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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltnetzteilvorrichtung nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs. Ferner betrifft die vorliegende Erfindung eine Verwendung einer solchen Schaltnetzteilvorrichtung.
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Aus dem Stand der Technik sind zahlreiche Vorgehensweisen, insbesondere Schaltungstopologien, zur Realisierung von Schaltnetzteilen bekannt. Gefordert wird eine zunehmend höhere Leistungsdichte, gleichzeitig sollen derartige Geräte kleiner, kompakter und kostengünstiger werden, so dass insbesondere der Bedarf nach Schaltnetzteiltopologien besteht, welche hohe Wirkungsgrade ermöglichen.
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Ein weiteres, zunehmend kritisches Erfordernis, insbesondere für Schaltnetzteile, ist die Begrenzung der sogenannten Netzrückwirkung einer an öffentlichen Versorgungsnetzen betriebenen Schaltnetzteilvorrichtung (mit zugehörigem Verbraucher): So fordern mittlerweile etwa öffentliche Normen (z. B. DIN-EN 61.000-3-2), dass die von einer Netzteilvorrichtung in das Versorgungsnetz (zurück) gekoppelten Wechselspannungssignale in ihrem Verzerrungsgrad (also ihrer Abweichung von einer idealen Sinusform) ebenso begrenzt sind, wie ein Blindleistungsanteil (nämlich der Phasenversatz zwischen Spannung und Strom am Eingang).
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Da jedoch, prinzipbedingt, Schaltnetzteile im Hinblick auf ihre Netzrückwirkung keine optimalen Eigenschaften aufweisen, ist es aus dem Stand der Technik allgemein bekannt, Mittel zur sogenannten Leistungsfaktorkorrektur (PFC = Power Factor Correction), typischerweise primärseitig des Übertragers eines Schaltnetzteils, vorzusehen, um den Stromverlauf möglichst sinusförmig zu gestalten und den Blindstromanteil zu minimieren. Neben den sogenannten passiven Oberschwingungsfiltern (passive PFC, typischerweise realisiert als Netzfilter mit hoher Induktivität) sind zur Leistungsfaktorkorrektur insbesondere im Zusammenhang mit modernen Schaltnetzteiltopologien sogenannte aktive Oberschwingungsfilter gebräuchlich, welche, realisiert als Schaltungsstufe vor dem eigentlichen Wandler, aktiv den aufgenommenen Strom dem zeitlichen Verlauf der sinusförmig verlaufenden Netzspannung nachsteuern.
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Vor dem Hintergrund eines möglichst optimierten Wirkungsgrades ist jedoch eine derartige aktive PFC nachteilig, da durch diese zusätzliche Stufe der Wirkungsgrad der Gesamtvorrichtung sinkt.
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Wird nunmehr zur Realisierung einer gattungsbildenden Schaltnetzteilvorrichtung ein Resonanzwandler nach der sogenannten LLC-Topologie eingesetzt, wie sie etwa aus der
US 2010/016 44 00 A1 bekannt ist, wobei ein derartiger LLC-Resonanzwandler prinzipbedingt einen hohen Wirkungsgrad ermöglicht, jedoch, insbesondere bei am Ausgang vorgesehenen elektrischen Verbrauchern mit hoher Leistungsaufnahme, also bei einer hohen elektrischen Last, starke nichtlineare Netzrückwirkungseffekte zeigt, entsteht das Problem, dass die prinzipiellen Vorteile der LLC-Topologie im Hinblick auf den Wirkungsgrad durch die notwendige aktive PFC zum Teil wieder neutralisiert werden. Eine entsprechende Diskussion führt etwa Kirchenberger, „Resonanzwandler/PFC-Controller: Schaltungstipp für höheren Wirkungsgrad”, in: Elektronik Praxis, 25.1.2008.
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Eine weitere Herausforderung bei der Verwendung der im Hinblick auf den Wirkungsgrad prinzipiell günstigen LLC-Resonanzwandlertopologie entsteht dadurch, dass bekannte, so realisierte Schaltnetzteilvorrichtungen typischerweise die Ausgangsspannung regeln. Es gibt jedoch Anwendungsfälle, bei welchen anstelle einer geregelten (konstanten) Ausgangsspannung tatsächlich ein konstanter Ausgangsstrom benötigt wird, wie dies beispielsweise bei LED-Leuchtmittelanordnungen der Fall ist (hier ist die Spannung nahezu konstant, so dass, etwa zur Helligkeitsregelung, der Verbraucher mit einem geregelten Strom zu beaufschlagen ist), alternativ seien etwa Aufgaben der Batterieladung genannt.
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Entsprechend besteht der Bedarf nach einer Schaltnetzteilvorrichtung, welche die Wirkungsgrad-Vorteile einer LLC-Resonanzwandlertopologie zur Realisierung einer ausgangsseitigen Stromregelung nutzt und dabei die Netzrückwirkung begrenzt.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Schaltnetzteilvorrichtung nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs im Hinblick auf einen realisierten Wirkungsgrad bei Nutzung der LLC-Topologie zu verbessern, gleichzeitig eine PFC-Funktionalität zu realisieren und diese Vorrichtung zur Erzeugung eines ausgangsseitig konstanten und/oder geregelten (bzw. vorbestimmbar einstellbaren) Ausgangsstroms vorzusehen.
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Die Aufgabe wird durch die Schaltnetzteilvorrichtung mit den Merkmalen des Hauptanspruchs sowie des unabhängigen Patentanspruchs 11 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen (welche gleichermaßen den Anspruch 11 weiterbilden) beschrieben. Zusätzlicher Schutz im Rahmen der Erfindung wird beansprucht für eine Verwendung einer solchen Schaltnetzteilvorrichtung nach dem unabhängigen Patentanspruch 9.
