DE102018203599B4

DE102018203599B4 - Schaltungsanordnung zum betreiben einer vorzugsweise leuchtmittel aufweisenden last

Info

Publication number: DE102018203599B4
Application number: DE102018203599.7A
Authority: DE
Inventors: Harald Schmitt; Thomas Zitzelsperger
Original assignee: Inventronics GmbH
Current assignee: Inventronics De GmbH
Priority date: 2018-03-09
Filing date: 2018-03-09
Publication date: 2024-02-22
Anticipated expiration: 2038-03-10
Also published as: DE102018203599A1

Abstract

Schaltungsanordnung zum Betreiben einer vorzugsweise Leuchtmittel aufweisenden Last (L), wobei die Schaltungsanordnung einen Leistungsfaktorkorrektur-Vorregler ausbildet, umfassend:einen Eingang (L, N, PE) zum wahlweisen Eingeben einer Netzwechselspannung oder einer Gleichspannung als Eingangsspannung,eine Stromrichterschaltung (14) zum Gleichrichten der Eingangsspannung,eine Wandlerschaltung (20), die die durch die Stromrichterschaltung (14) gleichgerichtete Eingangsspannung (Ue) in eine Ausgangsspannung (Ua) wandelt, undeine Steuerschaltung (30) zum getakteten Steuern der Wandlerschaltung (20) mit einer Schaltfrequenz, wobei sich die Schaltfrequenz auf Grundlage einer Strom- und/oder Spannungsregelung anhand wenigstens eines, einem entsprechenden Anschluss der Steuerschaltung (30) zugeführten Eingangssignals als Soll- oder Istwert der Regelung einstellt, gekennzeichnet durch:eine Erfassungsschaltung (40), die ausgelegt ist, zu erfassen, ob am Eingang (L, N, PE) eine Netzwechselspannung oder eine Gleichspannung eingegeben wird, und abhängig von dem Ergebnis ein Spannungssignal (S) ausgibt,eine Frequenzmodulationsschaltung (50), die ausgelegt ist, abhängig von dem ausgegebenen Spannungssignal (S) das wenigstens eine Eingangssignal zu modulieren, um bei der Regelung durch die Steuerschaltung (30) anhand des modulierten Eingangssignals eine Verschiebung der Schaltfrequenz gegenüber einer Regelung mit dem nicht modulierten Eingangssignal zu bewirken.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer vorzugsweise Leuchtmittel aufweisenden Last (L), wobei die Schaltungsanordnung einen Leistungsfaktor-Vorregler ausbildet.
Stand der Technik
Gattungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betreiben einer Last sind weithin, beispielsweise auch aus dem Datenblatt Transition Mode PFC Controller L6562 der Firma STMicroelectronics ©, 2005, bekannt (dort z.B. 24). Es handelt sich dabei um Schaltnetzgeräte mit optional passiver, insbesondere aber auch aktiver Netzstromoberwellenkorrektur.
Aus der DE 10 2016 104 479 A1 ist eine Schaltungsanordnung für eine Leuchte einer Notbeleuchtung bekannt, die Schaltungsanordnung weist hierbei eine Erfassungsschaltung zur Spannungsformerkennung der Eingangsspannung auf. Die Schaltungsanordnung offenbart jedoch keinen Leistungsfaktor-Vorregler, und damit keine aktive Netzstromoberwellenkorrektur.
Aus der US 2003/0227264 A1 ist eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe bekannt. Die Schaltungsanordnung offenbart einen Leistungsfaktor-Vorregler, aber keine Frequenzmodulation der Eingangsspannung in Abhängigkeit einer erfassten Eingangsspannungsform.
Aus der WO 02/096162 A1 schließlich ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer unterschiedlichen Anzahl von LEDs bekannt, welche zwar einen Leistungsfaktor-Vorregler offenbart, aber ebenfalls keine Frequenzmodulation der Eingangsspannung in Abhängigkeit einer erfassten Eingangsspannungsform.
Solche Schaltnetzgeräte umfassen zunächst einen Eingang für eine Netzwechselspannung, dessen Spannung durch einen Stromgleichrichter gleichgerichtet wird, und eine Wandlerschaltung, die eine zielweise höhere, möglichst konstante Ausgangspannung von z.B. 360-400 V, insbesondere 380 V erzeugt. Bei einer solchen Wandlerschaltung kann es sich beispielsweise unter anderem um einen Hochsetzsteller (Aufwärtswandler oder Boost-Converter) oder einen Sperrwandler (Fly-back-Converter) handeln. Ihnen ist gemeinsam, dass ein hochfrequent betätigter (d.h. geöffneter und wieder geschlossener) elektronischer Schalter die an einem entsprechend stromdurchflossenen Induktor bzw. einer Drossel anliegende Spannung durch die Schaltzustände auf- und abbaut und dabei die darin gespeicherte Energie regelmäßig über eine oder mehrere Dioden auf einen am Ausgang der Schaltungsanordnung verschalteten Speicherkondensator überträgt, der mithin pulsiert aufgeladen wird und die entsprechende Last mit Gleichstrom versorgt. Die Last kann selbst auch das eine weitere, nämlich das eigentliche Schaltnetzgerät beinhalten.
Die Gleichrichtung der Netzwechselspannung mit anschließender Siebung führt allerdings aufgrund jener kurzzeitiger Ladepulse dazu, dass der Netzeingangsstrom nicht sinusförmig ist und somit nicht der Eingangsspannung folgt. Netzstromoberwellen sind die Folge, Blindleistung und unzulässig hohe Strombelastungen in den Netzen können entstehen. Entsprechend definiert die europäische Norm EN61000-3-2 Grenzwerte für den Netzstromoberwellengehalt für elektronische Geräte mit einer Wirkleistungsaufnahme von mehr als 75 W beziehungsweise im Fall der Beleuchtung von mehr als 25 W bei LEDs (lichtemittierende Dioden), bei Entladungslampen auch unterhalb 25 W mit schwächeren Grenzwerten.
Schaltnetzgeräte mit aktiver Netzstromoberwellenkorrektur werden auch als Leistungsfaktor-Vorregler bezeichnet (engl. power factor preregulator, abgek. mit PFC für power factor correction). Der elektronische Schalter - regelmäßig ein Transistor - wird dabei so gesteuert, dass - wie auch schon ohne Oberwellenkorrektur - eine möglichst konstante Ausgangspannung am Speicherkondensator erhalten wird, dabei jedoch der bezogene Netzstrom nun sinusförmig ist. Die Eingangsspannung wird sozusagen nachgefahren.
Dies wird beispielsweise durch Implementierung zweier Regelkreise erreicht. Ein Spannungsregler führt dabei den Effektivwert des Induktor- oder Drosselstroms derart, dass die mittlere Ausgangsspannung konstant bleibt. Ein nachgeschalteter Stromregler führt dann auf Grundlage des so erhaltenen Effektivwerts den Netzeingangsstrom sinusförmig aus. Der Spannungsregler vergleicht dazu eine heruntergeteilte Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung als Sollwert. Die erhaltene Regelgröße wird mit einer gleichfalls heruntergeteilten Eingangsspannung multipliziert und dem Stromregler zugeführt, der das Ergebnis mit einem Istwert des (im Falle eines Aufwärtswandlers jeweils nach dem Einschalten ansteigenden) Stroms durch den Schalter vergleicht und entsprechend den elektronischen Schalter steuert.
Der Stromregler kann z.B. als PI-Regler mit integriertem Tiefpass (zur Unterdrückung der Schaltfrequenz) und nachgeschaltetem PWM-Generator oder auch als einfacher Komparator mit nachgeschaltetem Flipflop (mit Reset beim Wechsel des Ausgabesignals) ausgestaltet sein, dessen Set-Vorgang durch ein vom Induktor nach Beenden eines Zyklus angestoßenes Signal initiiert wird, etc.
Durch die beschriebene Architektur von Schaltnetzgeräten mit Netzstromoberwellenkorrektur können gute Wirkleistungsfaktoren von z.B. 0,98 unter Einhaltung der Grenzwerte für Netzstromoberwellen erhalten werden.
Allerdings erzeugen diese Schaltnetzgeräte aufgrund ihrer hochfrequenten Taktung Funkstörungen, die sich drahtlos im freien Raum wie aber auch leitungsgebunden im Netz in Form von hochfrequenten Spannungen und/oder Strömen ausbreiten können. Die europäische Norm EN55015 für elektrische Beleuchtungen definiert beispielsweise auch hier zulässige Grenzwerte über einen weiten Frequenzbereich z.B. oberhalb 9 kHz. Zur Unterdrückung von Gleichtakt und Gegentakt-Funkstörspannungen können am Eingang des Schaltnetzteils vom diesem aus gesehen Y-Kondensatoren und stromkompensierte Drosseln bzw. Pulverkerndrosseln und X-Kondensatoren eingesetzt werden.
Durch den dynamischen Betrieb von Schaltnetzgeräten mit aktiver Netzstromoberwellenkorrektur werden die betreffenden elektronischen Schalter mit variabler Periode und veränderlichem Tastverhältnis über die sinusförmigen Halbwellen der Eingangsspannung hinweg gesteuert bzw. geregelt. Dies führt zu einer erheblichen Verbreiterung von „Linien“ im gemessenen Frequenzspektrum der Funkstörspannungen, welches dazu beiträgt, dass die frequenzabhängigen Grenzwerte eingehalten werden.
Es sollen nun aber auch Schaltnetzgeräte bzw. entsprechende Schaltungsanordnungen zum Betreiben einer Leuchtmittel aufweisenden Last auch dazu ausgelegt sein, beispielsweise mit einer Wechselspannung als auch mit einer Gleichspannung (insbesondere im Notstromfall) als Netzeingangsspannung betrieben zu werden. Im Fall einer am Eingang anliegenden Gleichspannung entfällt allerdings nach oben beschriebene Nachführen des Istwerts für die Stromregelung in Bezug auf eine sinusförmige Eingangsspannung, wodurch die Dynamik der Schaltfrequenz des gesteuerten Schalters erheblich eingeschränkt wird, das Frequenzspektrum mithin ausgesprochene Spitzen entwickelt, die wiederum entsprechend für diese Frequenzen vorgegebene Grenzwerte überschreiten bzw. verletzen können. Diese Spitzen können bei diskreten Frequenzen im Bereich von 30 bis 300 kHz liegen.
Eine ausgleichende Maßnahme könnte darin bestehen, größere Funkentstörbauteile (Induktivitäten, Kondensatoren) vorzusehen. Die Kosten der Maßnahme und die Dimensionierung der größeren Bauteile sprechen jedoch deutlich gegen eine Umsetzung.
