DE10040411A1 - Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung - Google Patents
Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer EingangsspannungInfo
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Abstract
Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung (Uq) aus einer oszillierenden Eingangsspannung (Un), die folgende Merkmale aufweist: DOLLAR A - Eingangsklemmen (EK3, EK4) zum Anlegen einer oszillierenden Eingangsspannung (Un); DOLLAR A - Ausgangsklemmen (AK1, AK2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Uq) für eine Last (RL); DOLLAR A - eine an die Eingangsklemmen (EK3, EK4) angeschlossene Regelanordnung mit einer Spule (L) und einem in Reihe zu der Spule (L) geschalteten Schalter (S); DOLLAR A - eine zwischen die Regelanordnung und die Ausgangsklemmen (AK1, AK2) geschaltete Gleichrichteranordnung (D, C); DOLLAR A - eine an einen Steuereingang (G) des Schalters (S) angeschlossene Ansteuerschaltung (PWM1; PWM2); DOLLAR A wodurch ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO), dem ein von der Eingangsspannung (Un) und der Ausgangsspannung (Uq) abhängiges Eingangssignal (ES) zugeführt ist und die Ansteuerschaltung (PWM1; PWM2) von einem Ausgangssignal (AS) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) abhängiges Signal zugeführt wird.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Aus
gangsspannung aus einer Eingangsspannung gemäß den Merkmalen
des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
Aufgabe derartiger Schaltungsanordnungen, die auch als Power
Factor Controller (PFC) bezeichnet werden, ist es, einer Last
eine Ausgangsspannung zur Verfügung zu stellen, die sowohl
bei Laständerungen als auch bei Änderungen der Eingangsspan
nung weitgehend konstant gehalten wird. Die Eingangsspannung
ist dabei üblicherweise eine Wechselspannung des Spannungs
versorgungsnetzes, bzw. der Betrag dieser Wechselspannung.
Darüber hinaus soll die Schaltungsanordnung einen Strom auf
nehmen, der zumindest über wenige Perioden der Netzspannung
möglichst proportional zu der Eingangsspannung ist. Die Pro
portionalität zwischen Eingangsspannung und aufgenommenem
Strom führt dazu, dass die aufgenommene Leistung, die sich
als Produkt aus der Eingangsspannung und dem aufgenommenen
Strom ergibt, der Last mit hohem Wirkungsgrad zugeführt wird
und die Schaltungsanordnung kaum Blindleistung aufnimmt.
Zur Umsetzung der Eingangsspannung in die Ausgangsspannung
dient bei bekannten Power Factor Controllern ein sogenannter
Hochsetz-Schaltregler (Boost-Converter) der üblicherweise ei
ne Reihenschaltung einer Spule und eines Schalters aufweist,
wobei parallel zu dem Schalter eine Gleichrichteranordnung,
üblicherweise bestehend aus einer Diode und einem Kondensa
tor, geschaltet ist, wobei die Ausgangsspannung über dem Kon
densator abgreifbar ist. Wird bei einer derartigen Anordnung
der Schalter geschlossen, steigt der Strom durch die Spule
proportional zu der gerade anliegenden Eingangsspannung an
und die Spule nimmt Energie auf. Wird der Schalter anschlie
ßend geöffnet gibt die Spule Energie an die Gleichrichteran
ordnung ab, wobei der Strom durch die Spule abhängig von der
anliegenden Eingangsspannung und der Ausgangsspannung ab
sinkt. Die Stromaufnahme und die an die Last abgegebene Leis
tung sind mittels einer geeigneten Ansteuerung des Schalters
regelbar, die durch eine Ansteuerschaltung erfolgt.
Zur Ansteuerung des Schalters sind bereits verschiedene Ver
fahren und Schaltungsanordnungen bekannt.
In dem Datenblatt 6/98 der Unitrode Corporation, 7 Continen
tal Blvd, Merrimack, NH 03054, betreffend den Power Factor
Controller 1854, ist ein Power Factor Controller beschrieben,
bei dem ein Shunt-widerstand in dem Eingangskreis des Power
Factor Controllers vorhanden ist, der ein zu dem Eingangs
strom proportionales Signal bereitstellt. Der Shunt-
Widerstand ist Teil eines "Average current control loop", ei
nem Regelkreis, der den Mittelwert des Stromsignals bildet
und mit einem von der Eingangsspannung und der Ausgangsspan
nung abhängigen Sollwert vergleicht. Das Tastverhältnis des
Schalters wird bei diesem bekannten Power Factor Controller
abhängig von den Abweichungen des Stromsignals gegenüber dem
Sollwert verändert. Die Ansteuerschaltung ist größtenteils
als integrierte Schaltung ausgeführt, wobei für die Bildung
des Mittelwertes des Stromsignals externe Kondensatoren benö
tigt werden, die nicht in der integrierten Schaltung unterge
bracht sein können. Außerdem werden in der Zuleitung von der
Ansteuerschaltung zu dem Shunt-Widerstand Schutzwiderstände
benötigt, da beim erstmaligen Anschließen des Power Factor
Controller an ein Wechselspannungsnetz der in der Gleichrichteranordnung
enthaltene Kondensator schlagartig aufgeladen
wird, was an dem Shunt-Widerstand kurzzeitig einen Spannungs
abfall von mehreren 10 V hervorruft würde. Ein solcher Span
nungsabfall würde ohne Schutzwiderstände die zur Auswertung
des Stromsignals verwendete integrierte Schaltung schädigen.
Bei dem UC 1854 von Unitrode stammt ein Taktsignal, mit dem
der Schalter angesteuert wird aus einem Oszillator, der mit
konstanter Frequenz arbeitet, wobei aufgrund einer Verzöge
rung beim Sperren der Diode des Hochsetzschaltreglers bei je
dem Einschaltvorgang ein Rückstrom über diese Diode fließt,
bis sie sperrt. Um Schaltverluste zu minimieren, wird bei ei
nem derartigen Power Factor Controller daher eine schnelle
Diode, beispielsweise eine Siliziumkarbid-Diode, verwendet,
die allerdings teuer ist.
Aus dem Datenblatt MC34261/D der Motorola Inc. ist ein Power
Factor Controller bekannt, bei dem ein Shunt-Widerstand in
Reihe zu dem Schalter geschaltet ist, wobei der Shunt-
Widerstand dadurch nur bei geschlossenem Schalter von einem
Strom durchflossen wird. Der Spannungsabfall über diesem
Shunt-Widerstand ist der Ansteuerschaltung zugeführt, wobei
der Schalter abgeschaltet wird, wenn der Spannungsabfall ei
nen zu einem Sollwert proportionalen Schwellenwert erreicht.
Der Sollwert ergibt sich aus einer Multiplikation der Ein
gangsspannung mit einem von der Ausgangsspannung abhängigen
Regelsignal, wobei sich dieses Regelsignal verglichen zu der
Periodendauer der Eingangsspannung nur langsam ändert, so
dass der Sollwert über wenigstens einige Perioden der Ein
gangsspannung proportional zu dieser ist. Der Schalter wird
immer dann eingeschaltet, wenn der Strom durch die Spule den
Wert Null erreicht, so dass der Spulenstrom dreieckförmig
zwischen dem Schwellenwert und Null oszilliert. Aufgrund des
dreieckförmigen Stromverlaufs entspricht der Mittelwert des
Stromes der Hälfte des Schwellenwertes, der über einige Peri
oden proportional zu der Eingangsspannung ist. Der Strommit
telwert ist damit proportional zu der Eingangsspannung. Zur
Erkennung des Nulldurchgangs des Spulenstrom ist bei diesem
Power Factor Controller eine Hilfswicklung an der Spule er
forderlich.