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In erfindungsgemäß vorteilhafter Weise wirken die erfindungsgemäßen Resonanz-Wandlermittel in LLC-Topologie zusammen mit der Steuereinheit, welche als integrierter und/oder programmierbarer (bzw. konkret programmierter) Schaltungsbaustein zur Erzeugung des frequenzvariablen und/oder PWM Wandler-Steuersignals für den Resonanzwandler (genauer dessen Schaltmittel) ausgebildet ist. Diese Steuereinheit weist ein Regelverhalten auf, welches das Wechselspannungs-Eingangssignal der Schaltnetzteilvorrichtung, ferner den in der Primärwicklung des erfindungsgemäßen Übertragers fließenden Strom sowie ein geeignetes, einen im Ausgang fließenden Strom bestimmendes (etwa konstantes oder einstellbares) Vorgabesignal als Eingangsgrößen erfasst und berücksichtigt und aus diesen Eingangsgrößen dann den am Ausgang fließenden Ausgangsstrom auf das Vorgabesignal regelt. Ergänzend und damit unmittelbar zusammenhängend wird im Wege derselben Einheit, und in der praktischen Realisierung ermöglicht durch einen entsprechenden Programm- bzw. Verarbeitungsablauf in der Steuereinheit, der zeitliche Verlauf und/oder die Phase eines im Eingang fließenden Eingangsstroms erfasst und verglichen mit dem zeitlichen Verlauf bzw. der Phase des Wechselspannungs-Eingangssignals, und es erfolgt gleichermaßen eine Regelung auf den (etwa sinusförmigen) Verlauf des Wechselspannungs-Eingangssignals, so dass, im Ergebnis, die vorliegende Erfindung mittels der vorteilhaften Funktionalität der integrierten Steuereinheit nicht nur eine wirksame Stromregelung am Ausgang des Schaltnetzteils ermöglicht, sondern diese vorteilhaft kombiniert mit einer wirksamen PFC-Funktionalität, nämlich der durch das Einstellen des Eingangsstroms auf die Eingangsspannung bewirkten Kompensation sowohl der Signalverzerrungen, als auch etwaiger (nachteilige Blindleistung bewirkenden) Phasenverschiebung.
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Während prinzipiell eine geeignete Softwareprogrammierung diese Funktionalität ermöglicht und in der Art dieser doppelten Regelung das zugehörige frequenzvariable und/oder PWM-modulierte Steuersignal für die Schaltelemente der LLC-Resonanzwandlermittel erzeugt, (wobei eine faktische Pulsweitenmodulation durch die unterschiedlichen Totzeiten entsteht) ist es für den Fachmann klar, dass prinzipiell diese Funktionalität auch durch diskrete schaltungstechnische Realisierungen im Rahmen der erfindungsgemäßen integrierten Bausteinlösung ermöglicht werden könnten, ebenso wie auf diese Weise eine Programmierung in Form der geeigneten Verdrahtung möglich ist.
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Vorteilhaft sind weiterbildungsgemäß keine weiteren Bauelemente zur eingangsseitigen Blindstrom- bzw. Blindleistungskompensation vorgesehen und/oder keine weiteren Bauelemente zur eingangsseitigen Oberschwingungsfilterung ausgebildet. Entsprechend ist, außerhalb der integrierten Steuermittel, keine sonstige (aktive) PFC-Stufe ausgebildet, so dass insoweit die erfindungsgemäßen Vorteile der LLC-Topologie im Hinblick auf den Wirkungsgrad nicht durch eine zusätzliche, vorgeschaltete Netzteilstufe degradiert werden. Entsprechend ist erfindungsgemäß damit eine Einstufigkeit des Netzteils realisierbar, d. h. das unmittelbare Folgen der Resonanzwandlermittel auf eingangsseitige Gleichrichtermittel.
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Diese eingangsseitigen Gleichrichtermittel sind vorteilhaft und weiterbildungsgemäß zudem so ausgestaltet, dass das Wechselspannungs-Eingangssignal zwar gleichgerichtet wird, jedoch keine Glättung im Hinblick auf eine Gleichspannung erfolgt. Mithin ist es besonders vorteilhaft, wenn an den Resonanz-Wandlermitteln ein derartiges gleichgerichtetes Wechselspannungs-Eingangssignal unmittelbar anliegt, wobei dann etwa aus einem 50 Hz-Netzsignal ein 100 Hz-Gleichrichtsignal von den Gleichrichtermitteln für die Resonanz-Wandlermittel ausgegeben werden würde.
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Zur Erfassung des in der Primärwicklung fließenden Stroms (als eine der Eingangsgrößen für die erfindungsgemäße Steuereinheit) bieten sich verschiedene Möglichkeiten an. So ist es weiterbildungsgemäß von der Erfindung umfasst und günstig, etwa für diesen Zweck einen Stromtransformator (als separates Bauteil) vorzusehen, alternativ etwa einen Messwiderstand (an welchem dann der charakteristische Spannungsabfall berücksichtigt wird), wiederum alternativ einen Magnetfelddetektor (an der Drossel oder einer stromführenden Leitung), um insoweit das stromproportionale Magnetfeld zu erfassen, wiederum alternativ eine Spannungserfassung über dem Resonanzkondensator des LLC-Resonanzwandlers vorzunehmen.