Darstellung der Erfindung
Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung zum Betreiben einer vorzugsweise Leuchtmittel aufweisenden Last derart weiterzubilden, dass die Grenzwerte eingehalten werden.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1. Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Ausgangspunkt ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer vorzugsweise Leuchtmittel aufweisenden Last, die einen Eingang zum wahlweisen Eingeben einer Netzwechselspannung oder einer Gleichspannung als Eingangsspannung, eine Stromrichterschaltung zum Gleichrichten der Eingangsspannung, eine Wandlerschaltung, die die durch die Stromrichterschaltung gleichgerichtete Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung wandelt, und eine Steuerschaltung zum getakteten Steuern der Wandlerschaltung mit einer Schaltfrequenz umfasst. Die Schaltfrequenz stellt sich dabei auf Grundlage einer Strom- und/oder Spannungsregelung anhand wenigstens eines, einem entsprechenden Anschluss der Steuerschaltung zugeführten Eingangssignals als Soll- oder Istwert der Regelung ein. Es handelt sich folglich um ein Schaltnetzgerät mit Netzstromoberwellenkorrektur bzw. einen Leistungsfaktor-Vorregler für die Leistungsfaktorkorrektur (PFC).
Eine solche Schaltungsanordnung wird erfindungsgemäß weitergebildet durch eine Erfassungsschaltung, die ausgelegt ist, zu erfassen, ob am Eingang eine Netzwechselspannung oder eine Gleichspannung eingegeben wird, und abhängig von dem Ergebnis ein Spannungssignal ausgibt. Bei der Gleichspannung kann es sich insbesondere auch um eine Notstrombetriebsspannung (176 bis 275 V) handeln. Somit kann erfasst werden, ob ein Zustand eintritt, in welchem die Möglichkeit diskreter Frequenzen im Schaltfrequenzspektrum auftreten, bei denen die Spitzenwerte zulässige Grenzwerte überschreiten können. Das ausgegebene Spannungssignal kann folglich einen solchen Zustand markieren bzw. signalisieren. Die Ausgabe des Signals kann durch einen elektronischen Schalter aber auch auf anderem, dem Fachmann einschlägigen Wege als Folge oder Ergebnis der Erfassung bewerkstelligt werden.
Die Erfassung, ob am Eingang eine Wechselspannung vorliegt kann direkt, aber auch indirekt erfolgen. So können entsprechende Spannungswerte an einem oder mehreren Leitern (L, N, PE) des Eingangs direkt abgegriffen und von der Erfassungsschaltung ausgewertet werden, oder es werden diese Werte erst beispielweise nach dem Gleichrichter abgegriffen und ausgewertet, wobei eine gleichgerichtete Wechselspannung ein Indiz für das Vorliegen eine Netzwechselspannung ist.
Herzstück der Weiterbildung ist eine Frequenzmodulationsschaltung. Diese ist ausgelegt, abhängig von dem ausgegebenen und jenen Zustand repräsentierenden Spannungssignal das wenigstens eine Eingangssignal zu modulieren, um bei der Regelung anhand des modulierten Eingangssignals durch die Steuerschaltung eine Verschiebung der Schaltfrequenz gegenüber einer Regelung mit dem nicht modulierten Eingangssignal zu bewirken.
Eine Grundidee ist es dabei, in den Aufbau des Leistungsfaktor-Vorreglers selbst möglichst wenig einzugreifen und stattdessen den Regelungsprozess so zu beeinflussen, dass sich die Frequenzen bzw. die jeweiligen Peaks im Spektrum aufweiten und dadurch die Spitzenwerte reduziert werden. Dies kann z.B. durch periodische Modulation erfolgen. Ein erster Ansatzpunkt stellte sich den Erfindern darin, periodisch die an das Schaltnetzgerät angeschlossene Last aktiv zu beeinflussen. Dabei entsteht allerdings der Nachteil, dass, um eine signifikante Rückwirkung auf das Schaltnetzgerät und insbesondere dessen Schaltfrequenz zu bekommen, die Modulation relativ stark sein muss. Infolgedessen würde zum Beispiel ein Lampenstrom einen sichtbaren Flicker aufweisen, was nicht erwünscht ist.
Stattdessen wird gemäß einem Aspekt der Erfindung zufolge der Steuerschaltung abhängig von dem erfassten Zustand der Eingangsspannung des Schaltnetzgeräts ein der Regelung zugrunde liegendes Eingangssignal zugeführt, das von der Frequenzmodulationsschaltung moduliert wird. Die Frequenzmodulationsschaltung verschiebt die Schaltfrequenz dabei nicht unmittelbar selbst sondern bewirkt dieselbe mittelbar durch Modulation der der Regelung zugrundeliegenden Ist- oder Sollwerte. Die prinzipielle Art und Weise der Regelung bleibt dadurch unangetastet. Es kann daher z.B. auch ein kostengünstiger PFC-Controller als Baustein für die Steuerschaltung verwendet werden.
Bei der z.B. an einem Speicherkondensator der Wandlerschaltung anliegenden Ausgangsspannung kann es aufgrund der modulierten Regelung zu einer geringfügigen Abweichung kommen. Wird aber beispielsweise nur das die Eingangsspannung betreffende Eingangssignal moduliert, nicht aber beispielsweise ein die Ausgangsspannung betreffendes Eingangssignal der Steuerschaltung, so wird sich die Ausgangsspannung mit der durch den Spannungsregler vorgegebenen Zeitkonstante trotz der Modulation durch die Frequenzmodulationsschaltung langfristig wieder auf den vorgegeben Sollwert einregeln.
In dem Lastschaltungsteil wird ebenfalls die etwas verschobene Ausgangs- bzw. Zwischenkreisspannung durch die Regelung nun in der Last wieder ausgeglichen. Eine Rückwirkung im Ausgangsstrom ist wie eingangs beschrieben praktisch kaum nachweisbar. Gleichzeitig ist ein geringer Grad an Modulation in der Ausgangsspannung durchaus akzeptabel.
Die Modulation des Eingangssignals betrifft vorzugsweise eine lineare oder proportionale Absenkung (z.B. mittels Parallelschaltung eines Widerstandes) oder Anhebung des Eingangssignals. Andere Arten der Modulation sind aber grundsätzlich nicht ausgeschlossen.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge betrifft das wenigstens eine Eingangssignal vorzugsweise ein der momentanen, gleichgerichteten Eingangsspannung U_e entsprechendes Signal, ein der momentanen Ausgangsspannung U_a entsprechendes Signal, und/oder ein dem momentanen Stromfluss durch einen mittels der Regelung gesteuerten ersten elektronischen Schalter der Wandlerschaltung entsprechendes Signal. Wie beschrieben eignet sich das der momentanen, gleichgerichteten Eingangsspannung U_e entsprechende Signal besonders für die Modulation, da sich die Ausgangsspannung nach kurzer Zeitdauer von selbst wieder einregelt, dass System in seiner Funktion folglich am wenigstens beeinträchtigt ist.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge weist die Erfassungsschaltung einen zweiten elektronischen Schalter auf, der ausgelegt ist, sich abhängig von dem Ergebnis der Erfassung zu öffnen oder zu schließen, um das Spannungssignal auszugeben. Der zweite elektronische Schalter kann dadurch mit Vorteil die z.B. am Eingang der Schaltungsanordnung gemessenen und ausgewerteten Spannungen in Form eines eindeutig den Zustand (Gleichspannung oder Wechselspannung) beschreibenden Spannungssignals festlegen.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge weist die Erfassungsschaltung eine Diode auf, deren Anode mit dem Hochpass und deren Kathode über einen ersten ohmschen Spannungsteilerwiderstand sowohl mit einem der Pole des ersten Kondensators als auch mit der Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters als auch mit dem Anschluss eines zweiten Spannungsteilerwiderstands verbunden ist, wobei der erste Kondensator und der zweite Spannungsteilerwiderstand parallel zueinander geschaltet und der zweite Pol des ersten Kondensators und der andere Anschluss eines zweiten Spannungsteilerwiderstands mit dem Bezugspotential verbunden sind. Der erste Spannungsteilerwiderstand ist optional und kann auch weggelassen werden. Über den zweiten Spannungsteilerwiderstand kann sich der Kondensator über eine gewisse Zeitdauer wieder entladen, soweit er nicht kontinuierlich über den Hochpass weiter mit Spannung versorgt wird.
Im Gleichspannungsfall soll der Hochpass eigentlich ein Aufladen des ersten Kondensators unterbinden. Gleichwohl können durch fluktuierende Spannungen weiterhin Restspannungen im ersten Kondensator auftreten. Der erste Spannungsteilerwiderstand dient nun dazu, die sich im Fall einer am Eingang anliegenden Gleichspannung im ersten Kondensator dennoch aufbauende Spannung sicher unter einem Schwellwert des zweiten elektronischen Schalters zu halten, um dessen hier nicht beabsichtigtes Schalten (Schließen) zu verhindern. Dies stellt eine verlässliche, dauerhafte Frequenzmodulation im Gleichspannungsfall sicher. Eine zusätzliche Zener-Diode kann vor zu hohen Spannungen am Kondensator schützen.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge umfasst die Frequenzmodulationsschaltung einen dritten elektronischen Schalter, der beim Schließen eine Verbindung zwischen dem Anschluss der Steuerschaltung, welchem das Eingangssignal zugeführt wird, und dem Grund- oder Bezugspotential oder einem anderen vorgegebenen Spannungspotential über einen ersten ohmschen Widerstand herstellt, um das dem Anschluss zugeführte Eingangssignal zu modulieren. Dadurch bietet sich eine besonders einfache Realisierung der Modulation an: wird das Eingangssignal als Messgröße einem ursprünglichen Signal, etwa der Eingangsspannung, durch Spannungsteilung entnommen, so wird dem auf Seite des Bezugspotentials liegenden Widerstand des Spannungsteilers durch die Frequenzmodulationsschaltung ein weiterer Widerstand parallel geschaltet, so dass das Eingangssignal dadurch moduliert wird.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge ist die Frequenzmodulationsschaltung ausgelegt, das wenigstens eine Eingangssignal dann zu modulieren, wenn von der Erfassungsschaltung das Anliegen einer Gleichspannung am Eingang erfasst wurde. Wie oben beschrieben kann gerade in diesem Fall die Verletzung von gesetzlichen Grenzwerten im Frequenzspektrum durch die dann durchgeführte Modulation vermieden werden.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge umfasst die Frequenzmodulationsschaltung eine Taktgebereinheit, die ausgelegt ist, das wenigstens eine Eingangssignal abhängig von dem Ergebnis der Erfassung durch die Erfassungsschaltung anhand eines von der Taktgebereinheit ausgegebenen Taktsignals periodisch zu modulieren, wobei die Taktgebereinheit vorzugsweise ein erstes RC-Glied und eine Zweirichtungsdiode umfasst. Durch die Taktgebereinheit kann die Modulation der Schaltfrequenz wiederholt angestoßen werden, so dass das System zwischenzeitlich immer wieder in seinen „normal“ geregelten Zustand zurückkehren kann. Das erste RC-Glied erlaubt die Festlegung einer Zeitkonstante für einen Aufladevorgang und die Zweirichtungsdiode (Diac) bietet einen verlässlichen Zündmechanismus für das periodische Entladen an.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge umfasst die Frequenzmodulationsschaltung ferner eine Tasteinheit, die ausgelegt ist, das wenigstens eine Eingangssignal innerhalb einer Periode nur während einer von der Tasteinheit festgelegten Zeitdauer zu modulieren, wobei die Tasteinheit vorzugsweise ein zweites RC-Glied umfasst, das über die Zweirichtungsdiode mit dem ersten RC-Glied gekoppelt ist. Das zweite RC-Glied legt eine zweite, vorzugsweise kürzere Zeitkonstante für einen Entladevorgang fest. Über den Zündvorgang des Diacs kann der Kondensator des zweiten RC-Glieds aus dem Kondensator des ersten RC-Glieds aufgeladen werden, entlädt sich über den Widerstand des zweiten RC-Glieds aber schneller als der Kondensator des ersten RC-Glieds aufgeladen wird. Die Tasteinheit erlaubt somit das Einstellen eins Tastverhältnisses für die Modulation des Eingangssignals.
Einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge ist die Erfassungsschaltung mit einem Leiter oder beiden Leitern des Eingangs über einen zwischengeschalteten Hochpass verbunden und weist einen ersten Kondensator auf, der ausgelegt und verschaltet ist, im Fall einer Netzwechselspannung über den zwischengeschalteten Hochpass aufgeladen zu werden. Dieser Aufbau vermittelt eine besonders einfache Realisierung der Erfassung. Dazu passend weist die Erfassungsschaltung vorzugsweise den zweiten elektronischen Schalter auf, dessen Steuerelektrode mit dem ersten Kondensator verbunden ist, die abhängig von dem Ladezustand des Kondensators den zweiten elektronischen Schalter öffnet oder schließt, um das Spannungssignal auszugeben.
Einer Weiterbildung diese Aspekts zufolge besitzt der zweite elektronische Schalter eine Arbeitselektrode und eine Bezugselektrode, wobei die Arbeitselektrode mit einem Spannungspotential der Ausgangsspannung oder einem anderen vorgegebenen Spannungspotential über einen zweiten ohmschen Widerstand und die Bezugselektrode mit einem Grund- oder Bezugspotential verbunden ist. Das Spannungssignal wird auf der Seite der Arbeitselektrode ausgegeben. Auch dieser Aufbau ist besonders einfach.
Einer weiteren oder auch daran anschließenden Ausführungsform der Erfindung zufolge weist die Frequenzmodulationsschaltung einen zweiten Kondensator auf, dessen erster Anschluss mit dem von der Erfassungsschaltung ausgegebenen Spannungssignal versorgt wird, und dessen zweiter Anschluss mit einem Grund- oder Bezugspotential verbunden ist. Der zweite Kondensator wird aufgeladen, wenn der zweite elektronische Schalter geöffnet ist, und wird entladen, wenn der zweite elektronische Schalter geschlossen ist. Dieser Aufbau erlaubt die Umsetzung des eine Gleichspannung anzeigenden und von der Erfassungsschaltung ausgegebenen Spannungssignals in einen Prozess, der eine Periodenberechnung für die Modulation ermöglicht, d.h., das System kann periodisch immer wieder in seinen „normalen“ Regelzustand zurückkehren und wird nur zeitweise frequenzmoduliert.
Einer weiteren, daran anschließenden Ausführungsform der Erfindung zufolge umfasst die Frequenzmodulationsschaltung ferner einen dritten Kondensator, dessen erster Anschluss über eine dazwischen geschaltete Zweirichtungsdiode mit dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators verbunden ist, und dessen zweiter Anschluss mit dem Grund- oder Bezugspotential verbunden ist. Weiters umfasst sie einen dritten ohmschen Widerstand, der parallel zu dem dritten Kondensator geschaltet ist, und über welchen sich der dritte Kondensator entladen kann. Wenn während des Ladens die im zweiten Kondensator geladene Spannung eine Schwellwertspannung der Zweirichtungsdiode übersteigt, zündet die Zweirichtungsdiode und der dritte Kondensator wird durch den zweiten Kondensator aufgeladen. Die Einrichtung einer Zweirichtungsdiode (Diac) erlaubt mit besonderem Vorteil die Festlegung eines Taktgebers für die periodische Frequenzmodulation.
Einer daran anschließenden weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge legt der zweite ohmsche Widerstand und der dazu in Reihe geschaltete zweite Kondensator eine erste Zeitkonstante τ₁ für das Aufladen des zweiten Kondensators aus der Spannung führenden Quelle fest. Ferner legt der zweite ohmsche Widerstand und der dazu parallel geschaltete dritte Kondensator eine zweite Zeitkonstante (τ₂) für das Entladen des dritten Kondensators fest. Hierbei ist die erste Zeitkonstante τ₁ größer als die zweite Zeitkonstante τ₂. Dadurch wird eine Modulationsfrequenz (Periode) und ein Tastverhältnis ermöglicht, die immer wiederkehrend und eben gerade nicht dauerhaft (d.h., nicht diskret) die Schaltfrequenz der Steuerschaltung (d.h., des ersten elektronischen Schalters) variieren, welches einem „Wobbeln“ zwischen zwei Schaltfrequenzen entspricht. Da sich das System entsprechend einer Zeitkonstante der Regelung (beispielsweise durch die am Spannungsregler realisierte Rückkopplung / PI-Regler) wieder einstellt, werden auch zwischenliegende Schaltfrequenzen durchfahren, so dass von einem „Wobbeln“ gesprochen werden kann.
Einer daran anschließenden weiteren Ausführungsform der Erfindung zufolge umfasst die Frequenzmodulationsschaltung einen dritten elektronischen Schalter, dessen Steuerelektrode mit dem ersten Anschluss des dritten Kondensators verbunden ist. Wenn nach dem Zünden der Zweirichtungsdiode der dritte Kondensator aufgeladen ist, öffnet oder schließt die Steuerelektrode den dritten elektronischen Schalter für eine der zweiten Zeitkonstante τ₂ entsprechende Zeitdauer. Eine Periode zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zündereignissen entspricht der ersten Zeitkonstante τ₁.
Die Wandlerschaltung kann ein Hochsetzsteller, oder ein Sperr-, Durchfluss- oder Resonanzwandler sein und ist nicht auf bestimmte Ausgestaltungen beschränkt.
Ist die Steuerschaltung kostengünstig mit analogen Bauelementen ausgeführt, so kann sie unter anderem umfassen: (a) einen Spannungsregler, welchem ein Istwert der Ausgangsspannung U_a als ein erstes Eingangssignal zugeführt wird, und der den Istwert mit einem Sollwert für die Ausgangsspannung vergleicht und abhängig von dem Ergebnis eine Stellgröße ausgibt, (b) einen Multiplizierer, welchem ein Momentanwert der gleichgerichteten Eingangsspannung Ue als zweites Eingangssignal zugeführt wird und der den Momentanwert mit der Stellgröße multipliziert, und (c) einen Stromregler, welchem ein aus dem Strom durch den ersten elektronischen Schalter abgeleiteter Spannungswert als drittes Eingangssignal und die mit dem Momentanwert der Eingangsspannung multiplizierte Stellgröße zugeführt werden, und welcher aus dem Ergebnis eines Vergleichs beider Größen den ersten elektronischen Schalter zur Steuerung der Wandlerschaltung öffnet und schließt. In einer bevorzugten Ausführungsform wird das zweite Eingangssignal durch die Frequenzverschiebungseinheit moduliert, wenn die Erfassungsschaltung das Vorliegen einer Gleichspannung erkannt hat.
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen, der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen sowie anhand der Zeichnungen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale und Funktionen.
Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
Es zeigen:

1 in vereinfachter schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung;
2 in vereinfachter schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung;
3 ein schematisches Diagramm, das eine Multiplizierfunktion in einem PFC-Controller des Typs L6562 (STMicroelectronics) beispielhaft wiedergibt;
4A einen Ausschnitt des zeitlichen Verlaufs der Spannung über dem ersten elektronischen Schalter der Wandlerschaltung unter Einsatz der Schaltungsanordnung des zweiten Ausführungsbeispiels bei Gleichstrom: (a) oben: über mehrere Wobbelperioden hinweg; (b) unten: innerhalb einer Wobbelperiode (kleinerer Zeitausschnitt), während die Modulation des Eingangssignals ausgeschaltet ist
4B wie in 4A einen Ausschnitt des zeitlichen Verlaufs der Spannung über dem ersten elektronischen Schalter der Wandlerschaltung unter Einsatz der Schaltungsanordnung des zweiten Ausführungsbeispiels bei Gleichstrom: (a) oben: über mehrere Wobbelperioden hinweg; (b) unten: innerhalb einer Wobbelperiode (kleinerer Zeitausschnitt), während die Modulation des Eingangssignals eingeschaltet ist;
5A ein Spektrum der leitungsgebundenen Störungen unter Einsatz einer Schaltungsanordnung ohne Erfassung der Eingangsspannung und Frequenzmodulation bei Vorliegen einer Gleichspannung;
5B ein Spektrum der leitungsgebundenen Störungen unter Einsatz einer Schaltungsanordnung mit Erfassung der Eingangsspannung und Frequenzmodulation bei Vorliegen einer Gleichspannung.

Bevorzugte Ausführungsform(en) der Erfindung
1 zeigt in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Last.
Die Schaltungsanordnung weißt ein Eingangsteil 10 auf, in das über einen Phasen- oder Außenleiter L und einen Neutral- oder Nullleiter N eine Netzwechselspannung oder beispielsweise im Notstrombetrieb eine Gleichspannung als Eingangsspannung U_e eingegeben werden kann. Der Eingangsteil 10 kann wie oben beschrieben ein Funkentstörfilter zur Verminderung von symmetrischen und/oder asymmetrischen Funkstörspannungen aufweisen. Der Eingangsteil 10 ist mit einer Stromrichterschaltung 14 verbunden, die eine eingegebene Netzwechselspannung in eine Gleichspannung umwandelt. Die Stromrichterschaltung 14 weist bevorzugt einen Vollwellen- bzw. Brückengleichrichter mit Dioden D7, D8, D9 und D10 auf.