Probleme können bei diesem bekannten Power Factor Controller
dann auftreten, wenn eine kleine Leistung übertragen werden
soll. Die Schaltschwelle, bei der der Schalter abschaltet
wird dazu sehr niedrig eingestellt. Der Anstieg des Spulen
stromes ist durch den momentanen Wert der Eingangsspannung
und den Wert der Induktivität der Spule bestimmt. Ist der
Schwellenwert zum Abschalten des Schalters sehr niedrig, wird
der Schwellenwert nach sehr kurzer Zeit erreicht und der
Schalter wird sehr kurze Zeit nach dem Einschalten wieder ab
geschaltet. Da sich die Spule schnell wieder entlädt wird der
Schalter sehr kurze Zeit nach dem Einschalten wieder einge
schaltet. Die Schaltfrequenz des Schalters steigt damit bei
kleiner zu übertragender Leistung an. Bedingt durch parasitä
re Kapazitäten ist der Stromverlauf bei hohen Frequenzen
nicht mehr genau dreieckförmig. Die geforderte Proportionali
tät zwischen dem Mittelwert der Stromaufnahme und der Schwel
lenspannung, bzw. zwischen dem Mittelwert der Stromaufnahme
und der Eingangsspannung geht dadurch verloren.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen Power Control
ler zur Verfügung zu stellen, bei dem auch bei kleinen über
tragenen Leistungen die Proportionalität zwischen der Strom
aufnahme, bzw. dem Mittelwert der Stromaufnahme, und der Ein
gangsspannung gewährleistet ist, und dessen Ansteuerschaltung
als integrierte Schaltung mit wenigen externen Bauelementen
realisierbar ist.
Dieses Ziel wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß den
Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Danach weist die Schaltungsanordnung neben Eingangsklemmen
zum Anlegen einer oszillierenden Eingangsspannung und Aus
gangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung für ei
ne Last, eine an die Eingangsklemmen angeschlossene Regelan
ordnung mit einer Spule und einem in Reihe zu der Spule ge
schalteten Schalter auf, der eine Gleichrichteranordnung
nachgeschaltet ist. Zur Ansteuerung des Schalters ist eine
Ansteuerschaltung an einen Steuereingang des Schalters ange
schlossen. Erfindungsgemäß weist die Ansteuerschaltung wei
terhin einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage
controlled oscillator) auf, dem ein von der Eingangsspannung
und der Ausgangsspannung abhängiges Eingangssignal zugeführt
ist, wobei ein von einem Ausgangssignal des spannungsgesteu
erten Oszillators abhängiges Signal der Ansteuerschaltung zu
geführt ist, die den Schalter nach Maßgabe dieses Ausgangs
signals ansteuert.
Das Eingangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators ist
vorzugsweise aus der Differenz der Ausgangsspannung und der
Eingangsspannung gebildet. Da sich die Ausgangsspannung im
Vergleich zu der Eingangsspannung langsam ändert, ist das
Eingangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wenigs
tens für einige Perioden der Eingangsspannung, die üblicher
weise sinusförmig bei einer Frequenz zwischen 50 Hz und 60 Hz
ist, linear abhängig von der Eingangsspannung. Die Frequenz
des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators va
riiert abhängig von dem Eingangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators, bzw. abhängig von der Eingangsspannung. Das
Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators oder ein
Signal mit einer dazu proportionalen Frequenz gibt der An
steuerschaltung den Takt zum Einschalten des Schalters vor.
Dabei gilt, dass die Schaltfrequenz mit steigender Eingangs
spannung abnimmt.
Die Zeitdauer, während der Schalter eingeschaltet bleibt,
kann fest vorgegeben werden, wobei diese Einschaltdauer so
gewählt ist, dass die Spule bei der maximalen Schaltfrequenz
während einer Periode des Ausgangssignal des spannungsgesteu
erten Oszillators magnetisiert und wieder vollständig entmag
netisiert wird. Die Einschaltdauer ist insbesondere von der
Ausgangsspannung abhängig, um die Leistungsaufnahme nachre
geln zu können und dadurch Änderungen der Ausgangsspannung
entgegenzuwirken. Beim Einschalten des Schalters steigt der
Strom durch die Spule linear an, wobei die Steigung des Stro
mes vom Momentanwert der Eingangsspannung und von der Induk
tivität der Spule abhängig ist. Nach dem Abschalten des
Schalters nimmt der Spulenstrom ausgehend von dem Maximalwert
ab bis er Null erreicht und der Schalter beim nächsten Takt
wieder eingeschaltet wird. Die Dauer der "Stromlücken", in
denen die Spule bis zum nächsten Einschalten nicht von Strom
durchflossen ist steht in einem festen Verhältnis zu der
Zeitdauer, während der die Spule beim Magnetisieren und Ent
magnetisieren von Strom durchflossen ist. Der Mittelwert des
Stromes pro Einschaltperiode, und damit der Mittelwert des
Stromes über alle Perioden, ist dabei proportional zu der
Eingangsspannung.
Die Zeitdauer, während der der Schalter eingeschaltet bleibt,
kann auch abhängig von einem Schwellenwert festgelegt werden,
wobei der Schalter nach dem Einschalten so lange eingeschaltet
bleibt, bis ein Strom durch die Spule einen Schwellenwert er
reicht. Der Schwellenwert ist insbesondere von der Ausgangs
spannung abhängig, um die Leistungsaufnahme bei sich ändern
der Ausgangsspannung nachregeln zu können und ist für wenigs
tens einige Perioden der Eingangsspannungen zu dieser propor
tional. Auch bei dieser Art der Ansteuerung der Spule ist der
Mittelwert des Stromes proportional zu der Eingangsspannung,
wobei die Spule vor einem erneuten Einschalten des Schalters
bei dieser Ausführungsform nicht vollständig entmagnetisiert
werden, der Spulenstrom also nicht auf Null absinken muss.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind keine ex
ternen Bauelemente zur Bereitstellung eines Mittelwertes des
Spulenstromes erforderlich. Außerdem kann die erfindungsgemä
ße Schaltungsanordnung zur Übertragung geringer Leistung bei
einer Frequenz betrieben werden, bei der sich parasitäre Ka
pazitäten nur unwesentlich auf die Proportionalität zwischen
Eingangsspannung und Spulenstrom, bzw. Eingangsstrom, auswir
ken.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand
der Unteransprüche.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist vorzugsweise für
Eingangsspannungen einsetzbar, die in weiten Bereichen vari
ieren können. So besteht für Schaltnetzteile, in denen die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Regelung der Strom-
bzw. Leistungsaufnahme aus dem Netz eingesetzt werden kann,
vielfach die Forderung, dass sie für Eingangsspannungen mit
Effektivwerten zwischen 90 V und 270 V funktionieren. Bei dem
erfindungsgemäßen Schaltnetzteil ist die Schaltfrequenz des
Schalters von dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Os
zillators und damit von der Differenz zwischen der Ausgangsspannung
und der Eingangsspannung abhängig. Die maximale
Schaltfrequenz wird dabei erreicht, wenn der Momentanwert der
Eingangsspannung Null ist. Der Frequenzhub, das heißt der
Frequenzbereich, innerhalb dessen die Schaltfrequenz des
Schalters variiert ist dabei vom Maximalwert der Eingangs
spannung abhängig. So beträgt beispielsweise bei einer Ein
gangsspannung von 90 V die bei einem Spitzenwert der momenta
nen Spannung vorhandene minimale Schaltfrequenz etwa 70% der
maximalen Schaltfrequenz, die bei der Eingangsspannung Null
erreicht wird, während bei einer Eingangsspannung von 270 V
die minimale Schaltfrequenz nur etwa 10% der maximalen
Schaltfrequenz beträgt.
Bei einer kleinen Eingangsspannung muss der Schalter länger
eingeschaltet bleiben als bei einer großen Eingangsspannung,
um die Leistungsaufnahme der erfindungsgemäßen Schaltungsan
ordnung konstant zu halten. Die Einschaltfrequenz muss daher
so gewählt werden, dass der Schalter bei der kleinsten Ein
gangsspannung ausreichend lange eingeschaltet bleiben kann,
um eine ausreichende Stromaufnahme der Spule zu gewährleis
ten. Dabei gilt, je kleiner der Scheitelwert oder der Effek
tivwert der Eingangsspannung ist, um so kleiner muss die
Schaltfrequenz sein. Die maximale Schaltfrequenz bei kleinen
Eingangsspannungen ist daher eine Größe, die bei der Dimensi
onierung des spannungsgesteuerten Oszillators beachtet werden
muss.
