JP5513829B2 - 電流駆動回路 - Google Patents

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Description

本発明は発光ダイオード（ＬＥＤ：Light Emitting Diode）等の負荷に電流を供給する電流駆動回路に関する。
近年、電子機器の光源に多用される発光ダイオード（ＬＥＤ）は、低消費電力・長寿命・小型という特徴を有している。電流駆動回路は、このような発光素子を点灯するのに必要な順方向電流を供給する。
このような従来の電流駆動回路においては、図７に示すように、入力電源１を直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ２が用いられており、このＤＣ−ＤＣコンバータの出力にＬＥＤ３と電流検出抵抗４０の直列回路を接続し、ＬＥＤ３を流れる電流による電流検出抵抗４０での電圧降下が所定値に安定化するように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を制御していた（特許文献１参照）。図７に示した従来の電流駆動回路では、入力電源１として３．５Ｖ程度のＬｉイオン電池、出力には数Ｖの順方向電圧のＬＥＤ３を多段接続する場合を想定して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を昇圧コンバータにより構成している。
図７の昇圧コンバータであるＤＣ−ＤＣコンバータ２は、入力電源１に接続されるコイル２０、コイル２０の他端に接続されるスイッチ素子２１とダイオード２２、ダイオード２２のカソードに接続される出力コンデンサ２３、及び電流検出抵抗４０の電圧である帰還電圧Ｖfbを所定値に安定化するようにスイッチ素子２１を駆動制御する制御回路２４で構成される。スイッチ素子２１がオン状態の時、コイル２０には入力電圧Ｖｉが印加されてコイル２０に電流が流れると共にエネルギーが蓄えられる。次に、スイッチ素子２１がオフ状態になると、入力電源１からコイル２０とダイオード２２を介して出力コンデンサ２３を充電する電流が流れると共に、コイル２０に蓄えられたエネルギーが放出される。以上の動作を繰り返すことによって出力コンデンサ２３には出力電圧Ｖｏが生成され、ＬＥＤ３に電流Ｉｌｅｄを供給する。
昇圧コンバータであるＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチ素子２１のデューティ比（スイッチング周期に占めるＯＮ時間の割合）Ｄとし、ダイオード２２の順方向電圧などの電圧降下を無視すると、入出力電圧の関係は次式（１）で表される。
Figure 0005513829
制御回路２４には、ＬＥＤ３への供給電流Ｉｌｅｄが流れることによって発生する電流検出抵抗４０での電圧降下が帰還電圧Ｖｆｂとして入力され、この帰還電圧Ｖｆｂが所定値となるように、スイッチ素子２１のデューティ比Ｄを調整しながらスイッチ素子２１をオンオフ駆動する。以上の動作によってＬＥＤ３への供給電流Ｉｌｅｄは安定化制御される。
特開２００３−１５２２２４号公報 特開平３−１２８６６７号公報
しかしながら、上記のような従来の昇圧構成の電流駆動回路では、低入力で高出力という入出力条件の場合、負荷であるＬＥＤ３に流れる電流を検出して、安定化するフィードバック制御を行うことが困難になるという問題がある。
ＬＥＤ３の順方向電圧の総和をVf、電流検出抵抗４０の抵抗値Rs、コイル２０のインダクタンスＬ、出力コンデンサ２３の静電容量Ｃとすると、デューティ比の交流変動^dによる帰還電圧Ｖｆｂの交流変動^Vfbを表す伝達関数は、次式（２）で表される。
Figure 0005513829
この伝達関数にはＲＨＰゼロ点 (1＋Vf/Vfb)(1-Ｄ)２Rs／Ｌと２次の極 (1−Ｄ)／√(ＬＣ) があり、それらの周波数はデューティ比Ｄが大きくなるほど低くなる。即ち、低入力で高出力ほど大きくなるデューティ比ＤによってＲＨＰゼロ点と２次の極は低周波化してくる。２次の極は、位相を１８０度遅らせてしまい、ＲＨＰゼロ点は位相を９０度遅らせながら利得を増加させていく。このため、帰還系では、２次の極近辺にゼロ点を２つ設けて相殺し、さらにＲＨＰゼロ点より充分低い周波数領域に開ループゲイン交点を設定することにより、ゲイン余裕や位相余裕を確保している。昇圧コンバータ（昇降圧コンバータも同様）の場合、ＲＨＰゼロ点と２次の極は低周波化してくると、位相補償に用いるＣＲ定数が大きくなる上に過渡応答性能が低速化せざるを得なくなる。
前記に鑑み、本発明は、負荷電流を帰還することなく、安定した動作が可能な電流駆動回路の提供を目的とする。
前記の目的を達成するため、本発明の第１の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、
前記コンバータ部は昇圧コンバータであり、
前記入力電圧補償回路は、入力電圧が高くなるほど低くなる補償信号を生成するよう構成されている。このように構成された本発明の電流駆動回路は、負荷電流を帰還させることなく、安定な電流を負荷に供給することができる。