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Weiterbildungsgemäß weist die Schaltnetzteilvorrichtung Mittel zur Energieversorgung der Steuereinheit (und gegebenenfalls weiterer elektronischer Bauelemente) auf, wobei vorteilhaft diese Mittel zur Energieversorgung so ausgestaltet sind, dass sie in jedem möglichen Betriebszustand der Schaltnetzteilvorrichtung eine Spannungsversorgung des integrierten Bausteins ermöglichen. Daher ist es weiterbildungsgemäß bevorzugt, eine Mehrzahl von derartigen Versorgungsspannungsquellen in der Schaltnetzteilvorrichtung vorzusehen, wobei diese sowohl das (gleichgerichtete) Wechselspannungs-Eingangssignal umfassen können, als auch eine (zusätzliche), den Resonanz-Wandlermitteln zugeordnete Wicklung, wie auch eine (zusätzliche) Wicklung des Übertragers. Da diese Quellen im Hinblick auf ihren Wirkungsgrad unterschiedlich sind, sieht eine zusätzliche Weiterbildung dieser Erfindungsvariante vor, zwischen diesen Quellen bevorzugt automatisch umzuschalten, um entsprechend einem jeweiligen Betriebsmodus der erfindungsgemäßen Schaltnetzteilvorrichtung diejenige Versorgungsspannungsquelle für die Steuereinheit (und gegebenenfalls weitere elektronische Bauelemente) zu wählen, welche wirkungsgradmäßig am günstigsten ist.
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In der Realisierung der erfindungsgemäßen Steuereinheit ist es besonders bevorzugt, Vergleichsmittel zum Vergleichen zweier Halbwellen des gleichgerichteten Wechselspannungs-Eingangssignals vorzusehen (etwa durch geeignete Ablaufsteuerung bzw. Software-Routinen) zur Unterdrückung von Störungen wie Spikes und Spannungseinbrüchen (siehe 8 und 9). Das Ergebnis des Vergleichs dieser (z. B. geeignet quantisierten) Halbwellen wird dann von nachgeschalteten (wiederum in der Steuereinheit realisierten) Korrekturmitteln erfasst und ausgewertet, wobei als Reaktion auf ein Überschreiten eines vorbestimmten Schwellwerts als Ergebnis des Vergleichs eine entsprechende Änderung des Steuersignals bewirkt wird. In der praktischen Realisierung würde etwa eine abweichende Form und/oder zeitlicher Verlauf der verglichenen Halbwellen dann dazu führen können, dass entsprechend einem idealisierten Wellen-Vorgabewert (und/oder eines ggf. kontinuierlich fortgeschriebenen Durchschnittswerts) geeignete Signale erzeugt werden, welche die Störungen ausgleichen.
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Wiederum erfindungsgemäß weiterbildend weist die Steuereinheit Temperaturerfassungsmittel zugeordnet auf, welche, als Reaktion etwa auf das erfasste Überschreiten eines Temperaturschwellwerts für die Schaltnetzteilvorrichtung, eine gesteuerte Leistungsabsenkung am Ausgang bewirken. Diese Weiterbildung kann auch umgekehrt arbeiten, wobei dann etwa als Reaktion auf das Unterschreiten eines (niedrigen) Schwellwertes eine ausgangsseitige Leistungsanhebung erfolgt.
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Im Ergebnis eignet sich die vorliegende Erfindung in schaltungstechnisch überraschend einfacher, betriebssicherer und zuverlässiger Weise für das Realisieren verschiedenster Anwendungen, bei welchen ein stromgesteuerter (bzw. mit konstantem Ausgangsstrom zu beaufschlagender) Verbraucher mit hohem Wirkungsgrad und minimierter Netzrückwirkung betrieben werden soll. Dabei ist insbesondere die Versorgung von LED-Leuchtmitteln (bzw. LED-Leuchtmittelsträngen) ein bevorzugter Anwendungsfall, wobei hier dann das erfindungsgemäße Vorgabesignal z. B. als Dimmer konfiguriert werden kann. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diesen Einsatzfall beschränkt, sondern bietet sich etwa auch für Zwecke der Batterieladung oder andere geeignete Einsatzgebiete an.
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Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgender Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele sowie anhand der Zeichnungen, diese zeigen in
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1a, 1b ein schematisches Blockschaltbild samt Detail der Stellung der Schaltnetzteilvorrichtung gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Übertrager;
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2 ein Detail-Blockschaltbild zum Verdeutlichen der in der Steuereinheit gemäß 1 realisierten Funktionalitäten bzw. Funktionseinheiten sowie deren Zusammenwirken mit zur Steuereinheit peripheren Funktionseinheiten;
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3, 4 Varianten zur Realisierung einer Detektion des in der primären Wicklung des Übertragers fließenden Stroms;
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5 ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltnetzteilvorrichtung eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung als transformator- bzw. übertragerloser Variante;
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6 ein Signaldiagramm zum Verdeutlichen und zur zeitlichen Gegenüberstellung von Eingangsstrom und Eingangsspannung zum Verlauf des Ausgangsstromes im Betrieb des Ausführungsbeispiels der 1;
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7a–7c Darstellungen des zeitlichen Eingangsspannungs- und -stromverlaufs, der Spannungscharakteristik relativ zur normierten Frequenz im Resonanzwandlerverhalten der erfindungsgemäß eingesetzten LLC-Resonanzwandlermittel (wobei zur Illustration zusätzliche Arbeitspunkte eingetragen sind), sowie des Übertragungsverhältnisses eines Serien-Resonanz-Wandlers der 5;
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8 ein Signaldiagramm zum Verdeutlichen der Unterdrückung (Begrenzung auf Linie „Uein limit”) von Störungen (Abweichungen auf Linie bei „Uein”) auf der Netzeingangsseite, mit Darstellung eines beispielhaften Toleranzbandes für ein einstellbares Limit nach der Methode des Vergleichs eines jeden quantisierten Messpunktes zweier Halbwellen;
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9 ein Signaldiagramm zum Verdeutlichen der Begrenzung/Unterdrückung der Eingangsspannungsstörungen (hier höhere Eingangsspannung „Uein” bei 2. Halbwelle,) durch Umschalten auf die 1. Halbwelle nach Erkennung eines neuen Spitzenwertes; es ergibt sich somit die gestrichelte resultierende Linie „Uein limit” auf der Eingangsseite des Netzteils.