Dies kann zu Problemen führen, wenn mit demselben Power Fac
tor Controller auch große Eingangsspannungen verarbeitet wer
den sollen, bei denen die minimale Schaltfrequenz, wie oben
beschrieben, wesentlich geringer werden kann als bei kleinen
Eingangsspannungen. Bei kleinen Taktfrequenzen treten Proble
me bei der Entstörung auf, wobei zu vermeiden ist, dass die
Taktfrequenz so klein wird, dass Frequenzen im hörbaren Be
reich auftreten.
Gemäß einer Ausführungsform ist daher vorgesehen, die maxima
le Taktfrequenz so festzulegen, dass bei der kleinsten Ein
gangsspannung die Einschaltdauern noch so lange sein können,
dass die Spule ausreichend Strom aufnehmen kann, um die Leis
tungsaufnahme insgesamt konstant zu halten. Übersteigt die
Eingangsspannung, d. h. der Spitzenwert der Eingangsspannung,
deren Mittelwert oder deren Effektivwert, eine vorgebbare
Schwelle, so wird die maximale Taktfrequenz mit einem vorge
gebenen Faktor multipliziert, um Störungsprobleme bei kleinen
Taktfrequenzen bei großen Eingangsspannungen zu vermeiden.
Als Ausgleich für die Erhöhung der maximalen Taktfrequenz
wird die Einschaltdauer, bzw. die maximale Einschaltdauer,
durch denselben Faktor dividiert. Der Faktor, um den die Ein
schaltdauer zu dividieren ist, wird dabei bei der Erzeugung
eines Wertes für die Einschaltdauer oder bei der Erzeugung
des Schwellenwertes berücksichtigt.
Die Spule ist derart dimensioniert, dass sie bei der klein
sten Eingangsspannung, das heißt der Eingangsspannung mit dem
kleinsten Mittelwert, Effektivwert oder Spitzenwert, einen
großen Strom aufnehmen kann, ohne ihren magnetischen Sätti
gungswert zu erreichen. Bei einer kleinen Eingangsspannung
ist ein großer Eingangsstrom erforderlich, um die Leistungs
aufnahme unabhängig von der Eingangsspannung konstant halten
zu können. Steigt die Netzspannung, das heißt deren Mittel
wert, Effektivwert oder Spitzenwert an, so steigt aufgrund
der Proportionalität zwischen Eingangsspannung und Spulen
strom der Spulenstrom an und es besteht die Gefahr, dass die
Spule ihre magnetische Sättigung erreicht.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist daher vorgese
hen, dass die Einschaltzeiten des Schalters sich umgekehrt
proportional zu dem Mittelwert, dem Effektivwert, dem Spit
zenwert oder einem vergleichbaren Wert der Eingangsspannung
ändern.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Figuren anhand
von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß einer
ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 2 erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß einer
zweiten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 Verlauf der Frequenz des Ausgangssignals des span
nungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von
der Eingangsspannung;
Fig. 4 Verlauf des Spulenstroms über der Zeit in verschie
denen Zeitintervallen;
Fig. 5 Signalverlauf der Eingangsspannung (Fig. 4a) und
Verlauf der Schaltfrequenz (Fig. 4b) über der
Zeit;
Fig. 6 erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß einer
weiteren Ausführungsform der Erfindung mit Schal
tungsmitteln zur Anpassung der Einschaltzeiten des
Schalters abhängig von einem Mittelwert der Ein
gangsspannung;
Fig. 7 im Current Mode arbeitende erfindungsgemäße Schal
tungsanordnung mit Schaltungsmitteln zur Anpassung
der Einschaltzeiten des Schalters abhängig von ei
nem Mittelwert der Eingangsspannung;
Fig. 8 erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit Schal
tungsmitteln zur Änderung der Schaltfrequenz abhän
gig von einem Mittelwert der Eingangsspannung;
Fig. 9 weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit
Schaltungsmitteln zur Änderung der Schaltfrequenz
abhängig von einem Mittelwert der Eingangsspannung;
Fig. 10 Schaltungsanordung zur eingangsspannungsabhängigen
Umschaltung eines Schalters.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben,
gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfin
dungsgemäßen Schaltungsanordnung, die auch als Power Factor
Controller bezeichnet wird.
Die Schaltungsanordnung weist erste und zweite Eingangsklem
men EK3, EK4 zum Anlegen einer Eingangsspannung Un auf, wobei
die Eingangsspannung in dem Ausführungsbeispiel mittels eines
Brückengleichrichters BG, der vier zu einer Brücke verschal
tete Dioden aufweist, aus einer an Eingangsklemmen EK1, EK2
anliegenden Wechselspannung Uw gebildet ist. Die Wechselspan
nung Uw ist dabei insbesondere eine Netzspannung mit einer
Frequenz von 50 Hz oder 60 Hz Scheitelwerten zwischen 90 V und
270 V. Die Eingangsspannung Un entspricht dem Betrag der Wech
selspannung Uw.
Den Eingangsklemmen EK3, EK4 ist eine Regelanordnung RA nach
geschaltet, die eine Reihenschaltung einer Spule (Speiche
drossel) Dr und eines Schalters S aufweist, wobei die Reihen
schaltung an die Eingangsklemmen EK3, EK4 angeschlossen ist.
Parallel zu dem Schalter S ist eine Reihenschaltung einer Di
ode D und eines Kondensators C geschaltet, die als Gleich
richteranordnung wirken, wobei Anschlussklemmen des Kondensa
tors C Ausgangsklemmen AK1, AK2 bilden an denen eine Aus
gangsspannung Uq für eine Last abgreifbar ist. An einen Steu
ereingang des Schalters S ist eine Ansteuerschaltung PWM1 zur
Ansteuerung des Schalters S angeschlossen.
Die Anordnung aus Spule L, Schalter S mit Ansteuerschaltung
PWM1, Diode D und Kondensator C bildet einen sogenannten
Hochsetzschaltregler (boost converter).
Gegenstand der Erfindung ist die Ansteuerung des Schalters S
derart, dass zum einen der Mittelwert des Spulenstroms I pro
portional zu der Eingangsspannung Un ist, und dass zum ande
ren die Ausgangsspannung Uq sowohl für Eingangsspannungen Un
mit sich ändernden Effektivwerten als auch für Änderungen der
Last, die in Figur als ohmscher Widerstand RL dargestellt
ist, wenigstens annäherungsweise konstant ist.
Um eine Stromaufnahme I zu erreichen, deren Mittelwert pro
portional zu der Eingangsspannung Un ist, weist der Power
Factor Controller nach Fig. 1 einen ersten Regelkreis auf,
der einen ersten an die Eingangsklemmen EK3, EK4 angeschlos
senen Spannungsteiler R1, R2, einen zweiten an die Ausgangs
klemmen AK1, AK2 angeschlossenen zweiten Spannungsteiler R3,
R4, einen Differenzverstärker DV und einen spannungsgesteuer
ten Oszillator VCO aufweist. Der erste Spannungsteiler R1, R2
stellt ein zu der Eingangsspannung Un proportionale Eingangs
spannungssignal UnS und der zweite Spannungsteiler stellt ein
zu der Ausgangsspannung Uq proportionale Ausgangsspannungs
signal UqS zur Verfügung, wobei der jeweilige Proportionali
tätsfaktor vom Verhältnis der Widerstände des jeweiligen
Spannungsteilers abhängig ist. Das Ausgangsspannungssignal
UqS ist einem negativen Eingang des Differenzverstärkers DV
zugeführt und das Eingangsspannungssignal UnS ist einem
positiven Eingang des Differenzverstärkers DV zugeführt,
wobei ein zu der Differenz aus Ausgangsspannungssignal UqS
und Eingangsspannungssignal UnS, bzw. der Differenz aus Aus
gangsspannung Uq und Eingangsspannung Un, proportionales Sig
nal dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO als Eingangssig
nal ES zugeführt ist.