An die Stromrichterschaltung 14 schließt sich die Wanderstufe mit einer eigentlichen Wandlerschaltung 20, einer sie steuernden Steuerschaltung 30, verschiedenen Meßschaltungen, einer Erfassungsschaltung 40 sowie einer Frequenzmodulationsschaltung 50 an. Die Wandlerstufe bzw. die Wandlerschaltung 20 wandelt die durch die Stromrichterschaltung 14 gleichgerichtete Eingangsspannung U_e in eine Ausgangsspannung Ua an ihrem Ausgang um. Mit dieser Ausgangsspannung Ua wird eine vorzugsweise Leuchtmittel aufweisende Last L versorgt.
Am Ausgang der Stromrichterschaltung 14 ist ein Speicherkondensator C10 gekoppelt. Die beiden Pole des Speicherkondensator C10 sind mit dem Eingang der Wandlerstufe gekoppelt. Die Wandlerschaltung 20 selbst ist in diesem Ausführungsbeispiel als Aufwärtswandler oder Hochsetzsteller ausgebildet (englisch: Boost-Converter, Step-up-Converter). Diese weist eine erste Drossel L3 auf, deren erster Anschluss mit einem Pol des Speicherkondensator C10 gekoppelt ist. Der zweite Anschluss der Drossel L3 ist mit der Arbeitselektrode eines als N-Kanal-MOSFET ausgebildeten ersten elektronischen Schalter M1 sowie mit einer Anode einer Diode D13 verbunden, deren Kathode mit einem ersten Pol eines Wandler- oder Speicherkondensators C15 verbunden ist. Die Kathode der Wandlerdiode D13 stellt den Ausgang der Wandlerstufe dar. An dem Knoten zwischen der Wandlerdiode D 13 und dem Speicherkondensator C 15 wird durch den Betrieb der Wandlerschaltung 20 das Spannungspotenzial der Ausgangsspannung U_a gegenüber dem Grund-oder Bezugspotenzial ausgebildet.
Die Wandlerschaltung 20 wird durch das Öffnen und Schließen des ersten elektronischen Schalters M1 als Wandlertransistor betrieben. Die Bezugselektrode des ersten elektronischen Schalters M1 ist mit einem ersten Anschluss eines (ohmschen) Messwiderstands R12 verbunden, dessen zweiter Anschluss mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden ist. Der Betrieb der Wandlerschaltung 20 ist wie folgt: während der Einschaltphase des ersten elektronischen Schalters M 1 fällt die Spannung U_e an der Drossel L3 ab, und der Strom durch diese Induktivität steigt linear an. Öffnet der erste elektronische Schalter M1, so wird in der Drossel die Spannung -(Ua-Ue) induziert und fließt der Strom über die Diode D13 weiter und lädt den Speicherkondensator C15. In der Sperrphase des elektronischen Schalters M1 wird daher die in der Drossel L 3 in Form eines magnetischen Felds gespeicherte Energieüber die Diode D13 auf den Speicherkondensator C15 - in Form eines dort aufgebauten elektrischen felds - übertragen. Durch eine Taktung des ersten elektronischen Schalters M1 steigt die Ausgangsspannung U_a auf Werte (z.B. 380 bis 400 V), die höher sind als die Eingangsspannung U_e (z.B. 325 V bei 230 VAC oder 230 V bei 230 VDC).
Das Takten bzw. die Schaltfrequenz des ersten elektronischen Schalters M 1 wird durch die Steuerschaltung 30 gesteuert. Durch die Steuerschaltung 30 wird vorliegend eine Schaltungsanordnung mit Netzstromoberwellenkorrektur bzw. ein Leistungsfaktor-Vorregler realisiert. Die Steuerschaltung 30 weist einen Operationsverstärker U1 auf, dessen invertierender Eingang mit einer Spannung versorgt wird, die an einem zwischen der Ausgangsspannung U_a und dem Bezugspotenzial verschalteten Spannungsteiler abgegriffen wird. Dazu ist ein erster Anschluss eines ohmschen Widerstands R14 mit der Kathode der Diode D13 am Ausgang der Wandlerstufe verbunden, während der zweite Anschluss des ohmschen Widerstands R14 mit einem Angriffspunkt für die dem Operationsverstärker U1 zugeführte Spannung gebunden ist. Mit diesem Angriffspunkt ist ferner ein erster Anschluss eines ohmschen Widerstands R15 verbunden, dessen zweiter Anschluss mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden ist die an diesem Spannungsteiler (als erster Messschaltung) abgegriffene Spannung entspricht der Ausgangsspannung U_a und dient als ein erstes Eingangssignal der Steuerschaltung 30.
Das dem invertierenden Eingang INV des Operationsverstärker U1 zugeführte Eingangssignal entsprechend der Ausgangsspannung U_a wird mit der am nicht-invertierenden Eingang mit Hilfe einer eingekoppelten Hilfsspannungsversorgung VCC erzeugten Referenzspannung Uref (beispielsweise 2,5 V) verglichen, differenzverstärkt und über ein durch den Kondensator C 16 repräsentiertes Reglernetzwerk auf den invertierenden Eingang zurückgekoppelt. Am Ausgang COMP des somit einen Spannungsregler bildenden Operation Verstärker U1 wird somit die entsprechende Stellgröße ausgegeben, anhand welcher Schwankungen in der Ausgangsspannung U_a am Ausgang der Wandlerstufe durch eine Anpassung der Taktung des ersten elektronischen Schalters M1 kompensiert werden können.
Dieser Stellgröße wird jedoch in einem nachfolgend angeordneten Multiplizierer U2 ein weiteres Eingangssignal überlagert. Zwischen den beiden Ausgängen der Stromrichterschaltung 14 ist nämlich ebenfalls ein Spannungsteiler umfassend die Widerstände R4 und R6 geschaltet, wobei ein erster Anschluss des obigen Widerstands R4 mit dem die Eingangsspannung U_e führenden Ausgang der Stromrichterschaltung 14 verbunden ist, und dessen zweiter Anschluss mit dem Abgriffspunkt des Spannungsteilers verbunden ist. Dieser Abgriffspunkt Ist ferner mit einem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands R6 verbunden, dessen zweiter Anschluss mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden ist. An dem Angriffspunkt wird eine aus der Eingangsspannung U_e heruntergeteilte, und daher dieser entsprechende Spannung gemessen und einem Eingang MULT des Multiplizierers U2 zugeführt. Der Multiplizierer U2 multipliziert die vom Operationsverstärker U1 erhaltene Stellgröße mit dem vom Spannungsteiler R4/R6 (als zweiter Messschaltung) erhaltenen, und der Eingangsspannung U_e entsprechenden Eingangssignal und führt sie dem invertierenden Eingang eines Komparators U3 zu.
Dem nicht-invertierenden Eingang CS des Komparators U3 wird ferner eine Spannung als Eingangssignal zugeführt, das am Messwiderstand R12 abgegriffen wurde. Dieses Spannungssignal entspricht dem linear steigenden Stromfluss durch den Stromzweig des ersten elektronischen Schalters M1, wenn dieser geschlossen ist. Der Komparator U3 vergleicht die multiplizierte Stellgröße mit der im geschlossenen Zustand des ersten elektronischen Schalters M1 linear ansteigenden Spannung und gibt abhängig von dem Vergleich ein den Flipflop U5 zurücksetzendes (R=reset) Signal aus, wenn der Stromfluss einen der aktuellen Stellgröße entsprechenden Wert übersteigt, sodass der Schalter Q am Ausgang GD des FlipFlop U5 den ersten elektronischen Schalter M1 öffnet.
Die Drossel L3 ist mit der weiteren Drossel L4 gemeinsam als Transformator ausgebildet. Änderungen im Magnetfeld der Drossel L3 induzieren eine entsprechende Spannung in der Drossel L4. Ein erster Anschluss der Drossel L4 ist mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden. Der gegenüberliegende Anschluss der Drossel L4 ist mit einem invertierenden Eingang ZCD eines weiteren Komparators U4 der Steuerschaltung 30 verbunden. Der nicht-invertierende Eingang GND des weiteren Komparators U4 ist mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden. Wenn im ausgeschalteten/geöffneten Zustand des ersten elektronischen Schalters M1 das Magnetfeld in den Drosseln L3/L4 nach einer entsprechenden Zweitdauer abgebaut ist, bricht auch die Induktionsspannung zusammen. Dieser Zeitpunkt entspricht einen Nulldurchgang der Spannung in der Drossel L4 und wird vom Komparator U4 erkannt. Dieser setzt das Flipflop (S=set), sodass der erste elektronische Schalter M1 wieder geschlossen wird und ein neuer Zyklus beginnen kann.
Anzumerken ist, dass die durch die Rückkopplung am Operationsverstärker U1 der Steuerschaltung 30 bewirkte Zeitskala für Änderungen der durch Regelung erhaltenen Stellgröße als Antwort auf Schwankungen der Ausgangsspannung U_a im Regelfall größer ist als die entsprechende Zeitskala für den sinusförmigen Verlauf des durch den Multiplizierer U2 nachgeführten Eingangssignals der Eingangsspannung Ue. Ferner ist diese Zeitskala auch deutlich größer als die Periodendauer eines nachfolgend zu beschreibenden Wobbeldurchgangs.
Die in 1 dargestellte Schaltungsanordnung umfasst ferner eine Erfassungsschaltung 40, die mit dem Ausgang des Eingangsteils 10 verbunden ist. Bei der Erfassungsschaltung 40 kann es sich um einen Mikrocontroller oder um eine analoge Schaltung oder eine Kombination aus beidem handeln, die erfasst, ob am Eingang der Schaltungsanordnung eine Wechselspannung oder eine Gleichspannung anliegt. Sie kann dazu mit beiden Leitern (L/N) des Eingangs oder auch nur mit einem (L) verbunden sein. Der Abgriff kann sich vor dem Eingangsteil 10, in dem Eingangsteil 10 oder diesen nachgeschaltet erfolgen. Der Angriffspunkt kann generell auch der Stromrichterschaltung 14 nachgeschaltet sein. In diesem Fall wird eine gleichgerichtete Wechselspannung erfasst.
