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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Stromaufnahme eines induktiven Energiespeicherelements regelnden Schalters in einem als Hochsetzsteller ausgebildeten Schaltwandler, insbesondere in einem als Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor Controller, PFC) dienenden Schaltwandler, und eine Ansteuerschaltung für einen solchen Schalter in einem Schaltwandler.
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Ein in einer PFC-Schaltung eingesetzter Schaltwandler ist beispielsweise in der
DE 100 40 411 A1 beschrieben. Eine Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme regelnden Schalter in einer PFC-Schaltung ist der integrierte Baustein des Typs TDA4863 der Infineon Technologies AG, München, der in ”Boost Controller TDA 4683, Power Factor Controller IC for High Power and Low THD”, Data Sheet, V 1.0, Infineon Technologies AG, May 2003 beschrieben ist. Die Anwendung dieses integrierten Bausteins in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung ist in ”TDA – Technical Description AN-PFC-TDA 4863-1”, Application Note, V1.2, Infineon Technologies AG, Oct. 2003 beschrieben.
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Zum besseren Verständnis des der Erfindung zugrunde liegenden Problems wird der grundsätzliche Aufbau eines solchen Schaltwandlers nachfolgend anhand von 1 erläutert.
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Aufgabe eines als PFC eingesetzten Schaltwandlers ist es, aus einer Wechselspannung Vn, insbesondere einer Netzwechselspannung, eine Gleichspannung Vout für einen Verbraucher zur Verfügung zu stellen, wobei die mittlere Stromaufnahme des PFC wenigstens annäherungsweise proportional zum Verlauf der Eingangsspannung Un sein soll, um hauptsächlich Wirkleistung aufzunehmen.
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Der in 1 dargestellte Schaltwandler umfasst Anschlussklemmen K1, K2 zum Anlegen einer Eingangsspannung Vn, beispielsweise einer sinusförmigen Netzspannung, und einen den Eingangsklemmen nachgeschalteten Gleichrichter GL, der eine gleichgerichtete Spannung Vin aus der Eingangsspannung Vn an Klemmen K3, K4 bereitstellt. Diese Klemmen K3, K4 sind nachfolgend als Eingangsklemmen des Schaltwandlers bezeichnet. Zwischen diesen Eingangsklemmen K3, K4 und Ausgangsklemmen K5, K6 ist eine Wandlerstufe mit einer Hochsetzstellertopographie angeordnet. Diese Wandlerstufe umfasst parallel zu den Eingangsklemmen K3, K4 eine Reihenschaltung eines induktiven Energiespeicherelements L1, beispielsweise einer Speicherdrossel, und eines Schalters T, der beispielsweise als Leistungstransistor ausgebildet ist. Parallel zu dem Schalter T, bzw. bei geöffnetem Schalter T in Reihe zu dem induktiven Energiespeicherelement L1, liegt eine zweite Gleichrichteranordnung, die in dem Beispiel eine Diode D und einen Kondensator C. Der Kondensator C liegt dabei zwischen den Ausgangsklemmen K5, K6, an denen eine Ausgangsspannung Vout zur Verfügung steht.
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Bei diesem als Hochsetzsteller ausgebildeten Schaltwandler nimmt das induktive Energiespeicherelement L1 bei geschlossenem Schalter T Energie auf und gibt diese bei anschließend geöffnetem Schalter an den Ausgangskondensator C bzw. an die Ausgangsklemmen K5, K6 ab.
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In dem Schaltwandler steht ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Regelsignal zur Verfügung, das von einem Regler 10, zur Verfügung gestellt wird. Der Regler 10 bildet die Differenz zwischen diesem durch einen Spannungsteiler R3, R4 aus der Ausgangsspannung Vout erzeugten Ausgangssignal Sout und einem Referenzwert Vref, und erzeugt das Regelsignal S10 abhängig von dieser Differenz. Der Regler umfasst im einfachsten Fall einen Operationsverstärker 11, der auch als Fehlerverstärker bezeichnet wird und der extern mit einer Impedanz Z zur Einstellung des Regelverhaltens beschaltet ist.
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Zur Erzeugung eines Ansteuersignals S20 für den Schalter T wird das Regelsignal S10 mit einem von der gleichgerichteten Eingangsspannung Vin abhängigen Eingangssignal Sin, das mittels eines Spannungsteilers R1, R2, C1 aus der Eingangsspannung Vin erzeugt wird, multipliziert um ein Vergleichssignal S21 zu erzeugen, das einer Ansteuersignalerzeugungsschaltung 20 zugeführt ist.