Am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO steht ein
Ausgangssignal oder Oszillatorsignal AS zur Verfügung, dessen
Frequenz proportional zu dem Eingangssignal ES und damit pro
portional zu der Differenz aus Ausgangsspannung Uq und dem
Momentanwert der Eingangsspannung Un ist. Der Verlauf der
Frequenz fVCO des Oszillatorsignals ist über dem Momentanwert
der Eingangsspannung Un in Fig. 3a dargestellt. Die Frequenz
nimmt dabei einen Maximalwert an, wenn der Momentanwert der
Eingangsspannung Un Null ist, und sie erreicht Null, wenn der
Momentanwert der Eingangsspannung Un der Ausgangsspannung Uq
entspricht.
Die Ansteuerschaltung PWM1 schaltet über ihren Ausgang A11
den Schalter S getaktet nach Maßgabe des Oszillatorsignals
AS, das an einem ersten Eingang E11 anliegt, ein. Der Schal
ter S bleibt dabei für eine Einschaltdauer te geschlossen,
die von einem Regelsignal RS11 abhängig ist, das einem zwei
ten Eingang E12 der Ansteuerschaltung zugeführt ist. Die Ansteuerschaltung
PWM1 funktioniert damit wie ein herkömmlicher
Pulsweitenmodulator, der den Schalter nach Maßgabe eines ge
takteten Signals schließt und abhängig von einem Regelsignal
für eine bestimmte Zeitdauer geschlossen hält. Das Regelsig
nal RS11 ändert sich langsam im Verhältnis zur Periodendauer
der Eingangsspannung, so dass die Einschaltdauer wenigstens
für einige Perioden der Eingangsspannung konstant bleibt.
Bei dem Power Factor Controller nach Fig. 1 ist der Mittel
wert der Stromaufnahme proportional zu der Eingangsspannung,
wie im folgenden insbesondere anhand der Fig. 4 erläutert
wird.
Beim Schließen des Schalters steigt der Spulenstrom I linear
an, wobei er beim Abschalten nach der Einschaltdauer te einen
Spitzenwert Î erreicht, der proportional zu dem Momentanwert
der Eingangsspannung Un ist und für den gilt:
Î = Un/L.te (1)
wobei L die Induktivität der Spule Dr ist.
Fig. 4 zeigt den Verlauf des Spulenstromes für zwei ver
schiedene Momentanwerte der Eingangsspannung, die proportio
nal sind zu Maximalwerten Î1 und Î2, die der Spulenstrom da
bei jeweils erreicht. Dabei ist angenommen, dass die Frequenz
der Eingangsspannung (üblicherweise 50 Hz) sehr viel kleiner
ist als die Schaltfrequenz, so dass die Eingangsspannung Un
wenigstens für einige Perioden des Spulenstromes als konstant
angenommen werden kann. Zur besseren Veranschaulichung ist
die Zeitachse in Fig. 4 unterbrochen, um die Situation für
zwei unterschiedliche Momentanwerte der Eingangsspannung Un
darstellen zu können.
Nach dem Öffnen des Schalters sinkt der Spulenstrom I linear
ab, wobei die Steigung des Stromverlaufes von der über der
Spule anliegenden Spannung bestimmt ist, die der Differenz
aus der Ausgangsspannung Uq und der momentanen Eingangsspan
nung Un entspricht. Eine Zeitdauer ta, die vergeht, bis der
Spulenstrom I nach dem Erreichen des Maximalwertes auf Null
abgesunken ist beträgt:
ta = te.Un/(Uq - Un) (2),
wobei sich für verschiedene Eingangsspannungen verschiedene
Zeitdauern ergeben, wie anhand der Zeitdauern ta1 und ta2 in
Fig. 4 dargestellt ist. Eine Gesamtdauer tg, während der die
Spule Strom aufnimmt beträgt:
tg = te + ta = te.Uq/(Uq - Un) (3).
Die Zeitdauer tg1 und tg2 in Fig. 4 sind die jeweiligen Ge
samtdauern der Stromaufnahme bei den verschiedenen Eingangs
spannungen. Pro Einschaltvorgang nimmt der Power Factor Cont
roller eine Ladung Q auf, die sich bei dem dreieckförmigen
Stromverlauf wie folgt darstellt:
Q = 0.5.Î.tg = 0.5.Un/L - te2.Uq/(Uq - Un) (4).
Für den Mittelwert Im des pro Einschaltvorgangs aufgenommenen
Spulenstroms gilt:
Im = Q/T (5),
wobei T, bzw. T1 und T2, die Periodendauer des Spulenstromes,
bzw. der zeitliche Abstand zwischen den einzelnen Einschaltvorgängen
ist. Die Einschaltfrequenz ist durch das Ausgangs
signal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO vorgegeben
und proportional zu der Differenz aus der Ausgangsspannung Uq
und der Eingangsspannung Un. Damit ist:
T ~ Uq - Un (6).
Durch Einsetzen der Beziehungen (4) und (6) in (5) folgt:
Im ~ 0.5.Un/L.te2.Uq (7).
Der Mittelwert des Spulenstroms ist damit abhängig von dem
Momentanwert der Eingangsspannung Un, der Einschaltdauer te
und der Ausgangsspannung Uq. Die Ausgangsspannung Uq und die
Einschaltdauer te ändern sich langsam im Vergleich zu der Pe
riodendauer der Eingangsspannung, so dass der Mittelwert des
Spulenstromes wenigstens für einige Perioden proportional zu
der Eingangsspannung Un ist.
Ändert sich bei den Power Factor Controller gemäß Fig. 1 die
Ausgangsspannung Uq so wird die Leistungsaufnahme, bzw. die
Stromaufnahme, derart nachgeregelt, dass die Ausgangsspannung
Uq wieder ihren vorgegebenen Sollwert erreicht. Die Anpassung
der Stromaufnahme erfolgt dabei durch Änderung der Einschalt
dauer te, von der gemäß Gleichung (7) der Mittelwert Im der
Stromaufnahme abhängig ist. Die Anpassung der Einschaltdauer
te erfolgt mittels eines zweiten Regelkreises, welcher einen
Regelverstärker REG aufweist, dem an einem positiven Eingang
ein Referenzsignal Uref zugeführt ist, und dem an einem nega
tiven Eingang das von dem zweiten Spannungsteiler R3, R4 ge
lieferte Ausgangsspannungssignal UqS zugeführt ist. Am Aus
gang des Regelverstärkers REF steht das erste Regelsignal
RS11 zur Verfügung, welches dem zweiten Eingang E12 der Ansteuerschaltung
PWM1 zugeführt ist, und von dem die Ein
schaltdauer te abhängig ist. Der Regelverstärker REG ist ins
besondere ein integrierender Regelverstärker, wodurch das
erste Regelsignal RS11 ansteigt, wenn das Ausgangsspannungs
signal UqS unter den Referenzwert Uref absinkt, und wobei das
Regelsignal RS11 absinkt, wenn das Ausgangsspannungssignal
UqS den Wert des Referenzsignals Uref übersteigt. Auf diese
Weise wird die Einschaltdauer te verkürzt, wenn die Ausgangs
spannung Uq ansteigt, und die Einschaltdauer te wird vergrö
ßert, wenn die Ausgangsspannung Uq absinkt. Der Regelverstär
ker REF ist insbesondere derart ausgelegt, dass sich das er
ste Regelsignal RS11, und damit die Einschaltdauer te, langsam
im Verhältnis zur Periodendauer der Eingangsspannung Un än
dert, so dass die Einschaltdauer te über wenigstens einige
Perioden der Eingangsspannung Un konstant ist.
Der erfindungsgemäße Power Factor Controller stellt somit ei
ne wenigstens annäherungsweise konstante Ausgangsspannung Uq
aus einer Wechselspannung Uw, bzw. einer gleichgerichteten
Wechselspannung Un, zur Verfügung, wobei der Mittelwert der
Stromaufnahme I proportional zu der Eingangsspannung Un ist.
Sowohl die Ansteuerschaltung PWM1, als auch der spannungsge
steuerte Oszillator VCO und der Differenzverstärker DV können
in einer integrierten Schaltung ausgeführt werden, so dass
bei dem erfindungsgemäßen Power Factor Controller nur eine
minimale Anzahl externer Bauelemente erforderlich ist. Des
weiteren ist der erfindungsgemäße Power Factor Controller da
zu geeignet, auch kleine Leistungen zu übertragen, ohne dass
dabei die Schaltfrequenz derart ansteigt, dass Probleme mit
parasitären Kapazitäten auftreten, welche die Proportionali
tät zwischen Eingangsspannung Un und Stromaufnahme I gefähr
den würden.