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Die 1 verdeutlicht in der schematischen Blockschaltbilddarstellung den prinzipiellen Aufbau einer Schaltnetzteilvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Gezeigt ist, wie primärseitig eines Transformators als Übertrager 13 eine Resonanzwandlereinheit 9, realisiert als Halbbrücke in LLC-Topologie, vorgeschaltet ist, welche wiederum eingangsseitig das durch eine Gleichrichtereinheit 12 gleichgerichtete (jedoch nicht geglättete, nur HF gefilterte) Wechselspannungs-Eingangssignal 6 empfängt. Primärseitig sind damit weder passive PFC-Bauelemente vorhanden, noch gibt es, außerhalb der zum Ansteuern der Resonanzwandlermittel 9 ausgebildeten Steuereinheit 1 (realisiert mittels einer geeignet programmierten Mikrocontrollereinheit), weitere Hardware oder Baugruppen zum Realisieren einer primärseitigen aktiven PFC. Vielmehr ist, wie nachfolgend durch Beschreibung der Funktionalität der Steuereinheit 1 zu erläutern sein wird, diese zum gleichzeitigen Ausbilden einer Leistungsfaktorkorrektur (PFC) eingerichtet, so dass es erfindungsgemäß vorteilhaft dieser weiteren Hardware nicht bedarf. Zusätzlich ist, durch die Steuereinheit 1 (Ausgang 28) angesteuert, der Resonanzwandlereinheit 9 eine Treibereinheit 11 vorgeschaltet, welche in konventioneller Weise etwa durch IR2101 der Firma International Rectifier oder LM5106SD von National Semiconductor realisiert, an dem Steuergerät HS (29) bzw. LS (30) die Schalter der Resonanzwandlereinheit 9 in ansonsten bekannter Weise mit die Schaltfrequenz beeinflussenden Steuersignalen vorsieht; bevorzugt ist das über den Ausgang 28 an der Treibereinheit 11 anliegende Ausgangssignal der Steuereinheit 1 ein frequenzmoduliertes Signal.
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Eine Spannungserfassungseinheit 2 koppelt aus dem mit der Gleichrichtereinheit 12 gleichgerichteten Signal ein dem Eingangs-Spannungsverlauf 6 proportionales Signal Vline für die Steuereinheit 1 aus. Eine schematisch dargestellte Spannungsversorgungseinheit 16 erzeugt dagegen aus dem gleichgerichteten Eingangssignal (in nachfolgend noch im Detail zu erläuternder, variabler Weise) die Betriebsspannung sowohl für die Einheit 1, als auch für die Treibereinheit 11. Weiterbildungsgemäß ist zudem eine Temperaturerfassungseinheit 21 vorgesehen, welche ebenfalls nachfolgend näher in ihrer Funktionalität erläutert wird.
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Sekundärseitig ist der Übertragereinheit 13 zunächst (in ansonsten bekannter Weise) eine Gleichrichtereinheit 14 nachgeschaltet, dieser wiederum ein Ausgangsfilter 15, so dass am Ausgang 5 in der schematisch gezeigten Weise ein mit einer (geringen) Wechselkomponente doppelter Netzfrequenz überlagertes Gleichstromsignal bereitsteht. Dieses wird zunächst über eine Überspannungseinheit 18 und eine Entkopplungseinheit 19 als Spannungssignal Uout sense zur Steuereinheit 1 primärseitig zurückgekoppelt, ebenso wie sekundärseitig ein Eingabe- bzw. Steuereingang 4 vorhanden ist, mit welchem ein den konstanten Ausgangsstrom vorgebendes Steuersignal eingestellt und wiederum über eine Entkopplungseinheit 20 primärseitig zur Steuereinheit 1 übertragen werden kann. Die 1 zeigt zusätzlich noch anhand einer Eingangsleitung 3 in die Steuereinheit, wie ein primärseitig in der Übertragereinheit 13 fließender Strom 23 (erfasst als Isense, wobei dieses Signal in der Schaltfrequenz eine der Netzfrequenz folgende Hüllkurve aufweist) als weitere Eingangsgröße von der Steuereinheit 1 verarbeitet wird.
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Diese Steuereinheit 1, als digitale Kontroll- und Regelschaltung und realisiert mittels einer geeignet programmierten Mikrocontrollereinheit, empfängt damit die Eingangsspannung (Leitung 2), ein dem primärseitigen Strom entsprechendes Signal, z. B. Spannungssignal, an Eingang 3, das auch gleich dem Ausgangsstrom 5 entspricht (proportional ist) sowie ein Vorgabe- bzw. Sollwertsignal, woraufhin dann die Leistungsstufe der Resonanzwandlermittel 9 (über die Treibereinheit 11) so angesteuert würde, dass der Ausgangsstrom (Leitung 5) dem vorgegebenen Sollwert entspricht, damit etwa entsprechend konstant gehalten werden kann, während der Eingangsstrom annähernd phasengleich der Eingangsspannung folgt.