本発明の第２の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、前記コンバータ部が昇圧コンバータであり、前記入力電圧補償回路は、入力電圧に反比例した補償信号を生成するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電流駆動回路は、負荷に対して安定した電流を供給することができる。
本発明の第３の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備え、
前記コンバータ部は、昇圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、入力電圧補償回路と比較器とスイッチ駆動回路を有する制御回路により前記コンバータ部のスイッチ素子が駆動制御されるよう構成された電流駆動回路において、前記コンバータ部が降圧コンバータである場合は、前記補償信号の代わりに前記入力電圧に依らない固定値の信号が用いる構成としてもよい。このように構成された本発明の電流駆動回路は、負荷電流を入力電圧に依らずに安定して供給することができる。
本発明の第４の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備え、
前記コンバータ部は、昇圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、入力電圧補償回路と比較器とスイッチ駆動回路を有する制御回路により前記コンバータ部のスイッチ素子が駆動制御されるよう構成された電流駆動回路において、前記制御回路にスイッチ回路が設けられており、前記スイッチ回路は、前記コンバータ部が昇圧コンバータの場合、前記補償信号を選択し、前記コンバータ部が降圧コンバータの場合、固定値の信号を選択して、選択した信号を前記検出信号と比較する前記比較器に入力するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電流駆動回路は、昇圧構成と降圧構成を兼用することができる。
本発明の第５の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備え、
前記コンバータ部は、昇圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、入力電圧補償回路と比較器とスイッチ駆動回路を有する制御回路により前記コンバータ部のスイッチ素子が駆動制御されるよう構成された電流駆動回路において、前記制御回路は、前記出力電圧の検出値が入力される出力電圧検出端子と、
前記出力電圧検出端子に入力された検出値が第１の所定値以上の場合は、前記コンバータ部を昇圧コンバータであるとして、前記スイッチ回路に前記補償信号を選択させ、前記出力電圧検出端子に入力された検出値が第１の所定値より低い場合は、前記コンバータ部を降圧コンバータであるとして、前記スイッチ回路に前記固定値の信号を選択させる選択回路と、
前記出力電圧検出端子に入力された検出値が第２の所定値以上の場合は、前記コンバータ部の動作を停止する過電圧保護回路と、を有する。このように構成された本発明の電流駆動回路は、過電圧保護機能を有するとともに昇圧構成と降圧構成を兼用する構成を有し、さらに各構成の判別を自動的に行うことができる。
本発明の第６の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、前記コンバータ部は、昇降圧コンバータであり、
前記入力電圧補償回路は、前記コンバータ部の出力電圧と入力電圧の和に比例し、入力電圧に反比例した補償信号を生成するよう構成してもよい。このように構成された本発明の電流駆動回路は、負荷電流を帰還することなく、安定した電流を負荷に供給することができる。
本発明の第７の観点の電流駆動回路は、
スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、前記コンバータ部は、昇降圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、前記入力電圧補償回路は、前記コンバータ部の出力電圧と入力電圧の和に比例し、入力電圧に反比例した補償信号を生成するよう構成されており、
前記コンバータ部が昇降圧コンバータの場合は前記補償信号を選択し、前記コンバータ部が降圧コンバータの場合は固定値の信号を選択するスイッチ回路を有し、前記スイッチ回路は選択した信号を前記検出信号と比較する前記比較器に入力するよう構成されている。このように構成された本発明の電流駆動回路は、コンバータ部が昇降圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであっても、負荷電流を帰還させることなく、安定した電流を負荷に供給することができる。
本発明の電流駆動回路によれば、負荷電流を帰還することなく、スイッチ素子の電流を入力電圧による補正をかけて制御することにより、安定な負荷電流を供給することができる。また、本発明の構成においては、昇圧コンバータ又は降圧コンバータに対して容易に適用でき、さらに過電圧保護機能を利用して昇圧コンバータと降圧コンバータの構成の判別が可能であるため、昇圧コンバータと降圧コンバータのいずれの構成にも適用することが可能である。さらに、本発明の電流駆動回路においては、昇降圧コンバータにも適用でき、安定な電流を負荷に供給することができる。