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Diese Signalerzeugungsschaltung 20 erzeugt zur Ansteuerung des Schalters T ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal S20 und ist dazu ausgebildet, stets dann einen Einschaltpegel des Ansteuersignals S20 zu erzeugen, um den Schalter T einzuschalten, sobald die Speicherdrossel nach einem Abschalten des Schalters, also während eines Ausschaltpegels des Ansteuersignals S20, energiefrei ist. Zur Ermittlung der Speicherzustände, bei denen die Speicherdrossel energiefrei ist, dient eine Hilfswicklung, die induktiv mit der Drossel L1 gekoppelt ist und die ein Magnetisierungssignal S22 an die Signalerzeugungsschaltung 20 liefert, das den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel L1 anzeigt.
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Zur Einstellung der Einschaltdauer vergleicht die Signalerzeugungsschaltung 20 das von der Eingangsspannung Vin und dem Regelsignal S10 abhängige Vergleichssignal S21 mit einem von einem Strom durch den Schalter T abhängigen Strommesssignal S23. Der Strom durch den Schalter T, und damit das Strommesssignal S23 steigen bei geschlossenem Schalter T proportional zu der Eingangsspannung Vin an. Ein Ausschaltpegel des Ansteuersignals S20 wird durch die Signalerzeugungsschaltung 20 dann erzeugt, wenn das Strommesssignal S23 auf den Wert des Vergleichssignals angestiegen ist.
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Der zeitliche Verlauf des Strommesssignals S23 ist für zwei aufeinanderfolgende Ansteuerzyklen in 2a dargestellt.
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Gestrichelt eingezeichnet ist außerdem der Verlauf des Eingangsstromes Iin, der während der Einschaltdauer des Ansteuersignals S20 dem Strom durch den Schalter T entspricht und der während der Ausschaltdauer auf Null absinkt, was gleichbedeutend mit einer Entmagnetisierung der Drossel L1 ist. Für die Darstellung in 3 entspricht der Wert des Messsignals S23 dem Eingangsstrom Iin, dessen Scheitelwert durch das Vergleichssignal S21 begrenzt wird.
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2b zeigt den Verlauf des Ansteuersignals S20, das abhängig vom Magnetisierungszustand der Drossel und einem Vergleich zwischen dem Strommesssignal S23 und Vergleichssignal gebildet ist. Ton bezeichnet dabei die Einschaltdauer, während der das Ansteuersignal S20 einen Einschaltpegel für den Schalter T annimmt, und Toff bezeichnet die Ausschaltdauer, während der das Ansteuersignal S20 einen Ausschaltpegel annimmt.
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3 zeigt den zeitlichen Verlauf der Eingangsspannung Vin für eine Periode einer sinusbetragförmigen gleichgerichteten Eingangsspannung Vin, den daraus resultierenden Verlauf des Vergleichssignals S21 bei einem für diese Periode als konstant angenommenen Regelsignal S10 und den Verlauf des Eingangsstromes. Die Abhängigkeit des Vergleichssignals S21 von der Eingangsspannung Vin bewirkt, dass das Vergleichssignal S21 bei steigender Eingangsspannung Vin ebenfalls ansteigt. Da der Strom durch den Schalter T bei steigender Eingangsspannung Vin ebenfalls ansteigt, ergeben sich bei gleich bleibendem Regelsignal S10, also bei gleichen Lastverhältnissen am Ausgang idealerweise konstante Einschaltdauern Ton, während die Ausschaltdauern Toff variieren. Ein Mittelwert des Eingangsstromes Iin ist dabei proportional zu der Eingangsspannung.
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Es lässt sich zeigen, dass für den Momentanwert der Leistungsaufnahme einer solchen Leistungsfaktorkorrekturschaltung gilt: P = 0,5·Vin2·Ton/L1 (1a)
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Darüber hinaus kann die Leistungsaufnahme auch unter Verwendung der relativen Einschaltdauer d = Ton/T angegeben werden, wobei gilt: P = 0,5·Vin2·d·T/L1 = 0,5·Vin2·d/(L1·f) (1b).
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Dabei bezeichnet P den Momentanwert der Leistungsaufnahme, Vin die Eingangsspannung, Ton die Einschaltdauer, L1 den Induktivitätswert der Drossel und f = 1/T die Schaltfrequenz. Die obigen Beziehungen für den Momentanwert der Leistungsaufnahme P gelten auch für eine nicht konstante Gesamtperiodendauer T.