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In 7a wird diese PFC-Funktionalität verdeutlicht. Die Kurve VIn zeigt den Spannungsverlauf einer gleichgerichteten Sinushalbwelle. Die Kurve IIn zeigt den fließenden Eingangsstrom, welcher auch dem Ausgangsstrom im Verhältnis des Transformator-Übersetzungsverhältnisses entspricht. Mit dem Ausgangsfilter 15 wird dieser dann in einen Gleichstrom gemittelt. Es sind zur Illustration drei Punkte markiert. Bei Punkt A ist die Eingangsspannung hoch genug, damit der Wandler arbeiten kann, und hier fängt dann auch der Eingangsstrom an zu fließen (wobei Umin typischerweise im Bereich zwischen ca. 40 V und 100 V liegt). Die Oberwellen auf dem Eingangsstrom bleiben damit noch innerhalb des geforderten Limits, jedoch darf die Pause auch nicht zu lang sein, da sich dann die Oberwellen über dem Limit der Norme befinden. Ein zu frühes Einschalten macht dagegen ein ungünstigeres Transformator-Übersetzungsverhältnis erforderlich, und damit einhergehend wird der Wirkungsgrad schlechter. Der Einschaltaugenblick ist daher ein Kompromiss zwischen optimalem Wirkungsgrad und dem Oberwellenanteil auf dem Eingangsstrom. Punkt C markiert das Eingangsspannungs- und damit auch das Strommaximum. Punkt B liegt zwischen den beiden beschriebenen Extremen.
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Das Ergebnis ist eine Resonanzwandlermittel in LLC-Topologie ausbildende Schaltnetzteilvorrichtung, welche, in Abkehr von bekannten Vorrichtungen aus dem Stand der Technik, ohne die Notwendigkeit separater (aktiver oder passiver) Baugruppen eine primärseitige PFC realisiert, und zwar lediglich durch Nutzung der ohnehin vorhandenen bzw. notwendigen Steuereinheit zur Erzeugung der Schaltsignale für den Resonanzwandler.
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Die 2 verdeutlicht als konzeptionelles Blockschaltbild wesentliche (typischerweise softwaremäßig realisierte, jedoch prinzipiell auch als integrierte Hardware umsetzbare) Funktionalitäten innerhalb der integrierten digitalen Steuereinheit 1, im Zusammenwirken mit peripher angeschlossenen Funktionseinheiten:
So ist zunächst, in Form der Spannungsversorgungseinheit 16, der Steuereinheit 1 eine Einheit zugeordnet, welche, abhängig von einem jeweiligen Betriebszustand der Schaltnetzteilvorrichtung, eine Energieversorgung sicherstellt, auch wenn etwa die Resonanzwandlereinheit deaktiviert ist. Wie in der 2 anhand der Einheiten 100, 101, 102 schematisch dargestellt, sind beim beschriebenen Ausführungsbeispiel drei Funktionalitäten implementiert: So würde eine erste Hilfsversorgung 100 bei ausgeschaltetem Wandler 9 die Versorgungsspannung für die Steuereinheit 1 bzw. die Treibereinheit 11 direkt aus der gleichgerichteten Netzspannung (Bezugszeichen 31 in 1a und 1b) erzeugen. Damit ist diese Einheit 100, etwa im Ausschaltbetrieb und während einer Startphase des Netzteils (bis zur Aktivierung der Wandlereinheit 9) aktiv. Dagegen erzeugt eine Einheit 101 im Rahmen der Spannungsversorgungseinheit 16 als Hilfsversorgung in einem Stand-by-Modus (bzw. einem gedimmten, d. h. leistungsreduzierten Ausgangsmodus unterhalb einer definierten Lastschwelle) die notwendige Versorgungsenergie aus einer (in der 1b gezeigten) Hilfswicklung der Resonanzdrossel des LLC-Resonanzwandlers 9. Schließlich würde, mittels Einheit 102, die Energieversorgung oberhalb der definierten Lastschwelle aus einer (in der 1b gezeigten) Hilfswicklung des Übertragers 13 erfolgen.
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Die drei mittels der Einheiten 100–102 realisierten Versorgungsmodi unterscheiden sich in ihrem Wirkungsgrad (Effizienz), wobei der mit der Einheit 100 realisierte Versorgungsmodus unmittelbar aus der gleichgerichteten Netzspannung am ineffizientesten ist, während die Versorgung mittels der Einheit 102 aus der aktivierten Wandlerschaltung die höchste Effizienz ermöglicht. Vorteilhaft weiterbildungsgemäß ist daher die Versorgungseinheit 16 derart ausgebildet, dass sie als Reaktion auf einen jeweiligen Betriebsmodus, etwa gestuft 100 – 101 – 102, einen jeweils geeigneten und effizientesten Versorgungsbetrieb auswählt und aktiviert.
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Erfindungsgemäß und vorteilhaft weiterbildend ist im Rahmen der Steuereinheit 1 eine Einheit 107 zur Störungsunterdrückung vorgesehen, welche eine Auswirkung von netzseitigen (6) Störungen direkt auf den Ausgang (5) – prinzipiell durch das LLC-Resonanzwandlerprinzip bedingt – ausgleicht bzw. unterdrückt. Zu diesem Zweck ist die Einheit 107 so ausgebildet, dass sie eine (vollständige) Halbwelle der gleichgerichteten Eingangsspannung (31), geeignet quantisiert, speichert und mit einer nachfolgenden Halbwelle vergleicht. Eine Synchronisationseinheit 17 (”zero detect”) sorgt für eine zeitliche Synchronisation beider Halbwellen.