本発明に係る実施例１の電流駆動回路を示しており、（ａ）はその回路構成図、（ｂ）は動作波形図である。 本発明に係る実施例２の電流駆動回路の回路構成図である。 実施例２の電流駆動回路の他の構成を示す回路構成図である。 本発明に係る実施例３の電流駆動回路の回路構成図であり、（ａ）は昇圧構成、（ｂ）は降圧構成を示す。 本発明に係る実施例４の電流駆動回路の回路構成図であり、（ａ）は昇圧構成、（ｂ）は降圧構成を示す。 本発明に係る実施例５の電流駆動回路の回路構成図である。 従来の電流駆動回路の回路構成図である。
以下、本発明の電流駆動回路の好適な実施例について、添付の図面を参照しながら説明する。
まず、本発明に係る実施例１の電流駆動回路について、図１の（ａ）及び（ｂ）を参照しながら説明する。図１（ａ）は本発明に係る実施例１の電流駆動回路の回路構成図である。
図１（ａ）において、符号１はバッテリーなどの入力直流電源であり、入力直流電圧Ｖｉを供給する。符号２ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータである昇圧コンバータ部であり、入力電源１に接続されるコイル２０、コイル２０の他端に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチ素子２１とダイオード２２、及びダイオード２２のカソードに接続される出力コンデンサ２３を具備して構成されている。符号３は、負荷であるＬＥＤであり、出力コンデンサ２３に並列に接続される。符号４は、電流検出器であり、昇圧コンバータ部２ａのスイッチ素子２１の電流を検出して、検出電圧Ｖｆｂを生成する。符号５は、入力電圧補償回路であり、入力電圧Ｖｉが高いほど低くなる補償電圧Ｖｒを生成する。なお、入力電圧補償回路５は、好ましくは、入力電圧Ｖｉに反比例する補償電圧Ｖｒを生成する。符号６は、比較器であり、検出電圧Ｖｆｂと補償電圧Ｖｒを比較する。符号７は、スイッチ駆動回路であり、スイッチ素子２１をオン状態にした後、比較器６からの信号が、検出電圧Ｖｆｂが補償電圧Ｖｒを上回ることを示すとスイッチ素子２１をターンオフし、所定のオフ時間の後、再びスイッチ素子２１をオン状態にする。
図１（ｂ）は、図１（ａ）に示した発明の実施例１に係る電流駆動回路の要部動作を示す波形図であり、スイッチ素子２１の電流に相当する検出電圧Ｖｆｂと補償電圧Ｖｒ、ダイオード２２に流れる電流ＩｄとＬＥＤ３に流れる電流Ｉｌｅｄ、比較器６の出力Ｖｃ、スイッチ駆動回路７の出力するスイッチ素子２１へのゲート電圧Ｖｇを示す。以下に、図１（ａ）と図１（ｂ）を用いて本発明に係る実施例１の電流駆動回路の動作を説明する。
まず、スイッチ駆動回路７の出力するゲート電圧Ｖｇが“Ｈ”の時、スイッチ素子２１がオン状態であり、コイル２０には入力電圧Ｖｉが印加される。この時、入力直流電源１→コイル２０→スイッチ素子２１→電流検出器４と、増加する電流が流れてコイル２０にエネルギーが蓄えられる。この電流は電流検出器４によって検出され、検出電圧Ｖｆｂとして比較器６の正入力端子に入力される。一方、比較器６の負入力端子には入力補償回路５からの補償電圧Ｖｒが入力されている。図１（ｂ）の時点ｔ１において、増加する検出電圧Ｖｆｂが補償電圧Ｖｒを上回ると、比較器６の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に切替る。この比較器６の出力の変化に応答して、スイッチ駆動回路７はゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”とし、スイッチ素子２１をターンオフする。スイッチ素子２１に流れる電流は無くなるため、検出電圧Ｖｆｂが補償電圧Ｖｒを下回り、比較器６の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に切替る。なお、比較器６の出力が“Ｌ”→“Ｈ” →“Ｌ”と切り替わる時間は、比較器６やスイッチ駆動回路７とスイッチ素子２１の応答時間により異なる、図１（ｂ）では、スイッチ駆動回路７の応答時間に代表して表記した。スイッチ素子２１のオフ状態において、コイル２０に流れていた電流は、入力電源１→コイル２０→ダイオード２２→出力コンデンサ２３と、減少しながら流れ、コイル２０に蓄えられたエネルギーは放出される。以上の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ２３には出力電圧Ｖｏが生成され、負荷であるＬＥＤ３には電流が供給される。
昇圧コンバータ部２ａのスイッチ素子２１のデューティ比（スイッチング周期に占めるＯＮ時間の割合）Ｄとし、ダイオード２２の順方向電圧などの電圧降下を無視すると、入出力電圧の関係が式（１）で表されるのは従来例と同様である。また、ＬＥＤ３の電流は、出力コンデンサ２３の平滑作用によってダイオード２２の電流Ｉｄを平均化した直流であり、次式（３）のように表される。
Figure 0005513829
ここで、Ｉｐはダイオード２２に流れる電流Ｉｄの初期値であり、スイッチ素子２１のオフ期間初期時の電流ピーク値、即ちスイッチ素子２１のオン期間終了時の電流ピーク値である。Ｔｏｆｆは、スイッチ素子２１のオフ期間である。実施例１の場合、昇圧コンバータ部２ａの出力電圧ＶｏとＬＥＤ３の順方向電圧の総和Ｖｆは等しいので、Ｖｆに統一して表記した。
