JP7358252B2 - 電源装置、画像形成装置、および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁トランスを用いた電源装置、画像形成装置、および制御方法に関する。

インクジェットプリンターなどの電源としてフライバック方式のＡＣＤＣ電源がよく用いられる。フライバック方式の中でも電流モードＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式がよく用いられる。この方式は数Ｗから１００Ｗ程度のＡＣＤＣ電源によく用いられる方式である。

この方式では１次側のスイッチ（一般的にＦＥＴ（Field effect transistor））を６５ＫＨｚ程度の周期でＰＷＭスイッチングを行う。この電源では能力の限界まで電力供給をしている状態において、入力電圧が低く、負荷が重い時（大電力を出力している時）、スイッチング周期より長い周期で出力電圧が変動するサブハーモニック現象が発生し、出力が不安定になる場合がある。

特許文献１では、ＦＥＴの電流を検出する波形にランプ波形を加算し、オン時間が長いほどオン時間の短縮の程度を大きくすることでサブハーモニック現象を抑制する方法が開示されている。

特開２００４－４０８５６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の方法では、１次側に蓄積するエネルギーを最大限まで蓄積しない事になり、１次側から２次側へのエネルギー伝達量が減ってしまうという課題がある。

そこで本発明は、エネルギーの伝達量を減少させずにサブハーモニック現象を抑制させる。

本開示の技術は、絶縁トランスを用いた電源装置であって、前記絶縁トランスの１次巻線に供給する電力を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段のオン期間とオフ期間とから構成される所定のスイッチング周期で制御する制御手段と、異なる周期に属し、かつ、連続する、直前のオフ期間とオン期間との合計期間を計測する計測手段と、前記合計期間と前記所定のスイッチング周期との差分に基づく補正値を生成する生成手段と、
前記補正値に基づき前記直前のオフ期間またはオン期間の一方を含むスイッチング周期を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、ＡＣＤＣ電源において、供給電力を減少させずにサブハーモニック現象を抑制することができる。

本実施形態のＡＣＤＣ電源のブロック図である。 実施形態１に係るＰＷＭ制御部の内部のブロック図である。 実施形態２に係るＰＷＭ制御部の内部のブロック図である。 プリンターの斜視図である。 プリンターのハードウェア構成を示すブロック図である。 （ａ）はフライバック電源のサブハーモニック現象が発生した電流波形であり、（ｂ）は従来のサブハーモニック現象を抑制する対策が施された電流波形を示す図である。 （ａ）は実施形態１に係るフライバック電源の電流波形であり、（ｂ）は実施形態１に周期カウンタとｏｆｆ－ｏｆｆカウンタのカウント値を示す図である。 （ａ）は図７（ａ）の拡大図であり、（ｂ）は図７（ｂ）の拡大図である。 （ａ）は実施形態２に係るフライバック電源の電流波形であり、（ｂ）は実施形態２に周期カウンタとｏｆｆ－ｏｆｆカウンタのカウント値を示す図である。 （ａ）は図７（ａ）の拡大図であり、（ｂ）は図７（ｂ）の拡大図である。

（実施形態１）
以下では、本発明を適用する電源装置を有する装置として、インクジェット方式によって印刷を行う画像記録装置を例にする。なお画像記録装置が利用する記録方式は、インクジェット方式に限定されず、電子写真方式や熱昇華方式等であっても良い。また、本発明を適用する電源装置を有する装置は画像記録装置に限定されず、電源装置により自身に電力を供給する装置であれば良い。

図４はプリンター等の画像形成装置の機構を示す斜視図である。

１０８はインクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行う記録ヘッドである。ヘッド１０８には複数のインクタンク１２３が搭載され、さらにヘッド１０８はキャリッジ１１９上に搭載されている。

キャリッジ１１９はＣＲモータ１１４によって発生する駆動力が伝達機構１２０により伝えられ矢印Ａ方向に往復移動する。

記録時には、記録媒体である用紙Ｐを給紙機構１２１により給紙し、記録位置まで搬送する。

その記録位置において、ヘッド１０８を走査させて、ヘッド１０８から用紙Ｐにインクを吐出することで記録を行う。

１２２は用紙Ｐを搬送する搬送ローラであり、紙搬送モータ１１６によって駆動される。ヘッド１０８の走査と走査の間で、用紙Ｐは搬送される。

ＣＲモータ１１４や紙搬送モータ１１６はＤＣモータであり加速時に大きな電流を必要とする。また印刷のスループット向上の為に２つのモータを同時に加速駆動する場合がある。この時に装置の消費電力は最大になる。特にＤＣモータを使用している場合に複数のモータを同時加速するとその瞬間だけ大電力を消費ので、印刷中の平均の消費電力に比べ短時間のピーク電力消費が３倍に達する場合もある。