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Für die Einschaltdauer Ton abhängig von dem Eingangsstrom Iin gilt nach (1a) Ton = Îin·L/Vin (2a), entsprechend gilt für die relative Einschaltdauer d: d = Îin·L/(Vin·T) (2b) wobei Îin den pro Ansteuerzyklus erreichten Spitzenwert des Eingangsstromes Iin bezeichnet. Dieser Spitzenwert ist proportional zu dem Vergleichssignal S21, so dass gilt: Ton = k·S21·L/Vin (3) wobei k einen Proportionalitätsfaktor bezeichnet. Einsetzen von (3) in (1) liefert: P = 0,5·k·S21·Vin (4)
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Unter Berücksichtigung von (1) gilt, dass die Einschaltdauer Ton für eine gegebene Leistungsaufnahme umgekehrt proportional ist zum Quadrat der Eingangsspannung Vin. Für sogenannte Weitbereichsnetzteile die dazu ausgelegt sein müssen, eine konstante Ausgangsspannung Vout für Eingangsspannungen Vin mit Spitzenwerten zwischen 90 V und 270 V zu erzeugen, bedeutet dies, dass die Einschaltdauer bei einer Eingangsspannung von 90 V (= 1/3·270 V) des 9-fache der Einschaltdauer bei einer Spannung von 270 V betragen muss. Das Vergleichssignal S21 ist für eine gegebene Leistungsaufnahme umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin. Während einer Periode der Eingangsspannung ist die Leistungsaufnahme jeweils maximal, wenn die Eingangsspannung Vin ihren Maximalwert erreicht. Zu diesem Zeitpunkt ist auch das Vergleichssignal S21 maximal. Betrachtet man den Bereich, über den Spitzenwerte der Eingangsspannung Vin schwanken können, so nimmt das Vergleichssignal seinen Maximalwert beim Spitzenwert der kleinstmöglichen Eingangsspannung an.
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Es sei angenommen, dass bei einem Weitbereichsnetzteil die Nennleistungsaufnahme erreicht wird, wenn die Eingangsspannung Vin einen Spitzenwert 90 V und das Vergleichssignal S21 einen Maximalwert S21max annimmt. Ändert sich die Eingangsspannung, so dass Spitzenwerte von 270 V auftreten, so reduziert sich der Maximalwert des Vergleichssignals S21 auf S21max/3. Die Anpassung dieses Vergleichssignals S21 an geänderte Eingangsspannungsverhältnisse erfolgt über das Regelsignal S10.
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Tritt bei hoher Eingangsspannung nun eine Überlast am Ausgang des Wandlers auf, durch den die Ausgangsspannung Vout absinkt, so kann das Vergleichssignal S21 über den Regler 10 bis auf seinen Maximalwert S21max aufgeregelt werden, woraus eine Leistungsaufnahme resultiert, die der 9-fachen Nennleistung entspricht. Dies kann zu Instabilitäten bei der Regelung der Leistungsaufnahme führen.
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Die
EP 0 991 169 A2 beschreibt ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Power Factor Controller. Bei diesem Verfahren ist vorgesehen, die über einem Eingangskondensator des Power Factor Controllers anliegende Eingangsspannung über ein Filter einem Multiplizierer zuzuführen, wobei am Ausgang dieses Multiplizierers ein Vergleichssignal zur Verfügung steht, das für die Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Signals für den Schalter dient. Dieses Filter ist so realisiert, dass es bei großen Eingangsspannungen Spannungsspitzen des Eingangssignals abflacht, woraus bei großen Momentanwerten der Eingangsspannung eine Verringerung der Einschaltdauer resultiert.
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Die nachveröffentlichte
DE 10 2004 025 597 A1 beschreibt ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Power Factor Controller. Bei diesem Verfahren wird der Schalter für eine von einem Regelsignal abhängige Einschaltdauer eingeschaltet oder für eine maximal Einschaltdauer eingeschaltet, um die Leistungsaufnahme zu begrenzen. Eine Berechnung der Eingangsspannung für die Begrenzung der Leistungsaufnahme erfolgt abhängig von einer Einschaltdauer und einer Ausschaltdauer der Schalters während eines Ansteuerzyklus und von der Ausgangsspannung.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung zu stellen, durch das eine stabile Regelung der Leistungsaufnahme gewährleistet ist, und eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung zu stellen.
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Dieses Aufgabe wird durch Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 6 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Instabilitäten bei der Regelung der Leistungsaufnahme werden bei dem Verfahren dadurch vermieden, dass abhängig von der Eingangsspannung eine maximale Einschaltdauer festgelegt wird, um eine maximale Leistungsaufnahme zu definieren, die nicht überschritten wird.
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Außerdem ist vorgesehen, dass die Eingangsspannung aus der Einschaltdauer, der Ausschaltdauer und der Ausgangsspannung oder einem von der Ausgangsspannung abhängigen Signal ermittelt wird. Man macht sich hierbei zu Nutze, dass bei einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der der Schalter stets bei Erreichen einer Entmagnetisierung des Speicherelements wieder eingeschaltet wird, die Eingangsspannung Vin während einer Ansteuerperiode des Schalters gemäß folgender Gleichung zu der Einschaltdauer, der Ausschaltdauer und dem Induktivitätswert des Speicherelements in Beziehung steht: Vin = Toff·Vout/(Ton + Toff) (5a) wobei Vin die Eingangsspannung, Ton die Einschaltdauer, Toff die Ausschaltdauer und Vout die Ausgangsspannung bezeichnet.