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Weicht die nachfolgende Halbwelle (bezogen auf einen aktuellen Abtastwert) mehr als einen vordefinierten Unterschied von der vorhergehenden Halbwelle (bzw. einem entsprechenden vorhergehenden Abtastwert) ab, so wird eine Kompensation dergestalt durchgeführt, dass statt einer Ausgabe des aktuellen Abtastwertes dieser auf den Wert der vorhergehenden Halbwelle (ggf. unter Berücksichtigung einer Marge) begrenzt und an einen nachgeschalteten Signal-Mixer 112 übergeben, welcher den Sollwert 22 (Iset) für einen Regler 8 ausgibt; der Sollwert kann z. B. ein Digitalsignal (für einen digitalen Regler) oder ein PWM-Signal (typischerweise 1–10 KHz) für einen analogen Regler sein. Dieser Regler steuert mit seinem Control Signal 27 den Resonanzwandler-Controller 10, welcher dann in der Art des LLC-Prinzips für eine weitere Aufbereitung und Ansteuerung der Resonanzwandlerschalter sorgt. Eine Quadrierung („X2”) in der Einheit 112 bewirkt, dass stets ein positives Ausgabesignal erzeugt wird.
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Innerhalb der Funktionalität der Einheit 107 wird gleichermaßen der begrenzte Abtastwert anstelle des bislang geltenden Vergleichswerts abgespeichert und wird damit für eine wiederum nachfolgende nächste Halbwelle als neuer Vergleichswert herangezogen. Diese erfindungsgemäße Konfiguration (in Verbindung mit den dadurch abgebildeten Verfahren) dient damit zu einer effektiven Ausblendung von Störungen, wie etwa unerwünschten kurzfristigen Signalpeaks (siehe 8). Dagegen werden Spannungsänderungen am Netz 6, welche über einen längeren Zeitraum anliegen, von dieser Vorgehensweise über mehrere Halbwellen hinweg kontinuierlich ausgeglichen und werden entsprechend nicht am Ausgang wirksam.
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Während diese weiterbildungsgemäße Vorgehensweise auf einzelne bzw. mehrere Abtastwerte innerhalb einer (quantisierten) Welle bezogen ist, ist es gleichermaßen alternativ möglich, zur Realisierung einer vergleichbaren Funktionalität den aktuellen Spitzenwert einer Halbwelle mit dem Spitzenwert der vorhergehenden Halbwelle zu vergleichen, wobei zu diesem Zweck etwa eine Frequenzdetektionseinheit 111 (”frequency detect”) herangezogen wird und die Spitzenwerterkennung unabhängig von einer jeweiligen Netzfrequenz vornimmt. Ist danach die Differenz von Spitzenwerten zweier aufeinanderfolgender Halbwellen größer als ein definierter Betrag, so wird wiederum nicht die aktuelle Halbwelle weitergeleitet bzw. (an den Signal-Mixer 112) ausgegeben, sondern es werden die Werte einer vorhergehenden (nicht gestörten) Halbwelle ausgegeben (siehe 9). Zusätzlich weiterbildungsgemäß, und um den Einfluss einer Störung während der ersten Hälfte einer aktuellen Halbwelle bestmöglich zu kompensieren, wird während der Ausgabe der zweiten Hälfte der vorhergehenden Halbwelle eine zusätzliche Kompensation (etwa nach vorhergehendem Schema) mit eingerechnet und an den Signal-Mixer 112 weitergeleitet. Nach einem Störungsende bzw. einem Ausgleich einer Störung erfolgt dann wieder das Weiterleiten einer jeweils aktuellen Halbwelle. Auch hier werden langfristige Spannungsänderungen am Netz 6 über mehrere Halbwellen hinweg ausgeglichen und wirken sich entsprechend nicht nachteilig am Ausgang 5 aus.
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Die in den in der 2 gezeigten Einheiten 105 bzw. 110 beschäftigen sich mit der Aufbereitung bzw. Einstellung eines geeigneten Stromvorwahlsignals für den Ausgang 5: So ist etwa eine Einstellungseinheit ”current set point calculation” 105 vorgesehen und geeignet, über den Eingang 4 anliegende Daten bzw. Informationen über den einzustellenden Strom in einer vorbestimmten Weise zu korrigieren, um danach den Signal-Mixer (über die Zuleitung 114) zu beaufschlagen. Derartige Korrekturen können etwa aufgrund von Kennlinienvorgaben erfolgen, wie etwa im Rahmen des DALI-Standards vorgegebene lineare oder logarithmische Dimmkurven. Alternativ könnten hier auch Adaptionen an spezielle Hardware oder Schnittstellen gemäß den damit vorliegenden Anforderungen erfolgen. Über die Leitung 4 vorgeschaltet kann eine Dimm-Schnittstelle 110 sein, welche etwa, wie in der 2 schematisch gezeigt, verschiedenste digitale oder andere Schnittstellen abbildet und deren Steuersignale für das Vorgabesignal 4 aufbereitet. Gezeigt ist mit der Einheit 20 die Übertragungs-/Trenneinheit, welche etwa mithilfe eines Optokopplers eine galvanische Trennung zwischen Sekundär- und Primärseite (1) realisiert.
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Wie wiederum in der 2 schematisch gezeigt, sorgt eine Null-Durchgangserkennungseinheit 17 (”zero detect”) für verschiedenste zeitkritische Synchronisations- bzw. Triggervorgänge, so etwa die vorbeschriebene Synchronisation einzelner Halbwellen bei einer Störungskompensation.