そこでプリンターのＡＣＤＣ電源は定格電力（平均電力）に比べて瞬間のピーク電力供給能力が２～３倍になるように設計している。ピーク電力供給中はその電源の供給能力の限界まで供給する事になる。

このモータ駆動の制御は後述のＣＰＵ２０３の制御によって実行される。

図５は本件を適用したプリンターの電気系統のブロック図である。

ＡＣＤＣ電源２０１は、商用ＡＣをＤＣに変換して装置内部に供給するための電源ユニットであり、本実施例では出力電圧は３２Ｖである。

ＡＣＤＣ電源２０１の電圧の供給先は、ＤＣＤＣコンバータ２１８とブロック２２０の２か所である。

ＤＣＤＣコンバータ２１８は、低電圧で動作するブロック２１９にＩ／Ｏ用の３．３Ｖ、内部ロジック用の１．１Ｖなどを供給する。ブロック２２０に供給する電圧は、ヘッド１０８や、ＣＲモータ１１４、紙搬送モータ１１６に駆動使用される。

以下、ブロック２２０の各部の説明をする。

ＳＯＣ２０２は、装置の各部の制御に必要なロジック回路、外部Ｉ／Ｆなどを１チップに集積化したＳＯＣ（Ｓｙｓｔｅｍ ｏｎ Ｃｈｉｐ）である。

ＳＯＣ２０２の内部には、各部を制御するＣＰＵ２０３、画像処理などを行うデータ処理ブロック２０５、外部装置からプリントデータを受け取る外部Ｉ／Ｆ２０６、各部にクロックを供給するクロックジェネレータ２０４などを含む。また、ＳＯＣ２０２は、外部デバイスとのインターフェースであるＩ／Ｆ２０７、２０９、２１０、２１７、外部ポートを制御するＧＰＩＯ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐｕｒｐｏｓｅ Ｉ／Ｏ）２０８を含む。ＳＯＣ２０２に含まれる各要素は、内部バスで相互に接続されている。

ＲＯＭ２１１は、ＣＰＵ２０３の制御プログラムを記憶する。

ＲＡＭ２１２は、プログラム実行のワークエリアやデータバッファとして用いられる。

ヘッド２１４は、各ノズルに設けられたヒーターを加熱する事でインク滴を吐出するインクジェットヘッドである。

モータードライバ２１６はモータ１１４や１１６を駆動する駆動回路である。

ヘッド２１４、モータードライバ２１６の電源ラインには電源を切断できるようにそれぞれスイッチ２１３、２１５が設けられている。

次に図１で、ＡＣＤＣ電源２０１の基本動作を説明する。

商用電源からの電圧はダイオードブリッジＢ１で整流され、コンデンサＣ１を充電する。この電圧は制御ＩＣ内のＰＷＭ制御部３０５の制御によるスイッチＱ１のスイッチングにより数十ＫＨｚでスイッチングされる。

Ｐ１は絶縁トランスＴｒの１次（Ｐｒｉｍａｒｙ）巻線、Ｓ１は２次（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ）巻線である。なお、制御ＩＣの電源電圧を生成する補助巻線は図示していない。なお図１において、一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１の間の二重線に対して左側が、ＡＣＤＣ電源２０１の一次側であり、二重線に対して右側が、ＡＣＤＣ電源２０１の二次側である。なお一次側とは、商用電源に接続し二次側とは絶縁されている回路を示し、二次側とは、商用電源に直接接続しておらず、一次側とは絶縁されている回路を示す。なお本実施形態絵は、トランスＴｒとフォトカプラ３０９によって、一次側と二次側とが互いに絶縁されている。

スイッチＱ１のオン期間に１次巻線Ｐ１に電流を流すことで絶縁トランスＴｒに磁気エネルギーが蓄積され、オフ期間に絶縁トランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出されて２次巻線Ｓ１に電流が流れる。２次側に放出されたエネルギーは、整流用ダイオードＤ１およびコンデンサＣ２で平滑化され出力電圧となる。