Die Erfassungsschaltung 40 ist ausgelegt, anhand der abgegriffenen Spannung zu erfassen, ob eine Wechselspannung oder eine Gleichspannung vorliegt, unabhängig von dem Ergebnis ein Spannungssignal S auszugeben. Das Spannungssignal kann einem Spannungspuls oder einem dauerhaften Spannungspegel entsprechen.
Das Spannungssignal S wird einer Frequenzmodulationsschaltung 50 zugeführt. Bei der Frequenzmodulationsschaltung 50 kann es sich um einen Mikrocontroller oder um eine Analogschaltung oder einer Kombination daraus handeln. Die Frequenzmodulationsschaltung 50 kann auch gemeinsam mit der Erfassungsschaltung 40 als eine Einheit ausgeführt sein. Die Frequenzmodulationsschaltung 50 umfasst eine Taktgebereinheit 51 und eine Tasteinheit 52. Besitzt das Spannungssignal S einen vorgeschriebenen Wert, so wird die Taktgebereinheit 51 aktiviert und gibt eine Taktung bzw. ein Taktsignal aus. Die Tasteinheit 52 legt ein Tastverhältnis fest, und ein (dritter) elektronischer Schalter M3 wird entsprechend dem Takt und dem Tastverhältnis gesteuert, d.h., geöffnet und geschlossen.
In diesem Ausführungsbeispiel ist die Bezugselektrode des dritten elektronischen Schalters M3 mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden. Die Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters M3 ist mit einem ersten Anschluss eines Widerstand eines ohmschen Widerstandes R 19 verbunden, dessen zweiter Anschluss mit einem Knoten zwischen dem Spannungsteiler R4/R6 und dem Multiplizierer U2 der Steuerschaltung 30 verbunden ist. Mit anderen Worten, die Frequenzmodulationsschaltung 50 ist mit der Steuerschaltung 30 und genauer mit dessen Eingangsanschluss MULT für das Eingangssignal der (heruntergeteilten) Eingangsspannung U_e verbunden. Ein Schließen des dritten elektronischen Schalters M3 der Frequenzmodulationsschaltung 50 bewirkt, dass der ohmsche Widerstand R 19 mit dem ohmschen Widerstand R6 parallel geschaltet wird. Infolgedessen ändert sich auch der Wert der am Angriffspunkt des Spannungsteilers R4/R6/R19 heruntergeteilten Eingangsspannung, wodurch das Eingangssignal moduliert wird.
In dem Ausführungsbeispiel wird beim Schließen des dritten elektronischen Schalters M3 das Eingangssignal nach unten gezogen. Der Steuerschaltung 30 wird folglich eine geringere Eingangsspannung U_e vorgespiegelt als es tatsächlich der Fall ist. Der Multiplizierer U2 führt dem Komparator U3 eine niedrigere Stellgröße zu, sodass dieser den Flipflop U5 zu einem früheren Zeitpunkt zurückgesetzt. Insgesamt ist eine Änderung der Schaltfrequenzen und/oder der Tastverhältnisse bei der Steuerung des ersten elektronischen Schalters M1 durch die Steuerschaltung 30 die Folge.
Entsprechend der von der Frequenzmodulationsschaltung 40 festgelegten Taktung und dem Tastverhältnis schließt und öffnet sich der dritte elektronische Schalter M3. Folglich verschiebt sich die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis bei der Steuerung des ersten elektronischen Schalters M1 nur periodisch und für eine bestimmte Zeit.
Ferner führen die Regelung und die verzögerte Antwort zu einem fließenden Übergang zwischen der ursprünglichen Schaltfrequenz und der verschobenen Schaltfrequenz. Im Ergebnis führt dies zu einem dem „Wobbeln“ ähnlichen Vorgang einer Frequenzmodulation.
2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die im ersten Ausführungsbeispiel stark vereinfachte Darstellung der Bauteile ist hier in größerem Detail ausgeführt, während die Steuerschaltung 30 nun als vorgegebener PFC-Controller U10 in seinen Funktionen nicht weiter untergliedert wird. Bei dem PFC-Controller U10 handelt es sich um den Transition-Mode PFC Controller L6562 der Firma STMicroelectronics ©, wobei es sich hierbei insbesondere um eine Current Mode PFC-Controller mit einer vergleichsweise schnellen Regelantwort handelt. Es sei an dieser Stelle zum Aufbau des Controllers auf das oben genannte Datenblatt vom November 2005 hingewiesen, insbesondere auf das dort in 2 gezeigte Blockschaltbild.
Es ist anzumerken, dass der in 1 im Hinblick auf die Steuerschaltung 30 gezeigte innere Aufbau grob auch denjenigen des PFC-Controllers L6562 aufzeigt. Zur Vergleichbarkeit sind in 1 die für den PFC-Controller L6562 definierten PIN-Bezeichnungen bzw. Anschlüsse eingetragen. Wie oben beschrieben, ist der PFC-Controller L6562 nur eines von vielen möglichen Beispielen für eine Steuerschaltung 30 und das Ausführungsbeispiel ist nicht auf das spezielle Produkt beschränkt. Andere Regelungen zur Korrektur der Netzstrom Oberwellen sind ebenso möglich. Der hier gezeigte Controller ist besonders effizient und kostengünstig und verwendet im wesentlichen analoge elektronische Bauteile. Sowohl das erste als auch das zweite Ausführungsbeispiel können gleichwohl auch mit Mikrocontrollern als Steuerschaltungen 30 ausgeführt sein.
Im Folgenden werden lediglich Unterschiede zum ersten Ausführungsbeispiel erläutert, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Bauteile bezeichnen. Das Eingangsteil 10 weist hier bevorzugt ein Funkentstörfilter aus einer stromkompensierten Drossel L1/L2 auf, deren erste Anschlüsse mit zwei Eingängen L, N gekoppelt sind. Zwischen diesen Eingängen L, N ist ein X- oder Entstörkondensator C3 angeordnet. Zwischen den zweiten Anschlüssen der stromkompensierten Drossel L1/L2 ist ein weiterer X- oder Entstörkondensator C9 angeordnet.
Parallel zum X-Entstörkondensator C3 kann ein weiterer Widerstand angeordnet sein (nicht gezeigt), der auch als Varistor ausgeführt sein kann. An den Knotenpunkt zwischen dem Kondensator C9 und dem Teil der stromkompensierten Drossel (L2), welcher mit dem Eingang N gekoppelt ist, kann die Erde PE optional über einen Y-Kondensator C11 gekoppelt sein.
Die Stromrichterschaltung 14 entspricht derjenigen des ersten Ausführungsbeispiels und ebenso ist ein Siebkondensator C10 vorgesehen. Die zweite Messschaltung, mit welcher dass der Eingangsspannung U_e entsprechende Eingangssignal durch Spannungsteilung gemessen wird, umfasst hier die beiden ohmschen Widerstände R4/R6 wie im ersten Ausführungsbeispiel, wobei jedoch dem unteren ohmschen Widerstand R6 ein Kondensator C12 parallel geschaltet ist. Wie im ersten Ausführungsbeispiel wird am Angriffspunkt des Spannungsteilers R4/R6 die Spannung abgegriffen und dem Eingangsanschluss MULT (für engl.: multiplier) der Steuerschaltung 30 bzw. des PFC-Controllers U10 als Eingangssignal zugeführt.
Eine Hilfsspannungsversorgung wird in 2 gebildet durch die Bauelemente R10, R11, D11, D12, C13, C14 und L4. Dabei ist ein Startwiderstand R11 mit dem positiven Eingangsanschluss der Wandlerstufe gekoppelt. Ein als Elektrolytkondensator ausgeführter Speicherkondensator C14 ist mit dem negativen Eingangsanschluss der Wandererstufe gekoppelt, der das Bezugspotenzial der Schaltungsanordnung führt. Ein Knotenpunkt zwischen dem Startwiderstand R11 und dem Speicherkondensator C14 bildet den Ausgang der Hilfsspannungsversorgung und versorgt unter anderem die Steuerschaltung 30 über deren Eingang VCC mit einer Hilfsspannung von beispielsweise 15 V-20 V. Der Startwiderstand R11 trägt dazu bei, den Speicherkondensator C14 nach einem Anschluss an die Netzspannung aufzuladen, sodass die Schaltung überhaupt starten kann.
Die mit der Drossel L3 magnetisch gekoppelte und mit ihr einen Transformator bildende Drossel L4 versorgt die so aufgebaute Schaltung mit einer induzierten Wechselspannung, welche über den optionalen ohmschen Widerstand R10 und einen Blockkondensator C13 auf eine Diode D11 geführt wird, die den Speicherkondensator C14 lädt und somit eine zulässige und weitgehend konstante Hilfsspannung aufrecht erhält. Der andere Anschluss der Drossel L4 ist mit dem Grundpotenzial der Schaltungsanordnung gekoppelt. Eine Zener-Diode D12 ist mit ihrer Anode mit dem Grund-oder Bezugspotenzial gekoppelt, während ihre Kathode mit dem einen Anschluss des Blockkondensator C 13 und der Anode der Diode D11 gekoppelt ist. Mit Hilfe der beiden Dioden wird der ausgekoppelte Strom gleichgerichtet und die Spannung am Speicherkondensator C14 auf einen Maximalwert begrenzt.
An einem Angriffspunkt zwischen der Drossel L4 und dem ohmschen Widerstand R10 wird die in der Drossel L4 induzierte Wechselspannung abgegriffen und über einen ohmschen Widerstand R8 einem Eingangsanschluss ZCD (zero current detection) der Steuerschaltung 30 zugeführt. Dieses Eingangssignal dient der Nullpunkterkennung und damit dem Neustart eines Schaltzyklus wie im Zusammenhang mit dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben. Die Drossel L4 und der ohmsche Widerstand R8 bilden somit gleichzeitig eine (vierte) Meßschaltung.
Die Wandlerschaltung 20 wird wie im ersten Ausführungsbeispiel durch die Drossel L3, die Diode D 13, den Speicherkondensator C 15, und den ersten elektronischen Schalter M1 gebildet. Diese bilden einen Hochsetzsteller bzw. Aufwärtswandler und es kann auf die obigen Ausführungen verwiesen werden. Der erste elektronische Schalter M1 ist auch hier als N-Kanal-MOSFET ausgebildet. Seine Steuerelektrode ist über einen ohmschen Widerstand R 13 mit dem Ausgangsanschluss GD (gate driver) des PFC Controllers U10 verbunden und wird über diesen gesteuert.