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Entsprechend kann die Eingangsspannung Vin auch aus der relativen Einschaltdauer d = Ton/T = Ton/(Ton + Toff) ermittelt werden, wobei gilt: Vin = Vout·(1 – d) (5b).
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Bezug nehmend auf Gleichung (1a) gilt für die Einschaltdauer Ton eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung bei einer gegebenen Leistungsaufnahme P abhängig von der Eingangsspannung Vin und dem Induktivitätswert L1, des induktiven Energiespeicherelements: Ton = 2·P·L1/Vin2 (6a) und für die relative Einschaltdauer: d = 2·P·L1/(Vin2·T) (6b)
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Eine maximale Einschaltdauer Vin wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vorzugsweise gemäß folgender Beziehung ermittelt: Tonmax = 2·Pmax·L1/Vin2·klim1/Vin2 (7a) wobei Tonmax die maximale Einschaltdauer, Vin die Eingangsspannung, und klim1 einen vorgegebenen, eine maximal zulässige Leistungsaufnahme Pmax berücksichtigenden Grenzwert darstellt. Der Grenzwert klim1 berücksichtigt außerdem den Induktivitätswert des induktiven Energiespeicherelements.
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Entsprechend kann eine maximale relative Einschaltdauer donmax festgelegt werden, wie folgt: donmax = 2·Pmax·L1/(Vin2·T) = klim1/(Vin2·T) (7b)
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Vorzugsweise wird zur Ermittlung der Einschaltdauer ein von dem Eingangsstrom abhängiges Strommesssignal, ein von dem Regelsignal abhängiges erstes Vergleichssignal und ein von der Eingangsspannung abhängiges zweites Vergleichssignal verwendet, wobei ein Ausschaltpegel des Ansteuersignals erzeugt wird, wenn das Strommesssignal das kleinere der beiden Vergleichssignale erreicht. Das zweite Vergleichssignal ist dabei so gewählt, dass das Strommesssignal dieses Vergleichssignal nach der maximalen Einschaltdauer erreicht.
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Der Spitzenstromwert, bei dessen Erreichen der Schalter bei der zweiten Alternative des Verfahrens jeweils abgeschaltet wird, wenn dieser Spitzenstromwert innerhalb der regulären Einschaltdauer erreicht, wird vorzugsweise gemäß folgender Beziehung ermittelt: Imax = klim2/Vin (8) wobei Imax den Spitzenstrom, Vin die Eingangsspannung und klim2 einen vorgegebenen, eine maximale Leistungsaufnahme und den Induktivitätswert des induktiven Energiespeicherelements berücksichtigenden Grenzwert darstellt.
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Die Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach dem Stand der Technik.
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2 zeigt zeitliche Verläufe des Eingangsstromes bzw. des Stromes durch den Schalter einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (2a) und eines Ansteuersignals für den Schalter (2b).
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3 zeigt zeitliche Verläufe der Eingangsspannung, des Eingangsstromes und des mittleren Eingangsstromes für eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung.
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4 zeigt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die eine Ansteuerschaltung für einen Schalter gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung aufweist.
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5 zeigt eine Detaildarstellung einer Einheit der in 4 dargestellten Ansteuerschaltung.
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6 zeigt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die eine Ansteuerschaltung für einen Schalter gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung aufweist.
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7 zeigt eine Detaildarstellung einer Einheit der in 4 dargestellten Ansteuerschaltung.
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8 zeigt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die eine Ansteuerschaltung für einen Schalter gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung aufweist.
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9 veranschaulicht den zeitlichen Verlauf eines Strommesssignals während einer Einschaltdauer.
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In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
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Wenngleich Gegenstand der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung und eine Ansteuerschaltung für einen solchen Schalter ist, ist in den 4, 6 und 8 zum besseren Verständnis eine vollständige Leistungsfaktorkorrekturschaltung dargestellt. Die der bekannten Leistungsfaktorkorrekturschaltung gemäß 1 entsprechenden Schaltungskomponenten sind dabei mit entsprechenden Bezugszeichen versehen. Zur Verschaltung und zur Funktionsweise dieser Schaltungskomponenten wird auf die Beschreibung zur 1 verwiesen.