式（３）において、（Ｖｆ−Ｖｉ）・Ｔｏｆｆ／Ｌ はコイル電流の変動幅であり、これをピーク値電流Ｉｐより充分小さいものとして無視すると、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄはピーク値電流Ｉｐと入力電圧Ｖｉによって調整できる。例えば、電流検出器４が抵抗値Ｒｓの抵抗である場合、スイッチ素子２１がターンオフするのは、Ｖｒ＝Ｖｆｂ＝Ｉｐ×Ｒｓ
となるタイミングである。従って、補償電圧Ｖｒを入力電圧Ｖｉが高くなるほど低くなるように設定することにより、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄは入力電圧Ｖｉの変動の影響が抑制された定電流に制御できる。
実施例１の電流駆動回路においては、ＤＣ−ＤＣコンバータとして昇圧コンバータを用いており、この昇圧コンバータ部２ａを、入力電圧補償回路５と比較器６とスイッチ駆動回路７を有する制御部１０により駆動制御する構成である。
以上のように、本発明に係る実施例１の電流駆動回路は、負荷電流を帰還させることなく、スイッチ素子２１の電流を入力電圧により補正して制御することにより、安定な負荷電流を供給することができる。
なお、以後の実施例では、電流検出器４として抵抗を用いた構成を代表して説明するが、本発明においては電流検出器４が抵抗の構成に限定されるものではなく、電流検出器としては他の構成でもよい。例えば、スイッチ素子２１とカレントミラーを構成することによって、スイッチ素子２１の電流に比例した電流を生成し、この電流を検出信号として用いることもできる。この場合、補償電圧Ｖｒも補償電流とし、比較器６を電流比較器で構成すればよい。
図２は本発明に係る実施例２の電流駆動回路の回路構成図である。図２において、図１（ａ）に示した実施例１に係る電流駆動回路と同じ構成要素のものについては同じ番号を付与し、その説明は実施例１の説明を適用して実施例２においては省略する。実施例２の電流駆動回路において、図１（ａ）に示した実施例１の電流駆動回路と異なる点は、入力電圧補償回路５とスイッチ駆動回路７の構成をより詳細にした点であり、基本的な動作は実施例１と同様である。従って、以下の実施例２においては、入力電圧補償回路５とスイッチ駆動回路７の構成と動作について説明する。
図２において、入力電圧補償回路５は、例えば外部から印加される制御電圧Ｖｃと内部基準電圧Ｅｒの積から入力電圧Ｖｉを除した補償電圧Ｖｒ＝Ｖｃ×Ｅｒ／Ｖｉ を生成する。このような演算回路は、ギルバート乗算器などの一般的に用いられているアナログ乗算回路を用いてもよいし、デジタル回路で構成してもよい。
スイッチ駆動回路７は、ＳＲラッチ回路７０と、ＳＲラッチ回路７０の出力を電力増幅してスイッチ素子２１のゲート電圧Ｖｇを出力するバッファ７１と、所定の周波数のパルスを出力するクロック回路７２と、を具備して構成されている。クロック回路７２の出力パルスによってセットされたＳＲラッチ回路７０は“Ｈ”を出力し、バッファ７１を介してスイッチ素子２１をオン状態とする。オン状態のスイッチ素子２１は電流が増加し、検出電圧Ｖｆｂが上昇する。検出電圧Ｖｆｂが補償電圧Ｖｒを上回ると、比較器６の出力が“Ｈ”となり、ＳＲラッチ回路７０をリセットする。リセットされたＳＲラッチ回路７０は“Ｌ”を出力し、バッファ７１を介してスイッチ素子２１をオフ状態とする。
以上のように、実施例２の電流駆動回路は、周波数固定であり、スイッチ素子２１の電流のピーク値が入力電圧Ｖｉに反比例するように動作する。このような構成された実施例２の電流駆動回路においては、スイッチング周波数が固定で、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄを入力電圧Ｖｉの変動の影響が抑制された定電流に制御することができる。
なお、上記の図２に示した実施例２の電流駆動回路ではスイッチング周波数を固定したスイッチ駆動回路７で説明したが、スイッチ素子２１のオフ時間を固定した構成でもよい。本発明の電流駆動回路のようにスイッチ素子２１の電流ピーク値を制御する方式においては、カレントモード制御であって、固定周波数型の場合、高デューティ比になるとサブハーモニック発振と呼ばれる不安定動作に陥ることが知られている。このサブハーモニック発振を回避するには、スロープ補償と呼ばれる補償回路を追加する必要があるが、オフ時間固定のような周波数変動型の場合にはサブハーモニック発振は発生せず、スロープ補償回路は不要となる。
図３は、そのようなオフ時間固定型のスイッチ駆動回路７ｂを有する電流駆動回路の構成を示す一例である。図３において、符号７３は、オフ時間タイマーであり、図２に示したスイッチ駆動回路７におけるクロック回路７２の代わりに設けられている。オフ時間タイマー７３では、定電流源回路７４の電流がコンデンサ７５を充電し、コンデンサ７５の充電電圧と基準電圧Ｅｒとを比較器７６が比較する。比較器７６の出力はＳＲラッチ回路７０をセットし、また、オン時にはコンデンサ７５を短絡放電するようにＦＥＴ７７が接続される。ＳＲラッチ回路７０の出力はＦＥＴ７７のゲート電圧に供給されている。以下、その動作を説明する。