Fig. 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfin
dungsgemäßen Power Factor Controllers, der sich von dem in
Fig. 1 dargestellten dadurch unterscheidet, dass eine Ansteu
erschaltung PWM2 gewählt ist, bei welcher der Schalter S, der
in Fig. 2 als Leistungs-Feldeffekttransistor ausgebildet ist,
nach dem Einschalten so lange geschlossen bleibt, bis der Spu
lenstrom I einen vorgegebenen Schwellenwert erreicht. Der Po
wer Factor Controller gemäss Fig. 2 arbeitet damit im soge
nannten "Current Mode".
Der Ansteuerschaltung PWM2 ist an einem ersten Eingang E21
das Ausgangssignal AS des spannungsgesteuerten Oszillators
VCO zugeführt, wobei die Frequenz dieses Ausgangssignals AS
proportional zu der Differenz aus der Ausgangsspannung Uq und
der Eingangsspannung Un ist. Die Ansteuerschaltung PWM2
schaltet den Schalter S über den Ausgang A21 getaktet nach
Maßgabe des VCO-Signals AS ein. Nach dem Einschalten steigt
der Spulenstrom I linear an, bis er einen Schwellenwert er
reicht, bei welchem der Schalter S wieder abgeschaltet wird.
Zur Erfassung des Spulenstroms I ist dem Schalter S ein
Stromfühlwiderstand Rf nachgeschaltet, dessen Anschlussklem
men an Eingangsklemmen E23, E24 der Ansteuerschaltung PWM 2
angeschlossen sind. Der Schwellenwert, abhängig von dem der
Schalter S wieder ausgeschaltet wird, ist von einem ersten
Regelsignal RS21 abhängig, welches der Ansteuerschaltung PWM2
an einer zweiten Eingangsklemme E22 zugeführt ist. Dieses
erste Regelsignal RS21 steht am Ausgang eines Multiplizierers
MUL1 zur Verfügung, welcher das Eingangsspannungssignal UnS
mit dem Ausgangssignal des Regelverstärkers REG multipli
ziert. Da sich das Ausgangssignal des Regelverstärkers REG
langsam im Vergleich zur Periodendauer der Eingangsspannung
Un ändert, ist das erste Regelsignal RS21, und damit der
Schwellenwert, wenigstens für einige Perioden der Eingangsspannung
Un proportional zu der Eingangsspannung Un. Auch bei
dem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Power Factor
Controllers gemäß Fig. 2 ist der Mittelwert des Spulenstroms
I proportional zu der Eingangsspannung Un. Da der Spulenstrom
I nach dem Einschalten des Schalters proportional zu dem
Momentanwert der Eingangsspannung Un linear ansteigt und der
Schalter S abgeschaltet wird, wenn der Spulenstrom I einen
ebenfalls zu dem Momentanwert der Eingangsspannung Un propor
tionalen Schwellenwert erreicht, resultiert hieraus, wie auch
bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 eine für wenigstens
einige Perioden der Eingangsspannung Un konstante Einschalt
dauer, so dass die oben angegebene Beziehung zwischen dem
Mittelwert der Stromaufnahme I und der Eingangsspannung Un
auch für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 gilt.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 regelt das Ausgangs
signal des Regelverstärkers REG über den Multiplizierer MUL1
das erste Regelsignal RS21 nach, wodurch bei einem Absinken
der Ausgangsspannung Uq das Regelsignal RS21 im gesamten an
gehoben wird, um den Schwellenwert und damit die Einschalt
dauern des Schalters 5 zu vergrößern, und wobei bei einem An
steigen der Ausgangsspannung Uq das erste Regelsignal RS21 im
gesamten abgesenkt wird, um den Schwellenwert, und damit die
Einschaltdauer des Schalters S zu verringern.
Um bei einer Eingangsspannung Un mit kleinem Effektivwert die
Leistungsaufnahme des Power Factor Controllers und damit die
Ausgangsspannung Uq, konstant zu halten, muss die Stromauf
nahme durch Verlängern der Einschaltdauer des Schalters S ge
steigert werden, was bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1
über das erste Regelsignal RS11 durch direktes Ändern der
Einschaltdauer und was bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig.
2 über das erste Regelsignal RS21 durch Ändern des Schwellenwertes
erfolgt. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 sind
die Schaltfrequenz, mit welcher der Schalter S abhängig von
dem Oszillatorsignal AS eingeschaltet wird, und die maximale
Einschaltdauer so aufeinander abzustimmen, dass die Spule L
selbst bei maximaler Stromaufnahme vollständig entmagneti
siert wird, bevor der Schalter S erneut eingeschaltet wird.
Demgegenüber erlaubt ein Power Factor Controller gemäß Fig. 2
auch einen sogenannten Trapezbetrieb, d. h. die Spule L muss
nicht vollständig entmagnetisiert werden, bevor der Schalter
S wieder eingeschaltet wird und der Spulenstrom I wieder an
steigt. Die Proportionalität zwischen dem Mittelwert der
Stromaufnahme I und der Eingangsspannung Un bleibt dabei auch
im Trapezstrombetrieb erhalten. Die Ansteuerschaltung PW142
gemäß Fig. 2 kann ein herkömmlicher Pulsweitenmodulator sein,
wie er bei Power Factor Controllern, die im Current Mode ar
beiten zum Einsatz kommt.
Der erfindungsgemäße Power Factor Controller soll insbesonde
re zur Regelung der Strom- bzw. Leistungsaufnahme bei soge
nannten Weitbereichsnetzteilen dienen, bei denen für sinus
förmige Eingangsspannungen mit Effektivwerten zwischen 90 V
und 270 V ein konstante Ausgangsspannung Uq zur Verfügung ge
stellt werden soll. Bei Eingangsspannungen mit kleinen Effek
tivwerten steigt dabei die Einschaltdauer S gesteuert durch
den Regelverstärker REG und damit die Stromaufnahme soweit
an, bis die geforderte Leistungsaufnahme, bzw. die geforderte
Ausgangsspannung Uq erreicht ist. Die Spule Dr ist dabei so
dimensioniert, dass sie auch bei den erforderlichen großen
Stromaufnahmen bei Eingangsspannungen mit kleinem Effektiv
wert ihre magnetische Sättigung nicht erreicht, so dass der
Strom I nach dem Einschalten des Schalters S stets linear ab
hängig von dem Momentanwert der Eingangsspannung Un ansteigt.
Um zu verhindern, dass die Spule bei Eingangsspannungen Un
mit größerem Effektivwert und einem daraus resultierenden
steileren Anstieg des Spulenstromes I den Wert ihrer magneti
schen Sättigung erreicht, ist bei dem Power Factor Controller
gemäß Fig. 6 eine Vorrichtung zur Bildung des Mittelwertes
des Eingangsspannungssignals UnS vorgesehen, wobei der Kehr
wert eines Ausgangssignals dieser Mittelwertvorrichtung MW
einer dritten Eingangsklemme E13 der Ansteuerschaltung PWM1
zugeführt ist. Die Ansteuerschaltung PWM1 des Power Factor
Controllers gemäß Fig. 6 funktioniert wie auch die Ansteuer
schaltung PWM1 gemäß Fig. 1 mit einer in der Ansteuerschal
tung PWM1 generierten Einschaltzeit, die von dem ersten Re
gelsignal RS11 abhängig ist.
Der Ansteuerschaltung PWM1 gemäß Fig. 6 ist an dem ersten
Eingang E11 das Ausgangssignal AS des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO zugeführt, wobei der Schalter S getaktet nach
Maßgabe dieses Ausgangssignals AS eingeschaltet wird. Die
Einschaltdauer, während der der Schalter S eingeschaltet
bleibt, ist neben dem ersten Regelsignal RS11, welches am
Ausgang des Regelverstärkers REG anliegt, von einem zweiten
Regelsignal RS12 abhängig, welches umgekehrt proportional zum
Mittelwert der Eingangsspannung Un ist. Zur Bildung des Kehr
werts des Mittelwerts der Eingangsspannung Un ist der Mittel
wertvorrichtung MW eine den Kehrwert bildende Vorrichtung KW
nachgeschaltet. Das zweite Regelsignal RS12 ist konstant, so
lange sich der Effektivwert oder der Mittelwert der Eingangs
spannung Un nicht ändert. Wird der Power Factor Controller an
eine Netzversorgung mit größerer Spannung angelegt, wird die
Einschaltdauer über das zweite Regelsignal RS12 im gesamten
reduziert, um zu verhindern, dass der Schalter S solange
eingeschaltet bleibt, bis die Spule L in Sättigung geht.
Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Power Factor Cont
rollers, der im Current Mode funktioniert und bei dem die
Einschaltdauer des Schalters für Eingangsspannungen Un mit
größerem Effektivwert ebenfalls reduziert wird, um zu verhin
dern, dass die Spule L den Wert ihrer magnetischen Sättigung
erreicht. Der Power Factor Controller weist eine Vorrichtung
MW zur Bildung des Mittelwertes des Eingangsspannungssignals
UnS auf, wobei ein Kehrwert des Ausgangssignals der Mittel
wertvorrichtung MW einem Eingang eines Multiplizierers MUL2
zugeführt ist, dem an anderen Eingängen das Eingangsspan
nungssignal UnS und das Ausgangssignal des Regelverstärkers
REG zugeführt ist. Am Ausgang des Multiplizierers MUL2 steht
ein erstes Regelsignal RS41 zur Verfügung, welches einem
zweiten Eingang E22 des Pulsweitenmodulators PWM2 zugeführt
ist, wobei der Pulsweitenmodulator PWM2 entsprechend dem
Pulsweitenmodulator PWM2 gemäß Fig. 2 funktioniert. Das erste
Regelsignal RS41 beeinflusst den Schwellenwert, abhängig von
dem der Schalter S nach dem Einschalten wieder abgeschaltet
wird. Dieser Schwellenwert ist bei dem Ausführungsbeispiel
gemäß Fig. 7 umgekehrt proportional zu dem Mittelwert, bzw.
dem Effektivwert der Eingangsspannung Un, wodurch bei Ein
gangsspannungen Un mit großem Effektivwert der Schwellenwert
im gesamten abgesenkt wird, um zu verhindern, dass die Spule
L den Wert ihrer magnetischen Sättigung erreicht.
Bei den Ausführungsbeispielen gemäß den Fig. 6 und 7 können
anstelle der Vorrichtung zur Bildung des Mittelwertes MW auch
entsprechende Vorrichtungen zur Bewertung des Scheitelwertes
der Eingangsspannung Un oder Vorrichtungen zur Bildung des
Effektivwertes der Eingangsspannung Un verwendet werden.
Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines im Cur
rent Mode funktionierenden Power Factor Controllers, der sich
von dem in Fig. 2 dargestellten dadurch unterscheidet, dass
zwischen den spannungsgesteuerten Oszillator VCO und die ers
te Eingangsklemme E21 des Pulsweitenmodulators PWM2 ein Fre
quenzteiler DIV1 geschaltet ist, der mittels eines ersten Um
schalters US1 überbrückt werden kann. Des weiteren ist in den
Signalpfad des Eingangsspannungssignals UnS, der an den Mul
tiplizierer MUL2 angeschlossen ist, eine Teilvorrichtung DIV2
geschaltet, die mittels eines zweiten Umschalters US2 über
brückt werden kann. Der erste und zweite Umschalter US1, U52
wird abhängig von einem Mittelwert der Eingangsspannung Un
umgeschaltet, wobei der Mittelwert durch eine Vorrichtung MW
zur Bildung des Mittelwertes erzeugt wird. Anstelle des Mit
telwertes kann zur Umschaltung der ersten und zweiten Um
schalter US1, US2 auch der Effektivwert oder der Scheitelwert
der Eingangsspannung Un herangezogen werden. Zur Bildung ei
nes von dem Mittelwert, dem Effektivwert oder dem Spitzenwert
der Eingangsspannung Un abhängigen Wertes kann beispielsweise
ein Tiefpassfilter verwendet werden.
Der von dem Mittelwert MW der Eingangsspannung Un abhängige
Wert ist einem Schwellwertschalter SW zugeführt, welcher eine
Schalthysterese des ersten und zweiten Umschalters US1, US2
bewirkt, und verhindert, dass der erste und zweite Schalter
US1, US2 bei Schwankungen um einen Schwellenwert permanent
ein- und ausgeschalter werden.
Die Funktionsweise des Power Factor Controllers gemäß Fig. 8
wird nachfolgend kurz erläutert, wobei angenommen wird, dass
die Effektivwerte der Eingangsspannung Un in einem Bereich
zwischen 90 V und 270 V liegen können, wobei Schwellenwerte
zum Umschalten der ersten und zweiten Umschalter US1, US2 bei
etwa 140 V und 180 V liegen, und wobei der Frequenzteiler
DIV1 das Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators
VCO um einen Faktor 4 herunterteilt und der Teiler DIV2 das
Eingangsspannungssignal UnS durch zwei teilt.
Bei einem Effektivwert der Eingangsspannung Un zwischen 90 V
und 140 V wird das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO dem ersten Eingang E21 des Pulsweitenmodula
tor PWM2 um den Faktor 4 heruntergeteilt zugeführt, während
bei Eingangsspannungen Un mit Effektivwerten zwischen 180 V
und 270 V das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszil
lators VCO dem ersten Eingang E21 des Pulsweitenmodulators
PWM2 direkt zugeführt ist. Fig. 3b zeigt den Verlauf der
Schaltfrequenz fPFC abhängig von dem Momentanwert der Ein
gangsspannung Un für diese beiden Situationen, wobei der Ma
ximalwert fmax2 bei Eingangsspannungen mit größerem Effektiv
wert das vierfache der maximalen Schaltfrequenz fmax1 für Ein
gangsspannungen mit kleineren Effektivwert beträgt.
Fig. 5a zeigt als durchgezogene Kurve eine erste Eingangs
spannung Un mit einem Mittelwert, der oberhalb der Schalt
grenze des Schwellwertschalters SW liegt und als gestrichelte
Linie eine Eingangsspannung Un, dessen Effektivwert unterhalb
der Schaltgrenze des Schwellwertschalters SW liegt. Fig. 5b
zeigt die zugehörigen Schaltfrequenzen fPFC über der Zeit als
durchgezogene Linie für die kleine Eingangsspannung und als
gestrichelte Linie für die große Eingangsspannung.
Der Frequenzhub, d. h. der Frequenzbereich in dem die Frequenz
des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators VCO
variiert, ist abhängig von der Differenz der Ausgangsspannung
Uq und der Eingangsspannung Un. Die maximale Frequenz wird
dabei erreicht, wenn der Momentanwert der Eingangsspannung Un
Null beträgt, und der minimale Wert der Frequenz dieses Aus
gangssignals wird dann erreicht, wenn der Momentanwert der
Eingangsspannung Un ihren jeweiligen Scheitelwert erreicht.
Bei Eingangsspannungen Un mit kleinem Effektivwert und damit
kleinem Scheitelwert, ist der Frequenzhub damit geringer als
bei Ausgangsspannungen mit großem Effektivwert. Bei einer
Eingangsspannung von 90 V beträgt die minimale Frequenz dabei
etwa 70% der maximalen Frequenz, während bei einer Eingangs
spannung von 270 V die minimale Frequenz nur etwa 10% der ma
ximalen Frequenz beträgt. Die minimale Frequenz sollte bei
großen Eingangsspannungen so gewählt sein, dass sie oberhalb
des hörbaren Bereichs liegt, um Entstörungsprobleme zu ver
meiden. Die maximale Schaltfrequenz ist wiederum durch die
Verhältnisse bei kleinen Eingangsspannungen vorgegeben, wobei
die Schaltperioden bei diesen kleinen Eingangsspannungen so
groß sein müssen, bzw. die Schaltfrequenz so klein sein muss,
dass ein entsprechend großer Strom aufgenommen werden kann,
um die Leistungsaufnahme insgesamt konstant zu halten.