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4 zeigt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung, die ein Ansteuersignal S30 für einen die Leistungsaufnahme der Leistungsfaktorkorrekturschaltung regelnden Schalter T bereitstellt. Der Schalter T ist in dem Ausführungsbeispiel als Leistungs-MOSFET ausgebildet und in Reihe zu einem induktiven Energiespeicherelement L1 zwischen Eingangsklemmen K3, K4 geschaltet, an denen eine gleichgerichtete Eingangsspannung Vin zur Verfügung steht. Parallel zu dem Schalter T, beziehungsweise bei geöffnetem Schalter T in Reihe zu dem Energiespeicherelement L1 ist eine Gleichrichteranordnung D, C mit einer Diode D und einem Kondensator C geschaltet, wobei über dem Kondensator C eine aus der gleichgerichteten Eingangsspannung Vin erzeugte Ausgangsspannung Vout zur Verfügung steht. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung umfasst außerdem eine Regelanordnung 10 mit einem Regelverstärker 11, der aus der Ausgangsspannung Vout mittels eines Spannungsteilers R3, R4 abgeleitetes Ausgangssignal Sout mit einem von einer Referenzspannungsquelle 12 bereitgestellten Referenzwert Vref vergleicht, um ein Regelsignal S10 zur Verfügung zu stellen. Der Regler 10 ist beispielsweise ein Proportional-Integral-Regler (PI-Regler), ein Integral-Regler (I-Regler) oder ein Proportional-Regler (P-Regler). Der Regler 10 umfasst einen Regelverstärker 11, der extern mit einer Impedanz Z beschaltet, die das Regelverhalten des Regelverstärkers 11 bestimmt. Die Impedanz Z steht stellvertretend für ein passives Netzwerk, das insbesondere Kondensatoren zur Erzielung eines integrierenden Regelverhaltens der Regelanordnung 10 umfassen kann.
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Das von der Regleranordnung 10 bereitgestellte Regelsignal S10 ist der Ansteuerschaltung 30 zugeführt. Der Ansteuerschaltung 30 ist außerdem ein von der gleichgerichteten Eingangsspannung Vin abhängiges, in dem Ausführungsbeispiel unter Verwendung eines Spannungsteilers R1, R2 erzeugtes Eingangssignal Sin, ein Magnetisierungssignal S22 sowie ein Strommesssignal S23 zugeführt. Das Magnetisierungssignal S22 wird in dem Ausführungsbeispiel von einer Hilfswicklung L2 bereitgestellt, die induktiv mit dem induktiven Energiespeicherelement L1 gekoppelt ist, und die mit einem Anschluss an einem Bezugspotential GND liegt, auf welches auch die Eingangsspannung Vin bezogen ist. Ein anderer Anschluss der Hilfswicklung ist an die Ansteuerschaltung 30 angeschlossen. Das Strommesssignal S23 ist ein ebenfalls auf Bezugspotential GND bezogenes Spannungssignal, das der Spannung über einem in Reihe zu dem Schalter T geschalteten Strommesswiderstand Rs entspricht und das bei geschlossenem Schalter T proportional zu dem Eingangsstrom Iin ist.
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Die Ansteuerschaltung umfasst ein logisches Speicherelement 31, das in dem Ausführungsbeispiel als RS-Flip-Flop ausgebildet ist, und dessen Setz-Eingang S ein Einschaltsignal S33 und dessen Rücksetz-Eingang R ein Ausschaltsignal S34 zugeführt ist. Dem nicht-invertierenden Ausgang Q dieses Flip-Flops 31 ist eine Treiberschaltung 32 nachgeschaltet, die ein am Ausgang des Flip-Flops zur Verfügung stehendes Logiksignal S31 auf einen zur Ansteuerung des Leistungstransistors T geeigneten Pegel umsetzt. Das Flip-Flop 31 wird durch das Einschaltsignal S33 gesetzt, um am Ausgang der Treiberschaltung 32 einen Einschaltpegel des Ansteuersignals S30 zu erzeugen, und das Flip-Flop wird abhängig von dem Ausschaltsignal S34 zurückgesetzt, um am Ausgang der Treiberschaltung 32 einen Ausschaltpegel des Ansteuersignals S30 zu erzeugt wird. Der Transistor T wird bei einem Einschaltpegel des Ansteuersignals S30 eingeschaltet bzw. leitend angesteuert und bei einem Ausschaltpegel des Ansteuersignals S30 gesperrt.
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Das Einschaltsignal S33 wird durch eine Detektorschaltung 33 bereitgestellt, der das Magnetisierungssignal S22 zugeführt ist und die Nulldurchgänge des Magnetisierungssignals S22 detektiert, um bei Detektion eines solchen Nulldurchganges das Flip-Flop 31 über das Einschaltsignal S33 zu setzen. Ein Nulldurchgang des Magnetisierungssignals deutet hierbei auf eine vollständige Entmagnetisierung der Speicherdrossel L1 hin.