スイッチ素子２１がオン状態の時、すなわちＳＲラッチ回路７０の出力が“Ｈ”の時、ＦＥＴ７７もオン状態であってコンデンサ７５を短絡放電している。一方、スイッチ素子２１がオフ状態の時にはＦＥＴ７７もオフ状態となる。この時、定電流源回路７４の電流がコンデンサ７５を充電し、コンデンサ７５の電圧は上昇する。やがてコンデンサ７５の充電電圧が基準電圧Ｅｒを上回ると、比較器７６が“Ｈ”を出力して、ＳＲラッチ回路７０をセットする。セットされたＳＲラッチ回路７０は、“Ｈ”を出力して、スイッチ素子２１をオン状態にする。以上の動作のように、コンデンサ７５の充電時間を用いたオフ時間タイマー７３が所定のオフ時間を設定することにより、スロープ補償回路が不要なオフ時間固定型のスイッチ駆動回路７ｂを有する電流駆動回路を構成することができる。
実施例２の電流駆動回路においては、ＤＣ−ＤＣコンバータとして昇圧コンバータを用いており、この昇圧コンバータ部２ａを、入力電圧補償回路５と比較器６とスイッチ駆動回路７又は７ｂとを有する制御部１０により駆動制御する構成である。
前述の実施例１及び実施例２の電流駆動回路はＤＣ−ＤＣコンバータとして昇圧コンバータの場合について説明したが、本発明の電流駆動回路においては、比較器６とスイッチ駆動回路７を共用した昇圧及び降圧の両方のＤＣ−ＤＣコンバータに兼用できる構成が可能である。
図４（ａ）は昇圧構成、図４（ｂ）は降圧構成を示す本発明に係る実施例３の電流駆動回路の回路構成図である。図４（ａ）において、図１（ａ）に示した実施例１に係る電流駆動回路と同じ構成要素のものについては同じ番号を付与し、その説明は省略する。図４（ａ）の電流駆動回路が図１（ａ）の電流駆動回路の構成と異なるのは、比較器６の負入力端子への印加電圧Ｖｒを、外部からの制御電圧Ｖｃ又は入力電圧補償回路５の出力のいずれかに選択するスイッチ回路８を設けた点である。さらに、実施例３の構成においては、スイッチ回路８が比較器６の負入力端子への印加電圧Ｖｒとして入力電圧補償回路５の出力を選択している場合には、図１（ａ）に示した実施例１の電流駆動回路と実質的に同じ構成となる。
一方、図４（ｂ）に示すように、スイッチ回路８が比較器６の負入力端子への印加電圧Ｖｒとして制御電圧Ｖｃを選択している場合には、スイッチ素子２１ｂを流れる電流のピーク値は、Ｉｐ＝Ｖｃ／Ｒｓ となって入力電圧Ｖｉに依らなくなる。また、図４（ｂ）に示す回路構成においては、図１（ａ）に示した実施例１の電流駆動回路に比べて、スイッチ回路８が付加されていることに加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成が降圧コンバータ２ｂになっている。以下に、降圧構成の動作について簡単に説明する。
まず、スイッチ素子２１ｂがオン状態の時、コイル２０ｂには入力電圧Ｖｉと負荷であるＬＥＤ３の順方向電圧の総和Ｖｆとの差電圧（Ｖｉ−Ｖｆ）が印加される。この時、入力直流電源１→出力コンデンサ２３ｂ→コイル２０ｂ→スイッチ素子２１ｂ→電流検出器４と、増加する電流が流れてコイル２０ｂにエネルギーが蓄えられる。この電流は電流検出器４によって検出され、検出電圧Ｖｆｂとして比較器６の正入力端子に印加される。増加する検出電圧Ｖｆｂが制御電圧Ｖｃを上回ると、比較器６の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に切替り、スイッチ駆動回路７はスイッチ素子２１ｂをターンオフする。スイッチ素子２１ｂのオフ状態において、コイル２０ｂに流れていた電流は、ダイオード２２ｂ→出力コンデンサ２３ｂ→コイル２０ｂと、減少しながら流れ、コイル２０ｂに蓄えられたエネルギーは放出される。以上の動作を繰り返すことによって、出力コンデンサ２３ｂには出力電圧Ｖｆが生成され、負荷であるＬＥＤ３に電流Ｉｌｅｄを供給する。
降圧コンバータ部２ｂのスイッチ素子２１ｂのデューティ比（スイッチング周期に占めるＯＮ時間の割合）Ｄとし、ダイオード２２ｂの順方向電圧などの電圧降下を無視すると、入出力電圧の関係は、Ｖｆ＝Ｄ×Ｖｉ で表され、ＬＥＤ３の電流Ｉｌｅｄは、コイル２０ｂを流れる電流が出力コンデンサ２３ｂによって平均化された直流であり、次式（４）のように表される。
Figure 0005513829
ここで、Ｉｐは電流Ｉｄの初期値であり、スイッチ素子２１ｂのオフ期間初期時の電流ピーク値、すなわちスイッチ素子２１ｂのオン期間終了時の電流ピーク値である。Ｔｏｆｆは、スイッチ素子２１ｂのオフ期間である。実施例３の場合も、前述の実施例１及び実施例２と同様に、降圧コンバータ部２ｂの出力電圧はＬＥＤ３の順方向電圧の総和Ｖｆに等しいので、Ｖｆに統一して表記した。
式（４）の中で、Ｖｆ・Ｔｏｆｆ／Ｌ はコイル電流の変動幅であり、オフ時間Ｔｏｆｆを固定化すると、この値も固定となる。従って、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄはピーク値電流Ｉｐ＝Ｖｃ／Ｒｓによって調整できる。
なお、コイル２０ｂに流れる電流の変動は、高周波のスイッチング周波数に従っており、ＬＥＤ３の輝度や色調には影響しないことから、出力コンデンサ２３ｂを削除した構成であっても構わない。