ＡＣＤＣ電源２０１は、スイッチＱ１のオン時間デューティを２次側の出力電圧の過不足に応じて制御することで、出力電圧の安定化を実現している。具体的には、後述する構成により、出力電圧が不足していればスイッチＱ１のオン期間を延ばしてトランスに蓄積するエネルギーを増やし、出力電圧が過剰であればスイッチＱ１のオン期間を短縮してトランスに蓄積するエネルギーを減らす。

ここでスイッチＱ１のオン時間デューティを制御するフィードバック機構について説明する。出力電圧は誤差アンプ（シャントレギュレータ）３１０で基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、比較結果がフォトカプラ３０９経由で１次側にフィードバックされる。フォトカプラ３０９から出力される電圧Ｖｆｂは、出力電圧が不足している時に上昇する。

電圧Ｖｆｂは電圧リミッタ３０７に入力され、電圧Ｖｏｃｐ以下に制限される。電圧リミッタ３０７の役割については後述する。

電圧リミッタ３０７を通過した電圧Ｖｆｂは、比較器３０２で電圧Ｖｃｓと比較される。電圧ＶｃｓはスイッチＱ１に流れる電流に比例している。電圧Ｖｃｓが電圧Ｖｆｂに達すると、比較器３０２の出力がＰＷＭ制御部３０５に伝達されスイッチＱ１がオフされる。すなわち電圧Ｖｆｂが大きいほどスイッチＱ１を流れる電流が増える事になる。この動作により出力電圧が低いほど（不足しているほど）に１次巻線Ｐ１への供給電力を増やし、安定化を図っている。

次に電圧リミッタ３０７の役目を説明する。リミッタは過負荷の状態が発生した時にスイッチＱ１の破壊を防ぐ。例えばモータ１１６の故障などで過負荷の状態が発生した時に電圧Ｖｆｂは際限なく上昇する。際限なく上昇した電圧Ｖｆｂに追従してスイッチＱ１の電流を増やせばスイッチＱ１は破壊されてしまう。そのため電圧リミッタ３０７によって電圧Ｖｆｂに上限を設ける事でスイッチＱ１の過電流を防いでいる。

またＰＷＭ制御部３０５は、オン時間幅に上限を設けてある。例えば、７０％程度が一般的である。上限を設ける理由は、オン時間を際限なく伸ばすとオフ時間、すなわちエネルギーの放出の時間が無くなって電源として成立しないからである。

インクジェットプリンターでは印刷のスループット向上の為に複数のモータを同時加速するとその瞬間だけ大電力を消費するので、印刷中の平均の消費電力に比べ短時間のピーク電力消費が３倍に達する場合もある。そこでＡＣＤＣ電源２０１は、定格電力（平均電力）に比べて瞬間のピーク電力供給能力が２～３倍になるように設計されている。ピーク電力供給中はその電源の供給能力の限界まで供給する事になる。

次に、図６を用いて、まず比較例として、サブハーモニック現象を抑制するものの、エネルギー伝達量を減少させる例を説明する。その後に、本実施形態のエネルギー伝達量を減少させることなく、サブハーモニック現象を抑制する例を説明する。

図６（ａ）に、サブハーモニック現象が起きている時の１次側のスイッチＱ１の電流波形の例を示す。この例ではスイッチング周期の２周期のサブハーモニック発振が発生している。なお、図中の破線は２次側の電流値を１次側の電流値に換算したものである。この波形は「連続モード」と呼ばれる制御状態で、１次側に電流が流れている期間はスイッチＱ１がオンの期間であり、この期間にトランスにエネルギーが蓄積される。１次側に電流が流れていない期間はスイッチＱ１がオフの期間であり、２次側にエネルギーを放出している。

連続モードにてスイッチをオフするタイミングを説明する。特に連続モードで負荷が重い時のオフの条件は以下の２条件である。
（１） スイッチＱ１（通常はＦＥＴ）に流れる電流が上限に達した。
（２） オン時間のデューティが上限に達した（一般的に７０％程度）。

（１）はＦＥＴ等のスイッチＱ１の破壊を防ぐために設けられた条件である。（２）はオン時間を際限なく伸ばすとオフ時間、すなわちエネルギーの放出の時間が無くなって電源として成立しないために設けられた条件である。