Die am Ausgang der Wandlerstufe anliegende Spannung U_a wird durch den Spannungsteiler R14 und R15 heruntergeteilt, an einem Knotenpunkt zwischen den beiden ohmschen Widerständen R14, R15 abgegriffen und als Eingangssignal einem Eingangsanschluss INV der Steuerschaltung 30 zugeführt. Der Spannungsteiler bestehend aus R14 und R15 bildet eine (erste) Messschaltung. Der Eingangsanschluss INV stellt gleichzeitig den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers im PFC-Controller U10 dar, wobei am Anschluss COMP des Controllers ein Rückkopplungssignal ausgegeben wird, dass über ein einen Tiefpass (R16, C17) umfassendes Netzwerk bestehend aus einem ohmschen Widerstand R16, einem Kondensator C16 und einem weiteren Kondensator C17 wieder dem invertieren den Eingang zugeführt wird. Es handelt sich um einen als PI-Regler (R16, C16) ausgeführten Spannungsregler.
Wie im ersten Ausführungsbeispiel wird an einem Abgriffspunkt zwischen der Bezugselektrode des ersten elektronischen Schalters M1 und einem mit diesem verbundenen Anschluss des Messwiderstands R12 ein Spannungssignal abgegriffen und einem Eingangsanschluss CS (current sensing) des PFC-Controllers U10 der Steuerschaltung 30 als Eingangssignal zugeführt. Die Spannung steigt linear mit dem Stromfluss durch den Schalter M1. Der erste elektronische Schalter M1 und der Messwiderstand R12 stellen somit eine (dritte) Meßschaltung dar.
Im unteren Teil der 2 sind Details der Erfassungsschaltung 40 und der Frequenzmodulationsschaltung 50 zu erkennen. Bei der Erfassungsschaltung 40 sind erste Pole der Kondensatoren C19 und C18 jeweils entsprechend mit den Leitern L und N am Eingang bzw. am Eingangsteil 10 der Schaltungsanordnung verbunden. Ein Abgriff erfolgt hier an beiden Leitern, um jedwede Rückkopplungen symmetrisch auszugestalten. Prinzipiell kann die Erfassung mit nur einem Kondensator (C18 oder C19) erfolgen. Die respektive gegenüberliegenden Pole der Kondensatoren C19 und C18 sind miteinander verbunden sowie mit der Anode einer Diode D15. Deren Kathode ist mit einem ersten Pol des Kondensator C 20 gekoppelt, dessen zweiter Pol mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden ist. Dem Kondensator C20 ist ein ohmscher Widerstand R17 parallel geschaltet. Ein gemeinsamer Knotenpunkt zwischen der Kathode der Diode D15, einem Pol des Kondensator C20 und einem Anschluss des ohmscher Widerstand R17 ist mit der Steuerelektrode eines zweiten elektronischen Schalters M2 verbunden, der als N-Kanal-MOSFET ausgeführt ist. Zwischen der Kathode der Diode D15 und diesem gemeinsamen Knotenpunkt ist im Beispiel außerdem noch ein weiterer Widerstand R9 vorgesehen, der mit dem ohmschen Widerstand als Spannungsteiler wirkt und den ersten Kondensator C20 im Gleichspannungsfall davor bewahrt, durch Fluktuationen doch noch zu große Restspannungen aufzubauen, die sogar noch dazu ausreichen könnten, zu einem in diesem Fall unbeabsichtigten Einschalten des zweiten elektronischen Schalters M2 zu führen.
Die Kondensatoren C18 und/oder C19 sind so dimensioniert, dass bei 50 Hz Netzfrequenz genügend Strom aus dem Eingang bzw. Eingangsteil 10 ausgekoppelt wird, sodass sich am Kondensator C20, der durch die Dioden D14 und D15 gleichgerichtet ist, eine ausreichende Spannung einstellt, um den zweiten elektronischen Schalter M2 einzuschalten (in diesem speziellen Beispiel: zu schließen). Die beiden Kondensatoren C18 und C19 dienen als Hochpass, sodass im Fall einer anliegenden Gleichspannung kein Signal übertragen wird. Soweit in diesem Fall der Kondensator C20 überhaupt noch aufgeladen war, entlädt sich dieser schnell über den Widerstand R17, sodass am Knotenpunkt zwischen der Diode D15, dem Kondensator C20 und der Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters M2 anschließend keine ausreichende Spannung mehr vorhanden ist um den Schalter M2 zu schließen, er bleibt bei Gleichspannung also geöffnet. Der ohmsche Widerstand R17 und der Kondensator ist dabei so bemessen, dass die notwendige Ladung/Spannung zum Einschalten des Schalters M2 im Kondensator C20 bei der Netzfrequenz aufrechterhalten bleibt. Die Diode D14 ist eine Zehnerdiode, deren Anode mit dem Grund-oder Bezugspotenzial und deren Kathode mit den Kondensatoren C18 und C19 verbunden ist. Auch sie sorgt in diesem Fall für eine Spannungsbegrenzung.
Die Bezugselektrode des zweiten elektronischen Schalters M2 ist mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden. Die Arbeitselektrode ist über einen ohmschen Widerstand R 18 mit dem Spannungspotenzial am Ausgang der Wandlerstufe bzw. an dem Knoten zwischen der Kathode der Diode D13 und dem mit dieser verbundenen Anschluss des ohmschen Widerstands R14 gekoppelt. Mit anderen Worten, wenn der zweite elektronische Schalter M2 geschlossen ist, liegt an einem Knotenpunkt zwischen der Arbeitselektrode und dem diesem zugewandten Anschluss des ohmschen Widerstands R18 das Grund- oder Bezugspotenzial an. Ist der zweite elektronische Schalter M2 dagegen geöffnet, dann liegt an diesem Knotenpunkt ein entsprechend der Ausgangsspannung U_a höherer Spannungspegel an (der im Detail aber auch von dem Zustand der nachfolgend beschriebenen Bauteile abhängt). Abhängig davon, ob der zweite elektronische Schalter M2 nun geöffnet oder geschlossen ist, wird an diesem Abgriffspunkt entweder ein Spannungssignal S mit einem hohen Spannungspegel oder mit einem dem Bezugspotenzial entsprechenden Spannungspegel ausgegeben. Jener Knotenpunkt bildet daher in diesem Ausführungsbeispiel den Ausgangsanschluss der Erfassungsschaltung 40.
Die Frequenzmodulationsschaltung 50 besitzt einen Kondensator C21, der bei Ausgabe des Spannungssignals S mit dem hohen Spannungspegel über den Widerstand R18 aus dem Spannungspotenzial der Ausgangsspannung U_a heraus aufgeladen wird. Das Aufladen erfolgt mit einer durch die Dimensionierung des ohmschen Widerstands R 18 und des Kondensator C 21 als RC-Glied sowie der Ausgangsspannung U_a festgelegten Zeitkonstante τ₁ (eine Dimensionierung der Zündspannung der nachfolgend beschriebenen Zweirichtungdiode spielt auch eine Rolle. Der eine Pol des Kondensator C 21 ist mit dem Angriffspunkt verbunden, über den das Spannungssignal S bezogen wird. Der andere Pol ist mit dem Grund-oder Bezugspotenzial verbunden. Der erste Pol ist ferner mit einem ersten Anschluss einer Zweirichtungsdiode DB3 (das Bezugszeichen gibt hier gleichzeitig die Durchbruchspannung an) bzw. Diac verbunden. Der gegenüberliegende zweite Anschluss der Zweirichtungsdiode DB3 ist mit einem ersten Pol eines im Übrigen wie beim Kondensator C 21 gegen das Bezugspotential geschalteten weiteren Kondensator C22 gekoppelt. Dessen zweiter Pol ist folglich mit dem Bezugspotential verbunden. Diesem Kondensator C22 ist wiederum ein ohmscher Widerstand R3 parallel geschaltet. Ein Knotenpunkt zwischen dem ersten Pol des Kondensator C 22, dem zweiten Anschluss der der zwei Richtung Diode und dem entsprechenden Anschluss des parallel geschalteten Widerstands R3 ist wiederum mit der Steuerelektrode des dritten elektronischen Schalters M3 verbunden. Die im Kondensator C22 gespeicherte Ladung beziehungsweise die an ihm anliegende Spannung ist damit entscheidend für das Öffnen und Schließen des dritten elektronischen Schalters M3. Da sich der Kondensator C22 über den ohmschen Widerstand R3 entladen kann, liegt hier eine zweite Zeitkonstante τ₂ vor, die eine Zeitdauer vorgibt, innerhalb welcher der dritte elektronische Schalter M3 geöffnet werden kann.
Die Funktionsweise der Frequenzmodulationsschaltung 50 dieses Ausführungsbeispiels ist wie folgt: wurde in der Erfassungsschaltung 40 das Vorliegen einer Gleichspannung erkannt, so liegt an der Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters M2 das Grundpotenzial an, und der Schalter M2 ist geöffnet. Infolgedessen wird der Kondensator C21 der Frequenzmodulationsschaltung 50 über den Widerstand R 18 mit der Zeitkonstante τ₁ aufgeladen (beim erstmaligen Aufladen tritt noch eine zusätzliche Ladezeit hinzu, die für das Aufladen bis hin zu der im fließenden Betrieb eingebrochenen Spannung erforderlich ist, siehe unten, z.B. bis hin zur Spannung von 22 V, von der ausgehend wiederholt auf eine Durchbruchspannung von 32 V aufgeladen wird, wie nachfolgend erläutert wird). Die Zweirichtungsdiode DB3 besitzt beispielsweise eine Spannung von beispielsweise 32 V. Wird der Wert dieser Spannung am Kondensator C21 beim Ladevorgang erreicht, zündet die Zweirichtungsdiode DB3. Daraufhin wird der Kondensator C22 über die Zweirichtungsdiode DB3 hinweg aus dem Kondensator C21 aufgeladen, der sich dabei selbst entlädt. Beim Zünden bricht die Sperrspannung der Zweirichtungsdiode DB3 um ca. 10 V ein, womit, wenn beiden Kondensatoren die gleiche Kapazität haben, C21 eine Spannung besitzt, die 10 V kleiner als die Durchbruchspannung ist und C22 hat gerade die 10V. Die Differenz der Ladung wird in den Kondensator C22 geladen. Dieser wiederum schaltet den dritten elektronischen Schalter M3 ein.