また、降圧構成の場合、消費電流を低減するために不要な入力電圧補償回路５は休止状態にしておくとよい。
なお、実施例３の電流駆動回路においては、ＤＣ−ＤＣコンバータとして昇圧コンバータ部２ａ又は降圧コンバータ部２ｂのいずれかを用いる兼用型であり、このＤＣ−ＤＣコンバータを、入力電圧補償回路５と比較器６とスイッチ駆動回路７とスイッチ回路８とを有する制御部１０により駆動制御する構成である。
本発明に係る実施例４の電流駆動回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動制御する制御回路が、ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧コンバータであるか降圧コンバータであるかを判断して適切に制御するよう構成されている。図５（ａ）は、実施例４の電流駆動回路において、昇圧コンバータ部２ａが制御回路１０により制御される場合の回路構成図であり、図５（ｂ）は降圧コンバータ部２ｂが制御回路１０により制御される場合の回路構成図である。図５（ａ）において、前述の図４（ａ）に示した実施例３の電流駆動回路と同じ構成要素のものについては同じ番号を付与し、その説明は省略する。実施例４の電流駆動回路が図４（ａ）に示した実施例３の電流駆動回路の構成と異なるのは、過電圧保護回路を設け、その過電圧保護回路を昇圧構成と降圧構成との判別に利用した点である。以下では過電圧保護動作と、昇圧構成と降圧構成との判別動作について説明する。
図５（ａ）において、抵抗９１と抵抗９２はＬＥＤ３の順方向電圧の総和Ｖｆを分圧する検出抵抗である。この検出抵抗による検出値Ｖｏｖｐは過電圧保護回路である比較器９の正入力端子に入力される。比較器９においては、検出値Ｖｏｖｐが第１の基準電圧Ｅｒ１と比較される。通常動作時においては、検出値Ｖｏｖｐは第１の基準電圧Ｅｒ１を越えることがないように設定しておく。ＬＥＤ３のいずれかが開放された、もしくは開放状態で破損した場合には、電流Ｉｌｅｄは流れなくなり、昇圧コンバータ部２ａの出力、すなわちＬＥＤ３の順方向電圧の総和Ｖｆは異常上昇する。検出値Ｖｏｖｐが第１の基準電圧Ｅｒ１を越えて比較器９の出力が“Ｈ”となることにより、この出力の異常上昇を検出し、その信号をスイッチ駆動回路７へ伝えてスイッチ素子２１をオフ状態とする。以上が過電圧保護動作である。
一方、実施例４の電流行動回路において、制御回路１０により制御するＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧構成か降圧構成かの判別動作は以下のように行われる。
抵抗９１と抵抗９２の検出抵抗により検出された検出値Ｖｏｖｐは、選択回路である比較器８０により第２の基準電圧Ｅｒ２と比較される。第２の基準電圧Ｅｒ２は入力電圧Ｖｉの定格最小値を抵抗９１と抵抗９２で分圧した値より低く予め設定しておく。以上のように第２の基準電圧Ｅｒ２を設定することにより、昇圧構成の電流駆動回路は起動時以降においては必ずＶｏｖｐ＞Ｅｒ２となるので、比較器８０は“Ｈ”を出力する。すなわち、制御回路１０は、比較器８０の出力“Ｈ”をもって昇圧構成であると判別し、比較器６の負入力端子に入力電圧補償回路５の出力が入力されるようスイッチ回路８を選択させる。
以上のように、制御回路１０は、入力電圧補償回路５、比較器６、スイッチ駆動回路７、スイッチ回路８、過電圧保護回路としての比較器９、及び選択回路としての比較器８０を最低限含んでいる。図５(ｂ)は、図５（ａ）に示した制御回路１０を用いた電流駆動回路にＤＣ−ＤＣコンバータとして降圧コンバータが設けられた場合の降圧構成の回路図であり、制御回路１０には電圧保護回路としての比較器９及び昇圧／降圧判別する選択回路としての比較器８０への入力となる検出値Ｖｏｖｐが印加される出力電圧検出端子９０が設けられている。
電流駆動回路においては、入力電圧Ｖｉより高い電圧を出力する昇圧構成であれば、ＬＥＤ開放のような場合に過電圧が発生する危険があって過電圧保護機能が必須である。しかし、異常時であっても入力電圧Ｖｉ以上にはならない降圧構成の場合には、過電圧保護機能は不要であると割り切り、出力電圧検出端子９０を地絡しておく。そのように構成することにより、必ずＶｏｖｐ＜Ｅｒ２となるので、比較器８０は“Ｌ”を出力する。すなわち、制御回路１０は、比較器８０の出力“Ｌ”をもって降圧構成であると判別し、比較器６の負入力端子に制御電圧Ｖｃが入力されるようスイッチ回路８を選択させる。
以上のように、実施例４の電流駆動回路の構成においては、過電圧保護機能の有無を利用することにより、制御回路１０を集積回路化する際にその端子数を増やすことなく、昇圧構成と降圧構成を判別することができる。
以上の実施例１〜４においては、昇圧構成と降圧構成について説明してきたが、本発明の電流駆動回路は昇降圧構成にももちろん適用可能である。図６は、本発明に係る実施例５の電流駆動回路の回路構成図である。図６において、前述の図４（ａ）に示した実施例３の電流駆動回路と同じ構成要素のものについては同じ番号を付与し、その説明は省略する。実施例５の電流駆動回路が図４（ａ）に示した実施例３の電流駆動回路の構成と異なるのは、図４（ａ）の昇圧コンバータ部２ａと入力電圧補償回路５を昇降圧コンバータ部２ｃと入力電圧補償回路５ｃとした点である。そして昇降圧コンバータ部２ｃが図４（ａ）の昇圧コンバータ部２ａと異なるのは、出力コンデンサ２３ｃの低電位側とＬＥＤ３の低電位側とを接続するノードを入力直流電源１の高電位側に接続した点である。