図６（ａ）の例もこの２条件のどちらかに該当することでスイッチＱ１をオフしている。このような条件に基づいてスイッチＱ１を制御すると、サブハーモニック現象が発生し易い。

次に、各サイクルでの１次側から２次側へのエネルギー伝達量を考える。トランスに蓄積されるエネルギーはＬ＊Ｉ²／２に比例する。ここでＬはトランスの出力側（２次側）をオープンにした時のインダクタンス、Ｉは１次巻線の電流である。すなわちトランスに蓄積されるエネルギーは、１次側の電流の二乗に比例する。そのため１次側から２次側へのエネルギー伝達量は、下式のように表すことができる。
エネルギー伝達量 ＝ 放出開始時のトランスに蓄積されたエネルギー － 放出終了時のトランスに蓄積されたエネルギー

ここで図６（ａ）に示す例についてサイクルＡとサイクルＢとにおけるエネルギー伝達量をみると、そのエネルギー伝達量が大きく異なっていることが分かる。またサイクルＡのエネルギー放出開始時には電流が最大値まで達しており、トランスに蓄積されたエネルギーは上限値に達している。そしてサイクルＡのエネルギー放出終了時（次のサイクルの開始時）には電流が大幅に減っている。そのため、サイクルＡにおける１次側から２次側へのエネルギー伝達量は大きくなっている。

これに対しサイクルＢでは、エネルギー放出開始時点には電流が最大ではないうえに、エネルギー放出終了時点には電流が最大値の半分以上を維持したままである。そのため、サイクルＢにおける１次側から２次側へのエネルギー伝達量は小さくなっている。このケースでは、サイクルＡのエネルギー伝達量は、サイクルＢのエネルギー伝達量の約２倍になっている。

このようにサブハーモニック現象が発生すると、サイクル毎に伝達するエネルギーに差が生まれて出力電圧が変動し、電源としての動作が不安定になる。

サブハーモニック現象の発生条件については特許文献１に記載されているように、スイッチングサイクルの開始時の電流値がある範囲ΔＩ０にあった時に次のサイクルの開始時点の電流値がΔＩ１（＞ΔＩ０）になる条件で発生する。具体的には、スイッチＱ１における電流上昇の傾きよりも電流下降の傾きの方が大きい時に発生する。電流上昇の傾きは、入力電圧が低いと小さくなる。

そこで、スイッチＱ１の制御に用いる検出した電流波形（電圧波形）にランプ波形を加算し、実際より大きい電流値とスイッチＱ１に流せる電流の上限値とを比較する処理が行われる。すなわちスイッチＱ１に流せる電流の上限値よりも小さい電流値に到達した時点でスイッチＱ１をオフしている。この様子を図６（ｂ）に示すが、ランプ波形を加算した信号（細い実線）が上限に達した時にスイッチＱ１をオフするので、電流値（太い実線）の最大値が小さくなっている。例えば、サイクルＣでは図６（ａ）のサイクルＡの約６０％のエネルギーしか伝達できていない。

そこで本実施形態では、ＰＷＭ制御部３０５を改良することで、比較例のようにエネルギー伝達量を減少させることなく、サブハーモニック現象を抑制する。

本実施形態は以下の考え方でなされている。

「サブハーモニック現象が起きていない状態」を考えると、図６（ｂ）から分かるようにスイッチＱ１のオンデューティが一定の状態であり、それはオフから次のオフまでの期間が所定のスイッチング周期と一致している状態と言い換える事が出来る。そこで本実施形態は、オフから次のオフまでの間隔を測定する構成を設け、この間隔が所定のスイッチング周期に近づくようにサイクル毎にスイッチング周期を調整する。オフ開始時点から次のオフ開始時点までの間隔は、異なるサイクルに属し、連続する、オン期間とオフ期間の合計期間である。

具体的にはオフ時点で前回のオフからの時間が所定のスイッチング周期より長ければ次のオンまでのエネルギー放出時間が短い事を意味するので、オフ期間を延ばす方向の調整を行う。逆にオフ時点で前回のオフからの時間が所定のスイッチング周期より短ければ次のオンまでのエネルギー放出時間が長いことを意味するので、オフ期間を短縮する方向の調整を行う。これによりスイッチＱ１のオン時点（サイクルの開始時点）の電流値を一定にする事が出来る。すなわち、サイクルの開始時の電流のとる値の範囲ΔＩ１を小さくする事が出来、サブハーモニック現象を抑制できる。一方で、電流値の上限値は変わらないので、電力供給量を減少させずに、すなわち１次側から２次側へのエネルギー伝達量を減少させることはない。