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Zur Erzeugung des Ausschaltsignals S34 wird das Strommesssignal S23 mittels eines Komparators 34 mit einem von einer Vergleichssignalerzeugungsschaltung 35 bereitgestellten Vergleichssignal S35 verglichen. Ein Rücksetzen des Flip-Flops 31 zum Ausschalten des Transistors T auszuschalten erfolgt dabei jeweils dann, wenn bei eingeschaltetem Schalter T das Strommesssignal S23 den Wert des Vergleichssignals S35 erreicht.
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Die Erzeugung des Vergleichssignals S35 durch die Vergleichssignalerzeugungsschaltung 35 erfolgt abhängig von dem Regelsignal S10 und dem von der Eingangsspannung Vin abhängigen Eingangssignal Sin und wird nachfolgend anhand von 5 näher erläutert.
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5 zeigt schematisch ein Realisierungsbeispiel der Vergleichssignalerzeugungsschaltung 35, der das Eingangssignal Sin und das Regelsignal S10 zugeführt sind. Diese Signalerzeugungsschaltung 35 umfasst einen Multiplizierer 354, der das Regelsignal S10 mit dem Eingangssignal Sin multipliziert, um ein erstes Vergleichssignal S354 zur Verfügung zu stellen. Die Signalerzeugungsschaltung umfasst außerdem eine Maximalwertermittlungseinheit S51, die abhängig von dem von der Eingangsspannung Vin abhängigen Eingangssignal Sin ein zweites Vergleichssignal Smax zur Verfügung stellt. Die beiden Vergleichssignale S354, Smax sind einem Multiplexer 353 zugeführt, der jeweils das kleinere der beiden Vergleichssignale als Vergleichssignal S35 an seinen Ausgang weitergibt. Zur Ansteuerung des Multiplexers ist ein Komparator 352 vorhanden, dessen Eingängen die Vergleichssignale Smax, S354 zugeführt sind, und dessen Ausgang den Multiplexer 353 ansteuert.
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Das Vergleichssignal S35 bestimmt bezugnehmend auf 9 die Einschaltdauer Ton des Leistungstransistors. Nach dem Einschalten des Transistors T steigt der Eingangsstrom Iin, und damit das Strommesssignal S23 linear an, wobei das Ende der Einschaltdauer Ton erreicht ist, wenn das Strommesssignal S23 auf den Wert des Vergleichssignals S35 angestiegen ist. Für diese Einschaltdauer Ton gilt in Abhängigkeit von dem Vergleichssignal S35, dem Induktivitätswert L1 der Speicherdrossel, der Eingangsspannung Vin und dem Wert des Messwiderstandes Rs: Ton = (S35·L1)/(Vin·Rs) (9).
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Aufgabe des zweiten Vergleichssignals Smax ist es, die Einschaltdauer Ton auf einen Maximalwert Tonmax gemäß Gleichung (7) zu begrenzen. Die Maximalwerterzeugungsschaltung ist hierfür dazu ausgebildet, einen zweiten Vergleichswert Smax gemäß folgender Beziehung zu ermitteln: Smax = (Tonmax·Vin·Rs)/L1 (10) Einsetzen von Gleichung (6) oder (7) liefert: Smax = (klim1/Vin2)·(Vin·Rs/L1) =
= (2·Pmax·L1/Vin2)·(Vin·Rs/L1) =
= 2·Pmax·Rs/Vin (11)
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Unter Berücksichtigung von Sin = Vin/k3 gilt dann folgende Beziehung, gemäß der die Einheit 351 das zweite Vergleichssignal Smax aus dem Eingangssignal Sin erzeugt; Smax = 2·Pmax·Rs·k3/Sin = klim3/Sin (12)
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Pmax bezeichnet dabei die maximal zulässige Leistungsaufnahme, die fest vorgegeben werden kann. Der Grenzwert klim3 berücksichtigt diese maximale Leistungsaufnahme, sowie im vorliegenden Fall den Proportionalitätsfaktor zwischen dem Eingangsstrom Iin und dem Strommesssignale S23 sowie dem Proportionalitätsfaktor zwischen der Eingangsspannung Vin und dem Eingangssignal. Das zweite Vergleichssignal Smax definiert eine Maximalwert für den Eingangsstrom Iin, wobei Smax in der erläuterten Weise entweder ausgehend von einer maximal zulässigen Einschaltdauer Tonmax oder von einem maximal zulässigen Eingangsstrom festgelegt werden kann.
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In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass dieses Strommesssignal S23 mittels einer beliebigen herkömmlichen Strommessanordnung erzeugt werden kann, insbesondere unter Verwendung einer nach dem sogenannten ”Stromsense-Verfahren” arbeitenden Strommessanordnung, die keinen in den Laststromkreis geschalteten Strommesswiderstand umfasst.
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Bei der Schaltungsanordnung gemäß 4 ist der Ansteuerschaltung 30 ein von der Eingangsspannung Vin abhängiges Eingangssignal Sin zur Erzeugung der ersten und zweiten Vergleichssignale S354, Smax zugeführt.