以下に図６に示した実施例５の昇降圧構成の電流駆動回路の動作を説明する。
まず、スイッチ素子２１ｃがオン状態の時、コイル２０ｃには入力電圧Ｖｉが印加される。この時、入力直流電源１→コイル２０ｃ→スイッチ素子２１ｃ→電流検出器４と、増加する電流が流れてコイル２０ｃにエネルギーが蓄えられる。この電流は電流検出器４によって検出され、検出電圧Ｖｆｂとして比較器６の正入力端子に印加される。増加する検出電圧Ｖｆｂが、スイッチ回路８によって選択されている入力電圧補償回路５ｃの出力Ｖｒを上回ると、比較器６の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に切替り、スイッチ駆動回路７はスイッチ素子２１ｃをターンオフする。スイッチ素子２１ｃのオフ状態において、コイル２０ｃに流れていた電流は、ダイオード２２ｃ→出力コンデンサ２３ｃ→コイル２０ｃと、減少しながら流れ、コイル２０ｃに蓄えられたエネルギーは放出される。以上の動作を繰り返すことによって、出力コンデンサ２３ｃには出力電圧Ｖｆが生成され、負荷であるＬＥＤ３に電流Ｉｌｅｄを供給する。
昇降圧コンバータ部２ｃのスイッチ素子２１ｃのデューティ比（スイッチング周期に占めるＯＮ時間の割合）Ｄとし、ダイオード２２ｃの順方向電圧などの電圧降下を無視すると、入出力電圧の関係は、Ｖｆ＝Ｄ／（１−Ｄ）×Ｖｉ で表される。また、ＬＥＤ３の電流Ｉｌｅｄは、ダイオード２２ｃを流れる電流が出力コンデンサ２３ｃによって平均化された直流であり、次式（５）のように表される。
Figure 0005513829
ここで、Ｉｐは電流Ｉｄの初期値であり、スイッチ素子２１ｃのオフ期間初期時の電流ピーク値、すなわちオン期間終了時の電流ピーク値である。Ｔｏｆｆは、スイッチ素子２１ｃのオフ期間である。式（５）の中で、Ｖｆ・Ｔｏｆｆ／Ｌ はコイル電流の変動幅であり、オフ時間Ｔｏｆｆを固定化すると、このコイル電流の変動幅の値も固定となる。従って、入力電圧補償回路５ｃは、入力電圧ＶｉとＬＥＤ順方向電圧の総和Ｖｆの和電圧（Ｖｉ＋Ｖｆ）をさらに検出し、出力Ｖｒが（Ｖｉ＋Ｖｆ）／Ｖｉに比例するように補償をかけることにより、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄはピーク値電流Ｉｐ＝Ｖｒ／Ｒｓによって定電流化することができる。
上記のように、実施例５の電流駆動回路においては、ＤＣ−ＤＣコンバータが昇降圧コンバータ２ｃであり、入力電圧補償回路５ｃは、昇降圧コンバータ２ｃの出力電圧と入力電圧の和に比例し、入力電圧に反比例した補償信号Ｖｒを生成するよう構成している。このように構成された実施例５の電流駆動回路においても、負荷電流を帰還することなく、安定した電流を負荷に供給することができる。
なお、実施例５の電流駆動回路においては、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、昇降圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータにも適用でき、この場合においても入力電圧補償回路５ｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｆと入力電圧Ｖｉの和に比例し、入力電圧Ｖｉに反比例した補償信号Ｖｒを生成するよう構成される。このように構成された電流駆動回路において、スイッチ回路８はＤＣ−ＤＣコンバータが昇降圧コンバータの場合には補償信号Ｖｒを選択し、ＤＣ−ＤＣコンバータが降圧コンバータの場合には固定値Ｖｃの信号を選択する。スイッチ回路８は、選択した信号を検出信号Ｖｆｂと比較する比較器６に入力する。このように構成された実施例５の電流駆動回路は、コンバータ部が昇降圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであっても、負荷電流を帰還することなく、安定な電流を負荷に供給することができる。
さらに、本発明の電流駆動回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、昇圧、降圧又は昇降圧のいずれの構成のコンバータに対しても適用することが可能である。その場合には昇圧、降圧又は昇降圧のそれぞれの構成に対応した制御回路の構成となる切換ピンを電流駆動回路に設け、コンバータの適用時に切換ピンを操作して対応することができる。
前述の各実施例においては、スイッチ駆動回路７を周波数固定型の構成を主として説明したが、本発明は、図３に示したように、オフ時間固定の周波数変動型のスイッチ駆動回路７ｂを用いてもよく、高デューティ比においても、サブハーモニック発振の発生が防止された、信頼性の高い電流行動回路を構成することができる。
以上説明したように、本発明は、電子機器に用いられるＬＥＤ等の負荷に安定な直流電流を供給する電流駆動回路において有用である。
１ 入力直流電源
３ ＬＥＤ
４ 電流検出器
５ 入力電圧補償回路
６ 比較器
７ スイッチ駆動回路