図２に、本実施形態に係るＰＷＭ制御部３０５の詳細について説明する。ＰＷＭ制御部３０５内の各部は、発信機３０６から出力される、一定間隔で生成されたＣＬＫパルスに同期した同期回路設計となっている。破線で囲んだ範囲が本件の特徴的な部分である。

４０１はフリップフロップでスイッチＱ１のＯＮ／ＯＦＦ信号を生成する。４０２はＣＬＫの１パルスごとに１増える周期カウンタ、４０３は所定のスイッチング周期の値を決める値を記憶している周期レジスタである。図２に示すように、周期カウンタ４０２は、ＣＬＫの１パルスごとに周期カウンタ４０２から出力したカウント値をロードし、そのロードしたカウント値に１を加算する構成としている。

周期カウンタ４０２のカウント値が周期レジスタ４０３の値と一致すると、比較器４０４からパルスが出力される。この比較器４０４から出力パルスは、フリップフロップ４０１と周期カウンタ４０２とに入力され、周期カウンタ４０２のカウント値をゼロにリセットすると同時にフリップフロップ４０１をセットする。すなわち、サイクルの初めにスイッチＱ１をオンする。

また、過負荷の状態では、スイッチＱ１を流れる電流に応じて変化する電圧Ｖｃｓが電圧Ｖｃｏｐに一致する場合、または周期カウンタ４０２のカウント値が最大デューティ値レジスタ４０５の値に達した場合にＯＲゲート４０７からのパルスが出力される。ＯＲゲート４０７の出力パルスは、フリップフロップ４０１に入力され、フリップフロップ４０１をリセットしてスイッチＱ１をオフする。このタイミングで本実施形態の特徴である以下の動作を行う。

フリップフロップ４０１をリセットするタイミング（すなわちスイッチＱ１をオフするタイミング）で、ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６をリセットし、同時に周期カウンタ４０２にロードする値に、以下に説明する補正値の加算が行われる。

ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６は、上述の様にスイッチＱ１をオフする時にリセットするので、リセットする直前の値は１回前のスイッチＱ１のオフからの時間に比例したカウント値を保持している。このｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６のカウント値と周期レジスタ４０３の値との差分に所定の係数を掛けることで、下記補正値が生成される。
補正値＝（所定のスイッチング周期－前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間）×係数

この補正値は、周期カウンタ４０２のカウント値に加算されて、周期カウンタ４０２のＬｏｒｄ端子に入力される。つまりスイッチＱ１のオフのタイミングで周期カウンタ４０２にロードされる値は、下記ロード値となる。
ロード値＝（所定のスイッチング周期－前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間）×係数＋現在の周期カウント値

言い換えれば、周期カウンタ４０２にロードされるカウント値が補正値分だけ補正される事になる。周期カウンタ４０２にロードするカウント値を前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間に応じて変更する。これにより、前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間に応じて、周期カウンタ４０２のカウント値が周期レジスタ４０３の値に達するまでの時間、すなわちスイッチＱ１のオフ期間を増減させる。

この様子を図７で説明する。図７（ａ）に示す電流波形は、１次側の電流値（１次巻線Ｐ１、スイッチＱ１、抵抗Ｒ１と流れる電流の値）である。図７（ｂ）に示すグラフの破線は、ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６の値の時間変化を表し、実線は周期カウンタ４０２のカウント値の時間変化を表している。縦軸はカウント値であり、周期レジスタ４０３の値は１００に設定してあるので、は周期カウンタ４０２のカウント値が周期レジスタ４０３の値の１００に達すると、スイッチＱ１がオンになって電流が流れ始める事が分かる。

図７（ｂ）のＥ、Ｆ、Ｇのポイントは、図７（ａ）の対応する１次側の電流波形から分かるように、スイッチＱ１をオフしたタイミングであり、実線の周期カウンタ４０２のカウント値が不連続に変化している。つまり周期カウンタ４０２に補正値が加算されたロード値がロードされたことを示している。Ｅ、Ｇにおいてはカウント値が減少しているため補正値が負であり、Ｆにおいてはカウント値が増加しているため補正値が正であることが分かる。

