、前記電力変換回路の第２スイッチと第３スイッチとを交互にオンする第２駆動モード、前記電力変換回路の第４スイッチと第３スイッチとを交互にオンする第３駆動モード、前記電力変換回路の第４スイッチと第１スイッチとを交互にオンする第４駆動モード、及び、前記電力変換回路の第３スイッチと第１スイッチとを交互にオンする第５駆動モード、の何れかを選択する駆動モード選択手段と、
    該駆動モード選択手段にて選択された駆動モードで使用される２つのスイッチの駆動一周期毎に、前記出力電圧と外部からの指令電圧と前記電力変換回路に接続された負荷に流れる負荷電流とに基づき、前記出力電圧を前記指令電圧に制御するのに必要なスイッチのオン時間を算出するオン時間算出手段と、
    該オン時間算出手段にて算出されたオン時間の間、前記駆動モード選択手段にて選択された駆動モードで使用される２つのスイッチの一方をオンし、該オン時間経過後は、前記トランスの各巻線に流れる電流が零になるまで、該２つのスイッチの他方をオンする駆動手段と、
    を備えたことを特徴とする電力変換回路の駆動装置。