Da sich diese Forderung nach langen Schaltperioden zu Errei
chung der erforderlichen Stromaufnahme und andererseits eine
hohe Schaltfrequenz zur Vermeidung von Entstörungsproblemen
entgegenstehen, wird bei dem Power Factor Controller gemäß
Fig. 8 für Spannungen im Bereich zwischen 180 V und 270 V die
vierfache maximale Schaltfrequenz als bei Spannungen zwischen
90 V und 140 V gewählt. Die Schaltfrequenz bei großen Span
nungen kann auf diese Weise außerhalb des hörbaren Bereichs
gewählt werden und bei kleinen Spannungen bleibt aufgrund der
geringeren Schaltfrequenz ausreichend Zeit für die erforder
liche Stromaufnahme.
Um einer Veränderung der Proportionalitätsverhältnisse zwi
schen der Eingangsspannung Un und dem Mittelwert der Stromaufnahme
I durch die Umschaltung der Schaltfrequenz entgegen
zuwirken, wird das Eingangsspannungssignal UnS durch zwei di
vidiert, wenn der Effektivwert der Eingangsspannung groß ist
und das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators
VCO dem Pulsweitenmodulator PWM2 ungeteilt zugeführt wird.
Bei Eingangsspannungen mit kleinem Effektivwert, bei welchem
die Frequenz des Oszillatorsignals durch vier geteilt wird,
wird das Eingangsspannungssignal UnS dem Multiplizierer MUL1
ungeteilt zugeführt. Der Teiler DIV2 beeinflusst das Schwel
lensignal, wobei das Schwellensignal bei der erhöhten Schalt
frequenz durch zwei geteilt wird.
Das Ausgangssignal der Mittelwertvorrichtung MW kann weiter
hin über eine Vorrichtung zur Kehrwertbildung KW dem Mul
tiplizierer MUL2 zugeführt werden, um das Schwellwertsignal
an den Mittelwert der Eingangsspannung Un anzupassen.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfin
dungsgemäßen Power Factor Controllers, bei welchem das Aus
gangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO eben
falls abhängig von der Eingangsspannung Un durch den Faktor 4
teilbar ist, wobei das Ausgangssignal des Schwellwertschal
ters SW einem Eingang des Pulsweitenmodulator PWM1 zugeführt
ist, um abhängig davon, ob die Frequenz des Ausgangssignals
des spannungsgesteuerten Oszillators VCO heruntergeteilt ist,
die Einschaltdauer in dem Pulsweitenmodulator PWM1 zu än
dern. Der Pulsweitenmodulator PWM1 funktioniert ansonsten
entsprechend dem in Fig. 1 dargestellten und beschriebenen
Pulsweitenmodulator.
Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteu
erschaltung zur eingangsspannungsabhängigen Umschaltung der
Schalter US1, US2, die anstelle der Vorrichtung zur Mittelwertbildung
MW und des Schwellwertschalters SW bei den Power
Factor Controllern nach den Fig. 8 und 9 verwendet werden
kann. Die dargestellte Schaltungsanordnung wertet den maxima
len Amplitudenwert des von dem Spannungsteiler R1, R2 zuge
führten Eingangsspannungssignal aus und bringt abhängig da
von, ob der maximale Amplitudenwert einen Schwellenwert über
steigt oder nicht, den/die Umschalter US1, US2 in eine erste
oder zweite Schalterstellung. Die dargestellte Schaltungsan
ordnung kann einen eigenen Spannungsteiler aufweisen, der
zwischen der ersten und zweiten Eingangsklemme EK3, EK4 ver
schaltet ist, wobei die Eingangsklemme Ei der Schaltungsan
ordnung dann an einen Spannungsabgriff dieses Spannungstei
lers anstelle des Spannungsabgriffs des Spannungsteilers R1,
R2 angeschlossen ist.
An der Eingangsklemme Ei der Schaltungsanordnung liegt ein
sinusbetragförmiges Signal an, welches einem nicht-
invertierenden Eingang eines ersten Komparators K1 und einem
invertierenden Eingang eines zweiten Komparators K2 zugeführt
ist. Dem anderen Eingang des ersten Komparators K1 ist ein
erstes Referenzsignal Vref2, dem anderen Eingang des zweiten
Komparators K2 ist ein zweites Referenzsignal Vref3 zuge
führt. Der Ausgang des ersten Komparators K1 ist an den Set-
Eingang eines RS-Flip-Flops RSF angeschlossen, der Ausgang
des zweiten Komparators K2 ist an den Reset-Eingang des RS-
Flip-Flops RSF angeschlossen. Der nicht-invertierende Ausgang
Q des RS-Flip-Flops ist an den D-Eingang eines D-Flip-Flops
DFF angeschlossen, wobei der Ausgang des zweiten Komparators
an den Takteingang des D-Flip-Flops DFF angeschlossen ist.
Der/die Umschalter US1, US2 werden abhängig von einem am Aus
gang Q des D-Flip-Flops anliegenden Signals geschaltet.
Das RS-Flip-Flop RSF wird über den ersten Komparator K1 ge
setzt, wenn das periodische Spannungssignal einen oberen
Schwellenwert übersteigt und wird über den zweiten Komparator
K2 zurückgesetzt, wenn das Spannungssignal anschließend einen
unteren Schwellenwert unterschreitet. Der untere Schwellen
wert ist dabei so klein gewählt, dass gewährleistet ist, dass
er einmal pro Periode des Spannungssignals unterschritten
wird, idealerweise wird mittels des unteren Schwellenwertes
der Nulldurchgang des Spannungssignals überprüft.
Das D-Flip-Flop übernimmt den Zustand des RS-Flip-Flops zu
einem Zeitpunkt bevor das Spannungssignal unter den unteren
Schwellenwert absinkt. Übersteigt das Spannungssignal den o
beren Schwellenwert zwischen zwei Nulldurchgängen, so über
nimmt das D-Flip-Flop eine 1, wenn das Spannungssignal den
oberen Schwellenwert zwischen zwei Nulldurchgängen nicht ü
bersteigt, übernimmt es eine 0. Der Umschalter US1, U52 wird
abhängig davon, welcher Wert getaktet durch das Ausgangssig
nal des zweiten Komparators K2 an den Ausgang des D-Flip-
Flops gelangt, in eine erste oder zweite Schalterstellung ge
bracht. Der obere Schwellenwert bestimmt dabei den Spitzen
wert der Eingangsspannung, bei welchem eine Umschaltung er
folgen soll.
AK1, AK2 Ausgangsklemmen
AS Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszil lators
A11 Ausgangsklemme
BG Brückengleichrichter
C Kondensator
D Diode
DFF D-Flip-Flop
DV Differenzverstärker
EKA3, EK4 Eingangsklemmen
EK1, EK2 Eingangsklemmen
ES Eingangssignal des spannungsgesteuerten Oszil lators
Ei Eingangsklemme
E11, E12 Eingangsklemmen
K1, K2 Komparator
RSF RS-Flip-Flop
L Spule, Drosssel
MW Vorrichtung zur Mittelwertbildung
PWM1, PWM2 Ansteuerschaltungen
PWM3 Ansteuerschaltung
REG Regelverstärker
Rf Stromfühlwiderstand
RS11, Rs21 Erstes Regelsignal
R1, R2 Erster Spannungsteiler
R3, R4 Zweiter Spannungsteiler
S Schalter
SW Schwellwertschalter
Un Eingangsspannung
UnS Eingangsspanungssignal
Uq Ausgangsspannung
UqS Ausgangsspannungsignal
Uref Referenzsignal
Vref1, Vref2 Referenzsignal
VCO Spannungsgesteuerter Oszillator
AS Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszil lators
A11 Ausgangsklemme
BG Brückengleichrichter
C Kondensator
D Diode
DFF D-Flip-Flop
DV Differenzverstärker
EKA3, EK4 Eingangsklemmen
EK1, EK2 Eingangsklemmen
ES Eingangssignal des spannungsgesteuerten Oszil lators
Ei Eingangsklemme
E11, E12 Eingangsklemmen
K1, K2 Komparator
RSF RS-Flip-Flop
L Spule, Drosssel
MW Vorrichtung zur Mittelwertbildung
PWM1, PWM2 Ansteuerschaltungen
PWM3 Ansteuerschaltung
REG Regelverstärker
Rf Stromfühlwiderstand
RS11, Rs21 Erstes Regelsignal
R1, R2 Erster Spannungsteiler
R3, R4 Zweiter Spannungsteiler
S Schalter
SW Schwellwertschalter
Un Eingangsspannung
UnS Eingangsspanungssignal
Uq Ausgangsspannung
UqS Ausgangsspannungsignal
Uref Referenzsignal
Vref1, Vref2 Referenzsignal
VCO Spannungsgesteuerter Oszillator
Claims (18)
1. Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Be
reitstellung einer Ausgangsspannung (Uq) aus einer oszillie
renden Eingangsspannung (Un) die folgende Merkmale aufweist:
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), dem ein von der Eingangsspannung (Un) und der Ausgangsspannung (Uq) abhängi ges Eingangssignal (Es) zugeführt ist, wobei der Ansteuer schaltung (PWM1; PWM2) ein von einem Ausgangssignal (AS) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) abhängiges Signal zu geführt ist.