Da sich der Kondensator C22 aber auch wieder über den ohmschen Widerstand R3 entlädt, reicht die Spannung des Kondensator C22 nicht für die ganze Zeitdauer aus, bis die Zweirichtungsdiode DB3 das nächste Mal zündet. Insbesondere ist das zweite RC-Glied bestehend aus dem Kondensator C22 und dem ohmschen Widerstand R3 absichtlich so dimensioniert, dass seine Zeitkonstante τ₂ kleiner ist als die Zeitkonstante τ₁ des ersten RC-Glieds bestehend aus dem ohmschen Widerstand R18 und dem Kondensator C21. Das erste RC-Glied bildet daher zusammen mit der Zweirichtungsdiode DB3 eine Taktgebereinheit für ein periodisches Einschalten des dritten elektronischen Schalters M3, und das zweite RC-Glied bildet eine Tasteinheit zum Festlegen eines Tastverhältnisses beim Einschalten des dritten elektronischen Schalters M3. Durch verschiedene Dimensionierung von R3 und die damit verbundene Verweildauer im „gestörten“ Zustand kann man Einfluss auf die Verteilung der im Wesentlichen 2 Frequenzen nehmen und die Form des Funkstörspektrums an die Grenzwerte anpassen.
Durch Variation der Kondensatoren C21, C22 und der Widerstände R3 und R18 (sowie R19) kann die Periodendauer und der DutyCycle der Modulation gezielt verändert werden. Es wird dadurch möglich, die Form (und Stärke) des Störsignals im Sinne einer Anpassung an eine die gesetzlichen Grenzwerte repräsentierende Grenzlinie zu manipulieren, die weiter unten mit Bezug auf die 5A, 5B gezeigt ist, damit diese nicht verletzt ist.
Im Fall einer Wechselspannung am Eingang der Schaltungsanordnung bleibt der erste elektronische Schalter M1 geschlossen. Der Kondensator C21 wird mangels Spannungssignals S nicht aufgeladen und die Zweirichtungsdiode DB3 zündet auch nicht. Der dritte elektronische Schalter M3 kann infolgedessen auch nicht geschlossen werden. Die Schaltfrequenz wird nicht moduliert. Dies wäre im Fall einer Wechselspannung auch nicht sinnvoll.
Wie in 2 ferner zu sehen ist, ist die Bezugselektrode des dritten elektronischen Schalters M3 mit dem Grundpotenzial verbunden. Die Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters M3 ist mit einem Anschluss eines ohmschen Widerstandes R19 verbunden dessen anderer Anschluss wiederum mit dem Eingangsanschluss MULT des PFC-Controllers U10 der Steuerschaltung 30 verbunden ist. Wie im ersten Ausführungsbeispiel ist damit der ohmsche Widerstand R19 parallel geschaltet zum ohmschen Widerstand R6 des Spannungsteilers der zweiten Messschaltung (R4/R6), die einen der Eingangsspannung U_e entsprechendes Eingangssignal an eben diesen Eingangsanschluss MULT liefert. Durch Schließen des dritten elektronischen Schalters M3 wird dadurch, dass der Eingangsspannung U_e entsprechende Eingangssignal moduliert und hier insbesondere nach unten gezogen wird, so dass die im PFC-Controller U10, ähnlich wie im ersten Ausführungsbeispiel durchgeführte Regelung zu verschobenen Schaltfrequenzen beim ersten elektronischen Schalter M1 führt.
Durch die Taktung aufgrund der Taktgebereinheit 51 wird diese Frequenzmodulation allerdings nur periodisch und für eine kurze Zeitdauer angestoßen. Da die Regelung im PFC-Controller U10 bzw. in der Steuerschaltung 30 weich antwortet, wobbelt die Schaltfrequenz hin und her zwischen der eigentlich angestrebten Schaltfrequenz sowie der verschobenen Schaltfrequenz.
In 3 ist schematisch in einem Diagramm dargestellt, wie die Eingangssignale an den Anschlüssen MULT und INV/COMP der Steuerschaltung 30 verarbeitet werden, um den ersten elektronischen Schalter M1 zu steuern. Auf der X-Achse ist der Spannungswert des der Eingangsspannung U_e entsprechenden Eingangssignals (vom Spannungsteiler R4/R6) angegeben. Die Eingangsspannung U_e wird beispielsweise um den Faktor 150 heruntergeteilt. Im Fall einer erkannten Gleichspannung liegt der unmodulierte Spannungswert V_MULT dann z.B. bei knapp 2 V. Die Stellgröße V_COMP am Ausgang des Operationsverstärkers liege für einen Zeitpunkt beispielsweise bei 3,0 V. Dann ergibt sich für den Vergleichswert Vcs am Eingangsanschluss CS ein Wert von 0,4 V, ab welchem der beispielsweise in 1 gezeigte Flipflop zurückgesetzt und damit der erste elektronische Schalter M1 geöffnet wird. Ist der dritte elektronische Schalter M3 nun geschlossen, so wird abhängig von der Größe des ohmschen Widerstands R19 der Spannungswert V_MULT moduliert, hier verringert. Die Folge ist ein noch geringerer Vergleichswert Vcs am Eingangsanschluss CS und der erste elektronische Schalter wird noch früher geschlossen. Die Schaltfrequenz wird verschoben, bis der dritte elektronische Schalter M3 wieder geöffnet wird, weil sich der Kondensator C22 entladen hat, bevor die Zweirichtungsdiode DB3 wieder zündet. Da der Regler weich antwortet rutscht der Arbeitspunkt folglich entlang einer konstanten V_COMP-Linie erst nach unten und würde nach längerer Wartezeit (entsprechend der Reglerzeitkonstante) senkrecht nach oben auf einer anderen V_COMP-Linie landen, die wieder der ursprünglichen Spannung Vcs entspricht. Dazu kommt es aber nur im Ansatz, da die Verweildauer im gestörten Zustand deutlich kürzer als die Reglerzeitkonstante ist.
In 4A ist oben das Meßsignal am Eingangsanschluss CS entsprechend dem durch den ersten elektronischen Schalter M1 fließenden Strom für einen zeitlichen Verlauf über drei Wobbelperioden aufgetragen (tatsächlich die Spannung über Bezugs- und Arbeitselektrode von M1). Darunter ist zeitlich vergrößert ein Ausschnitt zu einem Zeitpunkt dargestellt, in welchem der dritte elektronische Schalter M3 gerade geöffnet ist. Hier wurde eine Gleichspannung erfasst. Der in 4A unten dargestellte verlauf entspricht aber auch einem Betrieb wie wenn die Erfassungsschaltung 40 und die Frequenzmodulationsschaltung 50 nicht aktiv oder vorgesehen wären (das Eingangssignal am Anschluss MULT ist nicht moduliert).
In 4B ist oben das gleiche Signal wie in 4A dargestellt. Im Ausschnitt unten ist dagegen zeitlich vergrößert der Verlauf in einem Zeitpunkt dargestellt, in welchem der dritte elektronische Schalter geschlossen ist, sodass das Eingangssignal am Anschluss MULT moduliert wird. Bei gleicher Zeitskala zwischen den 4A und 4B ist eine deutliche Erhöhung der Schaltfrequenz zu erkennen. Die obere Darstellung in beiden Figuren zeigt aber auch, dass die Übergänge zwischen beiden Schaltfrequenzen nicht abrupt sind, sondern weich hin und her wobbeln.
In 5A ist das Frequenzspektrum der leitungsgebundenen Störungen im Fall einer Gleichspannung mit einer konventionellen Schaltungsanordnung ohne Gleichspannungserfassung und Frequenzmodulation dargestellt. Die durchgezogenen Linien geben die gesetzlichen Grenzwerte gemäß Norm EN 55015 an. Man erkennt, dass bei einer diskreten Frequenz von etwa 80 kHz ein schmaler, den Grenzwerten sehr nahe kommender oder diese sogar verletzender Peak auftreten kann. Eine rein beispielhafte Wobbelfrequenz beträgt 1,3 kHz.
In 5B ist das entsprechende Frequenzspektrum im Fall einer Gleichspannung mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit Gleichspannungserfassung und mit Frequenzmodulation dargestellt. Durch die Frequenzmodulation wird die Spitze stark ausgeweitet bzw. verbreitert, wobei der Spitzenwert deutlich reduziert ist und keinesfalls mehr die Grenzwerte verletzt.
Es ist anzumerken, dass die Ausführungsbeispiele spezielle Ausführungsformen darstellen und den durch die beigefügten Ansprüche definierten Schutzumfang nicht eingrenzen. Modifikationen sind möglich. Unter anderem ist die Erfindung nicht auf die spezielle Art begrenzt, wie das Eingangssignal moduliert wird, etwa durch parallel schalten eines Widerstands zum Spannungsteiler. Es kann darüber hinaus auch durch Kapazitäten oder induktive Bauelemente Einfluss etc. genommen werden. Auch ist die Erfindung nicht auf die Modulation spezieller Eingangssignale beschränkt. Beispielsweise kann auch das am Eingangsanschluss CS zugeführte Meßsignal moduliert werden, um die Schaltfrequenz zu beeinflussen. Ferner ist die Erfindung nicht auf Transistoren als Schalter beschränkt.