図８（ｂ）に、図７（ｂ）のＥ、Ｆ、Ｇ付近の拡大図を示し、本実施形態のスイッチング周期の補正についてより詳細に説明する。図７（ｂ）、図８（ｂ）に示す例では、Ｅにおいて、ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６の値は１２４、周期レジスタ４０３の値は１００、係数は４７／２５６である。そのため補正値は下記のようになる。
補正値＝（１００－１２４）×４７／２５６

これをデジタルの整数演算で実施すると－４となる。その結果、周期カウンタ４０２には、カウント値７５に補正値－４を加えた７１がロードされる。このようにして、Ｅにおける周期カウンタ４０２のカウント値は７５の次に７１になり、スイッチＱ１がオンされるまでの期間、すなわちスイッチＱ１のオフ期間が４ＣＬＫパルス分伸び、サイクル周期も４ＣＬＫパルス分伸びる。

同様にＦ、Ｇ、それ以降のスイッチＱ１をオフするタイミングで周期カウンタ４０２の補正が行われ、スイッチＱ１のオフ期間が補正され、サイクル周期が補正される。

これにより図７（ｂ）から分かるように、破線のｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６の各サイクルの最大値が徐々に所定の周期値１００に収束している。同時に図７（ａ）の電流波形からは、各サイクルのスイッチＱ１のオン時点（サイクルの開始時点）の電流値が一定値に収束し、サイクルの開始時の電流のとる値の範囲ΔＩ１が小さい事が分かる。また本実施形態では、比較例（図６（ｂ））の様な１次側電流値の補正を行っていないので電流をスイッチＱ１の上限値まで流すことができる。

ここでこの例のエネルギー伝達量を比較してみる。図６（ａ）の電流波形上での１２回のスイッチングによるエネルギー伝達量を１００とすると、従来技術の図６（ｂ）では８５、本実施形態の図７（ａ）では１０９となる。

なお、比較例ではサブハーモニック現象の対策として、上述したように電圧Ｖｃｓに対応する電流値にランプ波形を加算し、ランプ波形を加算した信号とスイッチＱ１に流せる電流の上限値とを比較している。一方、本実施形態では、スイッチＱ１のデューティ比を決定するために用いる電圧Ｖｃｓにも電圧Ｖｆｂにもランプ波形等の加算は行わない。

この様に本実施形態では、所定のスイッチング周期で制御されるスイッチＱ１のオフ期間を、サイクル毎に前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間、すなわち直前のオフ期間とオン期間との合計期間に応じて補正する。これにより、本実施形態では、エネルギー伝達量を減少させずにサブハーモニック現象を抑制することができる。

（実施形態２）
次に図３に、実施形態２に係るＰＷＭ制御部３０５の詳細について説明する。本実施形態においても、実施形態１と同様に各部は発信機３０６から出力されるＣＬＫパルスに同期した同期回路設計となっている。破線で囲んだ範囲が本件の特徴的な部分である。

本実施形態においても、スイッチＱ１のオフからオフまの期間が所定のスイッチング周期に近づくようにサイクル毎にオフ時間を調整するという考え方は実施形態１と同じで、その実現の為の方法・構成が異なる。

４０１はフリップフロップでスイッチＱ１のＯＮ／ＯＦＦ信号を生成する。

４０９は周期カウンタであるが、実施形態１の周期カウンタ４０２とは動作が異なる。周期カウンタ４０９は、ＣＬＫパルスのタイミングで周期カウンタ４０９から出力されたカウント値に増分レジスタ４１０の値および１を加算した値を記憶する。すなわち値が１ずつ増えるのではなく、１に増分レジスタ４１０の値を加算した値だけ増える。これによって周期カウンタ４０９の増分を制御できる構造である。すなわち増分レジスタ４１０の値によって周期カウンタ４０９のカウント値の制御ができる構造である。

４０３は所定のスイッチング周期の値を決める値を記憶している周期レジスタである。周期カウンタ４０９のカウント値が周期レジスタ４０３の値を超えると、比較器４０４からパルスが出力され、周期カウンタ４０９のカウント値と増分レジスタ４１０の値をゼロにリセットすると同時にフリップフロップ４０１をセットする。すなわちサイクルの開始時では周期カウンタ４０９は１ずつ増えるように設定され、また、スイッチＱ１をオンする。