- - Eingangsklemmen (EK3, EK4) zum Anlegen einer oszillierenden Eingangsspannung (Un);
- - Ausgangsklemmen (AK1, AK2) zum Bereitstellen einer Aus gangsspannung (Uq) für eine Last (RL);
- - eine an die Eingangsklemmen (EK3, EK4) angeschlossene Regelanordnung mit einer Spule (L) und einem in Reihe zu der Spule (L) geschalteten Schalter (S);
- - eine zwischen die Regelanordnung und die Ausgangsklemmen (AK1, AK2) geschaltete Gleichrichteranordnung (D, C);
- - eine an einen Steuereingang (G) des Schalters (S) ange schlossene Ansteuerschaltung (PWM1; PWM2);
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), dem ein von der Eingangsspannung (Un) und der Ausgangsspannung (Uq) abhängi ges Eingangssignal (Es) zugeführt ist, wobei der Ansteuer schaltung (PWM1; PWM2) ein von einem Ausgangssignal (AS) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) abhängiges Signal zu geführt ist.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, bei dem das Eingangssignal
(Es) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) aus der Dif
ferenz eines von der Ausgangsspannung abhängigen Ausgangs
spannungssignals (UqS) und eines von der Eingangsspannung ab
hängigen Eingangsspannungssignals (UnS) gebildet ist.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 2, bei dem das Eingangsspan
nungssignal (UnS) proportional zu der Eingangsspannung (Un)
ist und/oder bei dem das Ausgangsspannungssignal (UnS) pro
portional zu der Ausgangsspannung (Uq) ist.
4. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, das
einen parallel zu den Eingangsklemmen (EK3, EK4) geschalteten
ersten Spannungsteiler (R1, R2) zur Erzeugung des Eingangs
spannungssignals (UnS) und/oder das einen parallel zu den
Ausgangsklemmen (AK1, AK2) geschalteten zweiten Spannungstei
ler (R3, R4) zur Bereitstellung des Ausgangsspannungssignals
(UqS) aufweist.
5. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei
dem das Ausgangssignal (AS) des spannungsgesteuerten Oszilla
tors (VCO) der Ansteuerschaltung (PWM1; PWM2) direkt zuge
führt ist.
6. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei
dem die Frequenz des Ausgangssignal (AS) des spannungsgesteu
erten Oszillators (VCO) nach Maßgabe der Eingangsspannung
(Un) heruntergeteilt und der Ansteuerschaltung (PWM1; PWM2)
zugeführt wird.
7. Schaltnetzteil nach Anspruch 6, bei dem die Frequenz des
Ausgangssignals (AS) abhängig von einem Mittelwert, einem
Scheitelwert oder einem Effektivwert der Eingangsspannung
(Un) oder des Eingangsspannungssignals (UnS) heruntergeteilt
wird.
8. Schaltnetzteil nach Anspruch 7, bei dem die Frequenz des
Ausgangssignals (AS) um einen vorgegebenen Faktor herunterge
teilt wird, wenn der Mittelwert, der Scheitelwert oder der
Effektivwert der Eingangsspannung (Un) oder des Eingangsspan
nungssignals (UnS) einen vorgegebenen Schwellenwert über
steigt.
9. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, das
einen ersten Regelverstärker (REG) aufweist, dem ein von der
Ausgangsspannung abhängiges Signal (UqS) zugeführt ist, wobei
ein Ausgangssignal des Regelverstärkers (REG) der Ansteuer
schaltung (PWM1) als erstes Regelsignal (RS11) zugeführt ist.
10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, bei dem der Ansteuer
schaltung ein weiteres Regelsignals (RS12) zugeführt ist, das
umgekehrt proportional zu dem Mittelwert, dem Scheitelwert
oder dem Effektivwert der Eingangsspannung (Un) oder des Ein
gangsspannungssignals (UnS) ist.
11. Schaltnetzteil nach Anspruch 9 oder 10 bei dem die An
steuerschaltung (PWM1) derart ausgebildet ist, dass der
Schalter (S) mit einer Frequenz nach Maßgabe des von dem
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) gelieferten Ausgangs
signals (AS) eingeschaltet wird und für eine Einschaltdauer
eingeschaltet bleibt, die von dem ersten Regelsignal (RS11)
abhängig ist.
12. Schaltnetzteil nach Anspruch 11, bei dem die Einschalt
dauer von dem ersten Regelsignals (RS11) und dem weiteren Re
gelsignal (RS12) abhängig ist.
13. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 8, das ei
nen ersten Regelverstärker (REG) aufweist, dem ein von der
Ausgangsspannung (Uq) abhängiges Signal (UqS) zugeführt ist,
wobei ein Ausgangssignal des Regelverstärkers (REG) einem
Multiplizierer (MUL1, MUL2) zur Multiplikation mit einem von
der Eingangsspannung (Un) abhängigen Signal (UnS) zugeführt
ist und wobei ein Ausgangssignal des Multiplizierers (MUL1,
MUL2) der Ansteuerschaltung (PWM2) als erstes Regelsignal
(RS21) zugeführt ist.
14. Schaltnetzteil nach Anspruch 13, bei dem ein Stromfühlwi
derstand (Rf) in Reihe zu dem Schalter (S) geschaltet ist,
wobei ein an dem Stromfühlwiderstand (Rf) abgreifbares Signal
der Ansteuerschaltung als weiteres Regelsignal zugeführt ist.
15. Schaltnetzteil nach Anspruch 13 oder 14, bei dem dem Mul
tiplizierer (MUL1) das Eingangsspannungssignal (UnS) direkt
zugeführt ist.
16. Schaltnetzteil nach Anspruch 13 oder 14, bei dem das Ein
gangsspannungssignals (UnS) nach Maßgabe der Eingangsspannung
(Un) oder des Eingangsspannungssignals (UnS) mit einem Faktor
multipliziert und dem Multiplizierer (MUL) zugeführt ist.
17. Schaltnetzteil nach Anspruch 16, bei dem das Eingangs
spannungssignals (UnS) mit einem vorgegebenen Faktor multi
pliziert wird, wenn der Mittelwert, der Scheitelwert oder der
Effektivwert der Eingangsspannung (Un) oder des Eingangsspan
nungssignals (UnS) einen vorgegebenen Schwellenwert unter
schreitet.
18. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 13 bis 16, bei
dem die Ansteuerschaltung (PWM2) derart ausgebildet ist, dass
der Schalter (S) mit einer Frequenz nach Maßgabe des von dem
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) gelieferten Ausgangs
signals eingeschaltet wird und solange eingeschaltet wird,
bis das weitere Regelsignal einen von dem ersten Regelsignal
(RS21) abhängigen Schwellenwert erreicht.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE10040411A DE10040411A1 (de) | 2000-08-18 | 2000-08-18 | Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE10040411A DE10040411A1 (de) | 2000-08-18 | 2000-08-18 | Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE10040411A1 true DE10040411A1 (de) | 2002-03-07 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE10040411A Ceased DE10040411A1 (de) | 2000-08-18 | 2000-08-18 | Schaltungsanordnung mit geregelter Stromaufnahme zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE10040411A1 (de) |
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