BEZUGSZEICHENLISTE:

C3: Kondensator
C9: Kondensator
C10: Kondensator
C11: Kondensator
C12: Kondensator
C13: Kondensator
C14: Elektrolyt-/Speicherkondensator
C15: Elektrolyt-/Speicherkondensator
C16: Kondensator
C17: Kondensator
C18: Kondensator
C19: Kondensator
C20: Kondensator
C21: Kondensator
C22: Kondensator
D7: Diode
D8: Diode
D9: Diode
D10: Diode
D11: Diode
D12: Zener-Diode
D13: Diode
D14: Zener-Diode
D15: Diode
DB3: Zweirichtungsdiode/Diac
L: Last
L1: Stromdurchflossene Drossel
L2: Stromdurchflossene Drossel
L3: Induktor
L4: Induktor
M1: Erster elektronischer Schalter: N-Kanal-MOSFET
M2: Zweiter elektronischer Schalter: N-Kanal-MOSFET
M3: Dritter elektronischer Schalter: N-Kanal-MOSFET
R3: Ohmscher Widerstand
R4: Ohmscher Widerstand
R6: Ohmscher Widerstand
R8: Ohmscher Widerstand
R9: Ohmscher Widerstand
R10: Ohmscher Widerstand
R11: Ohmscher Widerstand
R12: Ohmscher Widerstand
R13: Ohmscher Widerstand
R14: Ohmscher Widerstand
R15: Ohmscher Widerstand
R16: Ohmscher Widerstand
R18: Ohmscher Widerstand
R19: Ohmscher Widerstand
U1: Operationsverstärker
U2: Multiplizierer
U3: Komparator
U4: Komparator
U5: Flipflop
U10: PFC-Controller
Ue: Netzeingangsspannung (Wechsel- oder Gleichspannung im Notstrombetrieb) mit Außen- oder Phasenleiter L und Neutral- oder Nullleiter N sowie Erdung/Masse PE
Ua: Ausgangsspannung
10: Eingangsteil
14: Gleichrichter
20: Wandlerschaltung
30: Steuerschaltung
40: Erfassungsschaltung
50: Frequenzmodulationsschaltung
51: Taktgeberschaltung
52: Tastverhältnisschaltung

Claims

Schaltungsanordnung zum Betreiben einer vorzugsweise Leuchtmittel aufweisenden Last (L), wobei die Schaltungsanordnung einen Leistungsfaktorkorrektur-Vorregler ausbildet, umfassend: einen Eingang (L, N, PE) zum wahlweisen Eingeben einer Netzwechselspannung oder einer Gleichspannung als Eingangsspannung, eine Stromrichterschaltung (14) zum Gleichrichten der Eingangsspannung, eine Wandlerschaltung (20), die die durch die Stromrichterschaltung (14) gleichgerichtete Eingangsspannung (Ue) in eine Ausgangsspannung (Ua) wandelt, und eine Steuerschaltung (30) zum getakteten Steuern der Wandlerschaltung (20) mit einer Schaltfrequenz, wobei sich die Schaltfrequenz auf Grundlage einer Strom- und/oder Spannungsregelung anhand wenigstens eines, einem entsprechenden Anschluss der Steuerschaltung (30) zugeführten Eingangssignals als Soll- oder Istwert der Regelung einstellt, gekennzeichnet durch: eine Erfassungsschaltung (40), die ausgelegt ist, zu erfassen, ob am Eingang (L, N, PE) eine Netzwechselspannung oder eine Gleichspannung eingegeben wird, und abhängig von dem Ergebnis ein Spannungssignal (S) ausgibt, eine Frequenzmodulationsschaltung (50), die ausgelegt ist, abhängig von dem ausgegebenen Spannungssignal (S) das wenigstens eine Eingangssignal zu modulieren, um bei der Regelung durch die Steuerschaltung (30) anhand des modulierten Eingangssignals eine Verschiebung der Schaltfrequenz gegenüber einer Regelung mit dem nicht modulierten Eingangssignal zu bewirken.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, wobei das wenigstens eine Eingangssignal zumindest eines oder mehrere beinhaltet aus: - ein der momentanen, gleichgerichteten Eingangsspannung (Ue) entsprechendes Signal, - ein der momentanen Ausgangsspannung (Ua) entsprechendes Signal, und/oder - ein dem momentanen Stromfluss durch einen mittels der Regelung gesteuerten ersten elektronischen Schalter der Wandlerschaltung entsprechendes Signal.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Erfassungsschaltung (40) einen zweiten elektronischen Schalter (M2) aufweist, der ausgelegt ist, sich abhängig von dem Ergebnis der Erfassung zu öffnen oder schließen, um das Spannungssignal (S) auszugeben,
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Frequenzmodulationsschaltung (50) einen dritten elektronischen Schalter (M3) umfasst, der beim Schließen eine Verbindung zwischen dem Anschluss der Steuerschaltung, welchem das Eingangssignal zugeführt wird, und dem Grund- oder Bezugspotential oder einem anderen vorgegebenen Spannungspotential über einen ersten ohmschen Widerstand (R19) herstellt, um das dem Anschluss zugeführte Eingangssignal zu modulieren.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Frequenzmodulationsschaltung (50) ausgelegt ist, das wenigstens eine Eingangssignal nur dann zu modulieren, wenn von der Erfassungsschaltung (40) das Anliegen einer Gleichspannung am Eingang erfasst wurde.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Frequenzmodulationsschaltung (50) eine Taktgebereinheit umfasst und ausgelegt ist, das wenigstens eine Eingangssignal abhängig von dem Ergebnis der Erfassung durch die Erfassungsschaltung (40) anhand eines von der Taktgebereinheit ausgegebenen Taktsignals (T) periodisch zu modulieren, wobei die Taktgebereinheit vorzugsweise ein erstes RC-Glied und eine Zweirichtungsdiode (DB3) umfasst.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6, wobei die Frequenzmodulationsschaltung (50) ferner eine Tasteinheit umfasst und ausgelegt ist, das wenigstens eine Eingangssignal innerhalb einer Periode nur während einer von der Tasteinheit festgelegten Zeitdauer zu modulieren, wobei die Tasteinheit vorzugsweise ein zweites RC-Glied umfasst, das über die Zweirichtungsdiode (DB3) mit dem ersten RC-Glied gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Erfassungsschaltung (40) mit einem Leiter (L) oder beiden Leitern (L, N) des Eingangs über einen zwischengeschalteten Hochpass (C18, C19) verbunden ist und einen ersten Kondensator (C20) aufweist, der ausgelegt und verschaltet ist, im Fall einer Netzwechelspannung über den zwischengeschalteten Hochpass (C18, C19) aufgeladen zu werden.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 8, wobei die Erfassungsschaltung (40) den zweiten elektronischen Schalter (M2) aufweist, dessen Steuerelektrode mit dem ersten Kondensator (C20) verbunden ist, und die abhängig von dem Ladezustand des ersten Kondensators (C20) den zweiten elektronischen Schalter (M2) öffnet oder schließt, um das Spannungssignal (S) auszugeben.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 9, wobei die Erfassungsschaltung (40) eine Diode (D15) aufweist, deren Anode mit dem Hochpass (C18, C19) und deren Kathode über einen ersten ohmschen Spannungsteilerwiderstand (R9) sowohl mit einem der Pole des ersten Kondensators (C20) als auch mit der Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters (M2) als auch mit dem Anschluss eines zweiten Spannungsteilerwiderstands (R17) verbunden ist, wobei der erste Kondensator (C20) und der zweite Spannungsteilerwiderstand (R17) parallel zueinander geschaltet und der zweite Pol des ersten Kondensators (C20) und der andere Anschluss eines zweiten Spannungsteilerwiderstands (R17) mit dem Bezugspotential verbunden sind.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 10, wobei die Erfassungsschaltung (40) ferner eine Zener-Diode (D14) aufweist, deren Anode mit dem Grund- oder Bezugspotential verbunden ist, und deren Kathode mit der Anode der Diode (D15) und dem Hochpass (C18, C19) verbunden ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11, wobei wobei der zweite elektronische Schalter (M2) eine Arbeitselektrode und eine Bezugselektrode besitzt, wobei die Arbeitselektrode mit einem Spannungspotential der Ausgangsspannung oder einem anderen vorgegebenen Spannungspotential über einen zweiten ohmschen Widerstand (R13) und die Bezugselektrode mit einem Grund- oder Bezugspotential verbunden ist, wobei das Spannungssignal (S) auf der Seite der Arbeitselektrode ausgegeben wird.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Frequenzmodulationsschaltung (50) einen zweiten Kondensator (C21) aufweist, dessen erster Anschluss mit dem von der Erfassungsschaltung (40) ausgegebenen Spannungssignal (S) versorgt wird, und dessen zweiter Anschluss mit einem Grund- oder Bezugspotential verbunden ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 12 und 13, wobei der zweite Kondensator (C21) aufgeladen wird, wenn der zweite elektronische Schalter (M2) geöffnet ist, und entladen wird, wenn der zweite elektronische Schalter (M2) geschlossen ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 13 oder 14, umfassend einen dritten Kondensator (C22), dessen erster Anschluss über eine dazwischen geschaltete Zweirichtungsdiode (DB3) mit dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators (C21) verbunden ist, und dessen zweiter Anschluss mit dem Grund-oder Bezugspotential verbunden ist, und einen dritten ohmschen Widerstand (R3), der parallel zu dem dritten Kondensator (C22) geschaltet ist, und über welchen sich der dritte Kondensator (C22) entladen kann, wobei, wenn während des Ladens die im zweiten Kondensator (C21) geladene Spannung eine Schwellwertspannung der Zweirichtungsdiode (DB3) übersteigt, die Zweirichtungsdiode (DB3) zündet und der dritte Kondensator (C22) durch den zweiten Kondensator (C21) aufgeladen wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 13, wobei der zweite ohmsche Widerstand (R13) und der dazu in Reihe geschaltete zweite Kondensator (C21) eine erste Zeitkonstante (τ₁) für das Aufladen des zweiten Kondensators aus der Spannung führenden Quelle festlegen, und der zweite ohmsche Widerstand und der dazu parallel geschaltete dritte Kondensator (C22) eine zweite Zeitkonstante (τ₂) für das Entladen des dritten Kondensators (C22) festlegen, wobei die erste Zeitkonstante (τ₁) größer ist als die zweite Zeitkonstante (τ₂), wobei vorzugsweise die Kapazität wenigstens eines der Kondensatoren (C21, C22) oder der Widerstandswert wenigstens eines der ohmschen Widerstände (R3, R13) eingestellt werden kann, um über eine Variation der Form der periodischen Verschiebung der Schaltfrequenz ein sich ergebendes leitungsgebundenes Funkstörfrequenzspektrum an eine vorgegebene Grenzlinie anpassen zu können.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 16, ferner umfassend einen dritten elektronischen Schalter, dessen Steuerelektrode mit dem ersten Anschluss des dritten Kondensators verbunden ist, wobei, wenn nach dem Zünden der Zweirichtungsdiode der dritte Kondensator aufgeladen ist, die Steuerelektrode den dritten elektronischen Schalter für eine der zweiten Zeitkonstante (τ₂) entsprechenden Zeitdauer öffnet oder schließt, wobei eine Periode zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zündereignissen der ersten Zeitkonstante (τ₁) entspricht.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17, wobei die Wandlerschaltung ein Hochsetzsteller, oder ein Sperr-, Durchfluss- oder Resonanzwandler ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 18, wobei die Steuerschaltung (30) umfasst: - einen Spannungsregler, welchem ein Istwert der Ausgangsspannung (Ua) als ein erstes Eingangssignal zugeführt wird, und der den Istwert mit einem Sollwert für die Ausgangsspannung vergleicht und abhängig von dem Ergebnis eine Stellgröße ausgibt, - einen Multiplizierer, welchem ein Momentanwert der gleichgerichteten Eingangsspannung (Ue) als zweites Eingangssignal zugeführt wird und der den Momentanwert mit der Stellgröße multipliziert, - einen Stromregler, welchem ein aus dem Strom durch den ersten elektronischen Schalter abgeleiteter Spannungswert als drittes Eingangssignal und die mit dem Momentanwert der Eingangsspannung multiplizierte Stellgröße zugeführt werden, und welcher aus dem Ergebnis eines Vergleichs beider Größen den ersten elektronischen Schalter zur Steuerung der Wandlerschaltung öffnet und schließt.