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Technisch erfolgt die durch die Einheit 17 realisierte Null-Durchgangserkennung in Form von zwei Schwellen, wobei diese Schwellen durch das beschriebene Stromvorgabesignal Iset, ferner die Netzfrequenz (Bezugszeichen 111) sowie von Oberwellenparametern beeinflusst werden. Erreicht die ansteigende Netzspannung die obere Schwelle, wird die LLC-Resonanzwandlereinheit eingeschaltet und bleibt solange aktiv, bis die Netzspannung die untere Schwelle unterschreitet. Damit es durch etwaige Signalstörungen im Netzsignal 6 nicht zu einer Erkennung von falschen Null-Durchgängen kommt, sorgt die Einheit 17 nach dem Unterschreiten der fallenden Schwelle für eine (damit von der Netzfrequenz 111 und weiteren Parametern abhängige) Totzeit, während welcher der Null-Durchgang aktiviert bleibt. Nach Ende der Totzeit ist durch die Einheit 17 wieder die Erkennung der oberen Schwelle und damit die Aktivierung der LLC-Resonanzwandlereinheit ermöglicht, auch hier gibt es eine Totzeit, damit in dieser Zeit kein Nulldurchgang erkannt werden kann. Für den Fall etwaiger Fehlfunktionen beim Erfassen der Schwelle (bzw. deren Über- und Unterschreiten) ist zusätzlich vorgesehen, bestimmt durch die Netzfrequenz 111 einen Null-Durchgang des Signals in jedem Fall zu erkennen bzw. zu erzwingen. Dies sorgt dann für Stabilität des Systems auch in stark gestörten Umgebungen, so dass weiterhin synchrone Steuersignale ausgegeben werden können.
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Mit der Einheit 17 zusammenwirkend ist zudem eine Frequenzdetektionseinheit 111 vorgesehen. Mit jedem detektierten Null-Durchgang wird dabei ein Zähler gestartet, welcher beim Erreichen des nächsten Null-Durchgangs angehalten, gespeichert und zurückgesetzt würde, so dass ein jeweiliger Zählerstand damit direkt proportional zur Frequenz (des Netzes 6) ist. Durch eine Mittelwertbildung dieses Zählerstandes über mehrere Halbwellen wird im laufenden Betrieb sichergestellt, dass von der Frequenz abhängige Parameter bei Änderungen der Netzfrequenz kontinuierlich angepasst werden. Damit wirken sich Störungen im Bereich der Null-Durchgänge, in Verbindung mit der vorbeschriebenen Funktionalität der Einheit 107, nicht auf das Ausgangssignal 5 aus.
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Zusätzlich weist die Steuereinheit 1, bezeichnet durch das Bezugszeichen 104, eine Hochfahr- bzw. Starteinheit (Softstart) auf. Hier sind zwei definierte Zeitabschnitte nach dem Anlegen der Netzspannung an das Gerät betroffen, und zwar werden abweichende Funktionalitäten aktiviert. So wird zunächst in einem ersten Zeitabschnitt nach dem Anliegen der Netzspannung die LLC-Resonanzwandlereinheit auf maximale Leistung aktiviert, um die Kapazitäten in der Ausgangsfiltereinheit 15 (1) möglichst schnell auf ein definiertes Niveau aufzuladen und die Hilfsversorgung 16, entsprechend der Abfolge der diskutierten Versorgungsmodi, möglichst schnell und effizient zur Verfügung zu stellen. Zu dem sind in diesem ersten Zeitabschnitt nach dem Anlegen Wirkungsweisen der Einheit 107 sowie des Signal-Mixers 112 noch deaktiviert. Diese werden danach in einem folgenden zweiten Zeitabschnitt aktiviert, und es werden verschiedene Startparameter definiert; so wird etwa der vorgegebene Strom als Signal 114 mit einer definierten Startrampe am Ausgang 6 eingestellt, da es in vielen Fällen gewünscht ist, dass der Ausgangsstrom beim Einschalten innerhalb einer definierten Zeit (Δt) von Null auf den vorgegebenen Wert kontinuierlich ansteigt (Rampe).
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Zentral in der Steuereinheit 1 ist die bereits angesprochene und mit den Bezugszeichen 8 versehene Regeleinheit. In dieser Regeleinheit wird der Strom-Vorgabewert 22, der mit dem Signal-Mixer 112 aus verschiedenen Parametern generiert wird, mit dem Strom-Istwert 3 (gewonnen aus einer Stromsensoreinheit 23, nachfolgend beschrieben) verglichen, und es wird eine Halbbrücken-Steuereinheit 10 angesteuert, welche wiederum das frequenzmodulierte Signal 28 für die Treibereinheit 11 erzeugt. Wie vorstehend beschrieben, beeinflussen Informationen über das Startverhalten (Einheit 104), die Netzfrequenz 111, aus der Einheit 107, eine etwaige Spannungsreduzierung aus einer Spannungsbegrenzungseinheit 106 sowie ein Temperaturwert aus einer Temperaturerfassungseinheit 21 das Regel- bzw. Berechnungsverhalten der Einheit 112.
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Die Halbbrücken-Steuereinheit 10 setzt das von der Regeleinheit 8 erhaltene Steuersignal 27 in das frequenzmodulierte Signal 28 um, welches dann über die beschriebene Treiberschaltung 11 an beiden Leistungsschaltern (29, HS und 30, LS) der Resonanzwandler-Halbbrücke 9 anliegt. In ansonsten bekannter Weise gleicht diese Treibereinheit 11 die Potenzialdifferenz zwischen den beiden Schaltern der Halbbrücke aus.