以下、本実施形態の過負荷状態での動作について説明する。この状態では２つの条件のＯＲゲート４０７でスイッチＱ１をオフする。その２つの条件とは、スイッチＱ１を流れる電流に応じて変化する電圧Ｖｃｓが電圧Ｖｃｏｐに一致する場合、または周期カウンタ４０９のカウント値が最大デューティ値レジスタ４０５の値に一致する場合である。この時ＯＲゲート４０７からのパルスによりフリップフロップ４０１はリセットされ、スイッチＱ１がオフされる。このタイミングで本実施形態の特徴である以下の動作を行う。

フリップフロップ４０１をリセットするタイミング（すなわちスイッチＱ１をオフするタイミング）でｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６をリセットし、同時に増分レジスタ４１０に下記補正値がロードされる。ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６は実施形態１と同様にスイッチＱ１をオフする時にリセットされるので、リセットする直前の値は１回前のスイッチＱ１オフからの時間に比例した値を保持している。このｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６のカウント値と周期レジスタ４０３の値との差分に係数が掛けられることで、実施形態１と同様の下記補正値が生成される。つまりスイッチＱ１オフのタイミングで増分レジスタ４１０にロードされるロード値（補正値）は、
ロード値＝（所定のスイッチング周期－前回のオフから現在のオフまでの時間）×係数
となる。

このロード値は、増分レジスタ４１０のＬｏｒｄ端子に入力されている。これにより、スイッチＱ１のオフのタイミング以降の周期カウンタ４０９の増加速度が変更される。

この様子を図９で説明する図９（ａ）に示すグラフは、１次側の電流値（１次巻線Ｐ１、スイッチＱ１、抵抗Ｒ１と流れる電流の）である。図９（ｂ）に示すグラフの破線は、ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６の値の時間変化を表し、実線は周期カウンタ４０９のカウント値の時間変化を表している。縦軸はカウント値であり、周期レジスタ４０３の値は１００に設定してあるので、カウント値が周期レジスタの値の１００に達すると、スイッチＱ１がオンになって電流が流れ始める事が分かる。

図１０（ｂ）に、図９（ｂ）のＨ、Ｋ、Ｊ付近の拡大図を示し、本実施形態のスイッチング周期の補正についてより詳細に説明する。図１０（ｂ）の実線で示すＨ、Ｋ、Ｊは、図１０（ａ）に示す対応する１次側の電流波形から分かるように、スイッチＱ１をオフしている間の周期カウンタ４０９のカウント値の変化を示している。スイッチＱ１がオンしている間のカウント値の増加率を示す傾きと比較して、Ｈ、Ｋは傾きが小さくＪは傾きが大きい。傾きの比較対象としてスイッチＱ１がオンしている期間の周期カウンタ４０９のカウント値の傾きを二点鎖線で示した。これは周期カウンタ４０９のカウント値の増分がこの間に増分レジスタ４１０の値によって補正されたことを示している。すなわちスイッチＱ１がオフの間は周期カウンタ４０９のカウントアップ速度が補正され、結果として周期カウンタ４０９のカウント値が周期レジスタ４０３の値に一致するまでの期間（スイッチＱ１がオフの期間）が補正される。

ここで図９（ｂ）、図１０（ｂ）に示すＨ期間における補正の例を示す。Ｅにおいて、ｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６のカウント値は１２４、周期レジスタ４０３の値は１００、係数は０．００５である。この場合、増分レジスタ４１０にロードされる値は
ロード値＝（１００－１２４）×０．００５＝－０．１２
となる。すなわち周期カウンタ４０９のＨ期間のカウント値の増分は、（１－０．１２）＝０．８８となり、スイッチＱ１のオフ期間が伸び、サイクル周期も伸びる。

同様にＪ、Ｋ期間、それ以降もＱ１がオフの期間で周期カウンタ４０９のカウント値の補正が行われ、スイッチＱ１のオフ期間が補正され、サイクル周期が補正される。

この効果は図９（ｂ）から分かるように、破線のｏｆｆ－ｏｆｆ間計測カウンタ４０６の各サイクルの最大値が徐々に周期値１００に収束している。同時に図９（ａ）の電流波形からは各サイクルのスイッチＱ１のオン時点（サイクルの開始時点）の電流値が一定値に収束し、サイクルの開始時の電流のとる値の範囲ΔＩ１が小さい事が分かる。また本実施形態では、比較例（図６（ｂ））の様な１次側電流値の補正を行っていないので電流をスイッチＱ１の上限値まで流すことができる。