７ｂ スイッチ駆動回路
８ スイッチ回路
９ 過電圧保護回路
１０ 制御回路
２ａ 昇圧コンバータ部
２ｂ 降圧コンバータ部
２ｃ 昇降圧コンバータ部
２０，２０ｂ，２０ｃ コイル
２１，２１ｂ，２１ｃ スイッチ素子
２２，２２ｂ，２２ｃ ダイオード
２３，２３ｂ，２３ｃ 出力コンデンサ
８０ 選択回路
９０ 出力電圧検出端子

Claims (7)

  1. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、
    前記コンバータ部は昇圧コンバータであり、
    前記入力電圧補償回路は、入力電圧が高くなるほど低くなる補償信号を生成するよう構成された電流駆動回路。
  2. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、
    前記コンバータ部は昇圧コンバータであり、
    前記入力電圧補償回路は、入力電圧に反比例した補償信号を生成するよう構成された電流駆動回路。
  3. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備え、
    前記コンバータ部は、昇圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、入力電圧補償回路と比較器とスイッチ駆動回路を有する制御回路により前記コンバータ部のスイッチ素子が駆動制御されるよう構成された電流駆動回路において、
    前記コンバータ部が降圧コンバータである場合は、前記補償信号の代わりに前記入力電圧に依らない固定値の信号が用いられる電流駆動回路。
  4. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備え、
    前記コンバータ部は、昇圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、入力電圧補償回路と比較器とスイッチ駆動回路を有する制御回路により前記コンバータ部のスイッチ素子が駆動制御されるよう構成された電流駆動回路において、
    前記制御回路にスイッチ回路が設けられており、前記スイッチ回路は、前記コンバータ部が昇圧コンバータの場合、前記補償信号を選択し、前記コンバータ部が降圧コンバータの場合、固定値の信号を選択して、選択した信号を前記検出信号と比較する前記比較器に入力するよう構成された電流駆動回路。
  5. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備え、
    前記コンバータ部は、昇圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、入力電圧補償回路と比較器とスイッチ駆動回路を有する制御回路により前記コンバータ部のスイッチ素子が駆動制御されるよう構成された電流駆動回路において、
    前記制御回路は、
    前記出力電圧の検出値が入力される出力電圧検出端子と、
    前記出力電圧検出端子に入力された検出値が第１の所定値以上の場合は、前記コンバータ部を昇圧コンバータであるとして、前記スイッチ回路に前記補償信号を選択させ、前記出力電圧検出端子に入力された検出値が第１の所定値より低い場合は、前記コンバータ部を降圧コンバータであるとして、前記スイッチ回路に前記固定値の信号を選択させる選択回路と、
    前記出力電圧検出端子に入力された検出値が第２の所定値以上の場合は、前記コンバータ部の動作を停止する過電圧保護回路と、を有する電流駆動回路。
  6. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、
    前記コンバータ部は、昇降圧コンバータであり、
    前記入力電圧補償回路は、前記コンバータ部の出力電圧と入力電圧の和に比例し、入力電圧に反比例した補償信号を生成するよう構成された電流駆動回路。
  7. スイッチ素子を有して入力電圧を出力電圧に変換し、負荷へ電流を供給するコンバータ部と、
    前記スイッチ素子の電流を示す検出信号を生成する電流検出器と、
    前記入力電圧に応じた補償信号を生成する入力電圧補償回路と、
    前記検出信号と前記補償信号とを比較する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて前記スイッチ素子をターンオフさせ、前記スイッチ素子のターンオフから所定時間後に前記スイッチ素子をターンオンさせる駆動信号を生成するスイッチ駆動回路と、を備えた電流駆動回路において、
    前記コンバータ部は、昇降圧コンバータ又は降圧コンバータのいずれかのコンバータであり、前記入力電圧補償回路は、前記コンバータ部の出力電圧と入力電圧の和に比例し、入力電圧に反比例した補償信号を生成するよう構成されており、
    前記コンバータ部が昇降圧コンバータの場合は前記補償信号を選択し、前記コンバータ部が降圧コンバータの場合は固定値の信号を選択するスイッチ回路を有し、前記スイッチ回路は選択した信号を前記検出信号と比較する前記比較器に入力するよう構成された電流駆動回路。
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