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6 zeigt eine Abwandlung der in 4 dargestellten Ansteuerschaltung, bei der zur Bereitstellung des Vergleichssignals S35 eine Vergleichssignalerzeugungsschaltung 36 vorgesehen ist, die dieses Vergleichssignal S35 aus dem Regelsignal S10, dem Ausgangssignal Sout sowie der Einschaltdauer Ton und der Ausschaltdauer Toff des Ansteuersignals S30 erzeugt. Die Information über die Einschaltdauer und die Ausschaltdauer des Ansteuersignals S30 wird der Vergleichssignalerzeugungsschaltung 36 in dem Ausführungsbeispiel über das Ausgangssignal S31 des Flip-Flops 31 zugeführt.
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7 zeigt den Aufbau dieser Vergleicherschaltung 36, die sich von der in 5 dargestellten durch eine Eingangssignalerzeugungsschaltung unterscheidet, die das zur Erzeugung der ersten und zweiten Vergleichssignale S354, Smax notwendiges Eingangssignal Sin aus dem Ausgangssignal Sout sowie dem Flip-Flop-Ausgangssignal S31 erzeugt. Die Erzeugung des Eingangssignals Sin durch diese Eingangssignalerzeugungsschaltung 361 erfolgt gemäß der Gleichung (5), wobei anstelle der Eingangsspannung Vin das Eingangssignal Sin und anstelle der Ausgangsspannung Vout das Ausgangssignal Sout zu setzen ist.
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Der Vorteil der Ansteuerschaltung 30 gemäß 6 besteht darin, dass auf einen Spannungsteiler zur Ableitung des Eingangssignals Sin aus der Eingangsspannung Vin verzichtet werden kann.
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8 zeigt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit einer Ansteuerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Diese Ansteuerschaltung 50 umfasst entsprechend der zuvor erläuterten Ansteuerschaltungen ein als Flip-Flop ausgebildetes logischen Speicherelement 31, dem eine Treiberschaltung 32 nachgeschaltet ist, an deren Ausgang das Ansteuersignal S30 für den Leistungstransistor T zur Verfügung steht. Der Ansteuerschaltung 50 ist außerdem ein von einer Hilfsspule L2 erzeugte Magnetisierungssignal S22 zugeführt, aus dem eine Detektorschaltung 33 ein Einschaltsignal S33 erzeugt, das dem Setz-Eingang des Flip-Flops zugeführt ist. Die übrigen Schaltungskomponenten dieser Ansteuerschaltung 50 sind im Gegensatz zu den Schaltungskomponenten der zuvor erläuterten Ansteuerschaltungen 30 als digitale Schaltungskomponenten ausgeführt.
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Zur Erzeugung eines Ausschaltsignals S54, das dem Rücksetz-Eingang R des Flip-Flops 31 zugeführt ist, dient ein digitaler Zähler 54, der einen Takteingang zur Zuführung eines Taktsignals CLK, einen Ladeeingang zur Zuführung eines Einschaltdauerwertes S56 und einen Ansteuereingang zum Starten des Zählers aufweist. Dem Ansteuereingang des Zählers ist das Einschaltsignal S33 zugeführt, um den Zähler mit Einschalten des Leistungstransistors T im Takt des Taktsignals CLK je nach Ausführungsform des Zählers entweder hochzuzählen oder herunterzuzählen. Das Ausschaltsignal S54 zum Rücksetzen des Flip-Flops 31, und damit zum Sperren des Leistungstransistors T wird je nach Ausführungsform des Zählers 54 dann erzeugt, wenn der Zähler ausgehend von einem Zählerstand Null den Einschaltdauerwert S56 erreicht, oder wenn der Zähler ausgehend von dem Einschaltdauerwert 56 bis auf Null heruntergezählt hat. Der Einschaltdauerwert 56 stellt somit unmittelbar ein Maß für die Einschaltdauer Ton des Leistungstransistors T dar, dabei gilt, dass die Einschaltdauer dem Produkt aus einer Periodendauer des Taktsignals und dem Einschaltdauerwert S56 entspricht.
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Der Einschaltdauerwert S56 wird durch einen digitalen Vergleicher 56 aus einem ersten oder zweiten Einschaltdauerwert. Der erste Einschaltdauerwert S42 repräsentiert dabei eine reguläre Einschaltdauer Ton und der zweite digitale Einschaltdauerwert S55 repräsentiert eine maximale Einschaltdauer Tonmax für den Leistungstransistor. Die Erzeugung dieses die maximale Einschaltdauer repräsentierenden zweiten Einschaltdauerwertes S55 erfolgt in einer Maximalwertermittlungseinheit 55, der das Ausgangssignal des Flip-Flops S31 sowie ein digitalisiertes Ausgangssignal S41 zugeführt wird.