この様に本実施形態では、実施形態１と同様に、所定のスイッチング周期で制御されるスイッチＱ１のオフ期間を、サイクル毎に前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間に応じて補正する。これにより本実施形態においても、エネルギー伝達量を減少させずに、サブハーモニック現象を抑制することができる。

以上、説明したように所定のスイッチング周期で制御されるスイッチＱ１の直前のオフ期間とオン期間の合計期間の計測値を基に、そのオン期間と同じサイクルのスイッチＱ１のオフ期間を補正する。このようなスイッチQ１で１次巻線への通電が制御された絶縁トランスを用いた本実施形態に係る電源装置は、電力供給量を減少させずに、サブハーモニック現象を抑制することが出来る。

また、実施形態１、２では、スイッチＱ１の前回のサイクルのオフ開始時点から現在のサイクルのオフ開始時点までの時間に基づき現在のサイクルのオフ期間を増減する構成としている。具体的には、FETの電流が最大になった時にオン期間を終了させている。オン期間をこれ以上に増やせばFETの電流が回路の許容容量を超える可能性がある。そのため本実施形態では、オン期間を増減せず、オフ期間を増減させることで課題を解決している。

Ｑ１ スイッチングＦＥＴ
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１ ２次巻線
２０１ ＡＣＤＣ電源
３０２ 比較器
３０５ ＰＷＭ制御部
３０７ 電圧リミッタ
３０９ フォトカプラ
３１０ 誤差アンプ

Claims (9)

1. 絶縁トランスを用いた電源装置であって、
   前記絶縁トランスの１次巻線に供給する電力を制御するスイッチング手段と、
   前記スイッチング手段のオン期間とオフ期間とから構成される所定のスイッチング周期で制御する制御手段と、
   異なる周期に属し、かつ、連続する、直前のオフ期間とオン期間との合計期間を計測する計測手段と、
   前記合計期間と前記所定のスイッチング周期との差分に基づく補正値を生成する生成手段と、
   前記補正値に基づき前記直前のオフ期間またはオン期間の一方を含むスイッチング周期を補正する補正手段と
   を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 前記補正手段は、前記合計期間が前記所定のスイッチング周期よりも大きい時に前記オン期間および前記オフ期間の一方を延ばし、前記合計期間が前記所定のスイッチング周期よりも小さい時に前記オン期間および前記オフ期間の他方を短縮するよう前記スイッチング周期を補正する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、一定間隔で生成されたパルスに基づきカウントされたカウント値に基づき前記所定のスイッチング周期を制御し、
   前記補正手段は、前記スイッチング手段をスイッチングするときに、前記カウント値を前記補正値に基づいて変更することにより前記スイッチング周期を補正する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 前記制御手段は、一定間隔で生成されたパルスに基づきカウントされたカウント値に基づき前記所定のスイッチング周期を制御し、
   前記補正手段は、前記スイッチング手段のオン期間またはオフ期間の間、前記カウント値の増加率を前記補正値に基づき補正することにより前記スイッチング周期を補正する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
5. 前記スイッチング手段がオンすると前記１次巻線に通電し、前記スイッチング手段がオフされると前記１次巻線への通電が遮断される
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記補正手段は、前記スイッチング手段がオフにスイッチングするときに前記所定のスイッチング周期を補正する
   ことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記補正手段は、前記スイッチング手段がオフ期間の間、前記所定のスイッチング周期を補正する
   ことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
8. 記録媒体に画像形成を行う画像形成手段と
   請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源装置と、
   を備えることを特徴とする画像形成装置。
9. 絶縁トランスを用いた電源装置の制御方法であって、
   前記絶縁トランスの１次巻線に供給する電力を制御するスイッチングステップと、
   前記スイッチングステップのオン期間とオフ期間とから構成される所定のスイッチング周期で制御する制御ステップと、
   異なる周期に属し、かつ、連続する、直前のオフ期間とオン期間との合計期間を計測する計測ステップと、
   前記合計期間と前記所定のスイッチング周期との差分に基づく補正値を生成する生成ステップと、
   前記補正値に基づき前記直前のオフ期間またはオン期間の一方を含むスイッチング周期を補正する補正ステップと
   を有することを特徴とする制御方法。

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