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Das digitalisierte Ausgangssignal S41 wird dabei mittels eines Analog-Digital-Wandlers 41 erzeugt, dem das durch den Spannungsteiler R3, R4 bereitgestellte Ausgangssignal Sout zugeführt ist. Die Maximalwertermittlungseinheit 55 ist dazu ausgebildet, das Ausgangssignal des Flip-Flops S31 zu analysieren, um die momentane Einschaltdauer Ton und die momentane Ausschaltdauer Toff zu ermitteln. Hierzu wird das Flip-Flop-Ausgangssignal beispielsweise im Takt eines Taktsignals abgetastet und mit einem Referenzwert verglichen, der beispielsweise zwischen den beiden Ausgangspegeln des Flip-Flops liegt. Zur Ermittlung der Einschaltdauer Ton bzw. eines zu der Einschaltdauer unmittelbar in Beziehung stehenden Wertes wird dabei gezählt, wie viele aufeinanderfolgende Abtastwerte oberhalb des Referenzwertes liegen. Zur Ermittlung der Ausschaltdauer Toff bzw. eines zu der Ausschaltdauer unmittelbar in Beziehung stehenden Wertes wird entsprechend gezählt, wie viele aufeinanderfolgende Abtastwerte unterhalb des Referenzwertes liegen.
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Unter Verwendung der Einschaltdauer Ton und der Ausschaltdauer Toff sowie des digitalen Ausgangssignals S41 ermittelt die Maximalwertermittlungseinheit 55 den die maximale Einschaltdauer repräsentierenden zweiten Einschaltdauerwert S55 gemäß Gleichung (7) unter Verwendung von Gleichung (5) zur Ermittlung der Eingangsspannung Vin aus dem digitalisierten Ausgangssignal S41.
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Der erste digitale Einschaltdauerwert S42, der eine reguläre Einschaltdauer des Schalters T definiert, wird mittels eines digitalen Reglers 42 aus dem digitalen Ausgangssignal S41 ermittelt. Dieser Regler 42 ist insbesondere dazu ausgebildet, das digitalisierte Ausgangssignal S41 mit einem Referenzwert zu vergleichen, um aus der Differenz zwischen dem Referenzwert und dem digitalen Ausgangssignal S41 in nicht näher dargestellter Weise ein digitales Regelsignal zu erzeugen, wobei, beispielsweise unter Verwendung einer Nachschlagetabelle, jedem auf diese Weise erzeugten digitalen Regelsignal ein die Einschaltdauer repräsentierender digitaler Signalwert S42 zugewiesen wird. Auf die Verwendung eines Strommesssignals zur Erzeugung eines die Einshaltdauer des Schalters T bestimmenden Signals kann bei dieser Anordnung verzichtet werden.
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Bezugszeichenliste
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- 10
- Regler
- 11
- Regelverstärker, Operationsverstärker
- 12
- Referenzspannungsquelle
- 20
- Ansteuerschaltung
- 30
- Ansteuerschaltung
- 31
- logisches Speicherelement, RS-Flip Flop
- 32
- Treiberschaltung
- 33
- Detektoranordnung
- 34
- Komparator
- 35
- Vergleichssignalerzeugungsschaltung
- 36
- Vergleichssignalerzeugungsschaltung
- 41
- Analog-Digital-Wandler
- 42
- digitaler Regler
- 54
- digitaler Zähler
- 55
- Maximalwerterzeugungsschaltung
- 56
- digitaler Komparator
- C
- Kondensator
- C1
- Kondensator
- D
- Diode
- Iin
- Eingangsstrom
- K1, K2
- Netzanschlussklemmen
- K3, K4
- Eingangsklemmen
- K5, K6
- Ausgangsklemmen
- L1
- induktives Speicherelement, Speicherdrossel
- L2
- Hilfswicklung
- M
- Multiplizierer
- R1, R2
- Spannungsteiler
- R3, R4
- Spannungsteiler
- Rs
- Strommesswiderstand
- S10
- Regelsignal
- S21
- Vergleichssignal
- S22
- Magnetisierungssignal
- S23
- Strommesssignal
- S30
- Ansteuersignal
- S31
- Flip-Flop-Ausgangssignal
- S33
- Einschaltsignal
- S34
- Ausschaltsignal
- S35
- Vergleichssignal
- S36
- Vergleichssignal
- S41
- digitalisiertes Ausgangssignal
- S42
- erstes digitales Vergleichssignal
- S55
- zweites digitales Vergleichssignal
- Sin
- Eingangssignal
- T
- Schalter, Leistungstransistor
- Vin
- Eingangsspannung
- Vn
- Netzspannung
- Vout
- Ausgangsspannung
- Vref
- Referenzspannung
- Z
- Impedanz