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Um, wie beschrieben, im Rahmen der Regelfunktionalität die Netzteiltemperatur angemessen berücksichtigen zu können, ist eine Temperaturdetektoreinheit 21 (1) zugeordnet. Beim Überschreiten einer definierten Temperaturschwelle würde etwa die Ausgangsleistung des Netzteils linear (alternativ nach einer definierbaren Kennlinie) reduziert, so dass die Ist-Temperatur nicht weiter ansteigt und etwa ein so definierbarer Maximalwert nicht überschritten wird. Sinkt dagegen die Temperatur, würde die Ausgangsleistung entsprechend wieder erhöht. Für den Fall einer Fehlfunktionsdetektion könnte die Temperaturerfassung auch genutzt werden, um ab einer definierten Temperaturschwelle den Resonanzwandler (durch entsprechende Ansteuerung der Einheit 10) vollständig abzuschalten.
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Auch ist es vorteilhaft und weiterbildungsgemäß möglich, zum Schutz des Ausgangs 5 vor einer hohen Spannung (in der Art eines vorbestimmbaren Leerlaufschutzes) eine Überwachung so einzurichten, dass damit schnell und möglichst unmittelbar durch Ansteuerung der Halbbrückensteuereinheit 10 ein (weiteres) Ansteigen der Ausgangsspannung verhindert wird. Würde dagegen die Ausgangsspannung unter den definierten Wert fallen, so würde diese Steuereinheit 10 wieder aktiviert und der vorgegebene Ausgangsstrom (Vorgabesteuerung 22) mithilfe des Reglers 8 eingeregelt. Vorteilhaft erzeugt eine Überspannungs-Steuereinheit 18, ggf. in Verbindung mit der (optoelektronischen) galvanischen Kopplung 19, dieses Abschaltsignal. Vorteilhaft würde durch diese weiterbildende Maßnahme erreicht, dass die Ausgangsspannung (bei dem vorbestimmten Konstantstromausgang und im Falle einer offenen ausgangsseitigen Leitung) eine vorgegebene Grenze nicht übersteigt.
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Die 3 und 4 verdeutlichen Möglichkeiten, wie ein Primärstrom (d. h. der in der primärseitigen Wicklung des Übertragers 13 fließende Strom) Iprim 23 in eine geeignete Detektorspannung Isense 3 (2) umgewandelt werden kann. So zeigt etwa die 3 einen schematischen Stromtransformator 25, welcher der Primärwicklung zugeordnet ist und über einen geeigneten Widerstand abfallen kann. Alternativ ist es etwa, wie in 4 gezeigt, möglich, einen Messwiderstand 26 vom Primärstrom durchfließen zu lassen und die daran abfallende Spannung Isense weiterzuverwenden. Wiederum alternativ ist eine Zuordnung eines Magnetfeldsensors (etwa eines Hall-Sensors möglich), wiederum alternativ wäre die Erfassung der Spannung am Resonanzkondensator des LLC-Resonanzwandlers, welcher wiederum repräsentativ für den primärseitig fließenden Strom ist.
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Die 5 zeigt ein zweites prinzipielles Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dieser Fall betrifft insbesondere eine Vereinfachung des Prinzips der 1, dergestalt, dass keine Trennung zwischen Netzeingang 6 und Gleichstromausgang 5 erforderlich ist. Mithin können sowohl die Koppler 19, 20, als auch der Übertrager (Transformator) 13 entfallen. Entsprechend ändert sich die LLC-Leistungsstufe 9 samt Gleichrichter 14 auf die in 5 gezeigte Konfiguration einer nicht-isolierten Stufe 9-1. Der Resonanzkondensator der 1 ist aufgeteilt in ein Paar von zwei Kondensatoren Cr1 sowie Cr2. Prinzipiell ist es auch möglich nur einen Kondensator (Cr1 oder Cr2) zu verwenden bei ansonsten gleicher Schaltung, allerdings ergibt sich dann eine etwas größere HF-Welligkeit des Ausgangsstromes, da nur eine Einweggleichrichtung vorliegt.
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Auch diese Variante der Erfindung verwirklicht das erfindungsgemäße Prinzip, primärseitig (d. h. eingangsseitig der hier Serien-Resonanz-Halbbrücke) zwar ein gleichgerichtetes Wechselsignal einer Eingangsspannung anzulegen, dieses jedoch keiner PFC-Funktionalität mittels gesonderter aktiver oder passiver Einheiten zu unterziehen. Vielmehr wird auch, wie im ersten Ausführungsbeispiel, die PFC-Funktionalität realisiert durch die Steuereinheit 1, welche analog zum vorbeschriebenen Ausführungsbeispiel auf der Basis eines Spannungseingangssignals Vline, eines primärseitigen Stromflusses Iprim (hier fließend aus der Induktivität LR in die nachgeschaltete Gleichrichtereinheit bestehend aus Dioden D1, D2 und abgegriffen als Signal 3 Isense), ferner einem Stromvorgabesignal geeignet die Schalter 29, 30 (HS, LS) der Halbbrücke 9-1 ansteuert und so, neben der Lastregelung, auch die Leistungsfaktorkorrektur vornimmt.
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In 7c ist das Übertragungsverhalten des mit 5 beschriebenen Serien-Resonanz-Wandlers gezeigt. Oberhalb der Resonanzfrequenz ist das Übertragungsverhalten gleich mit dem in 7b gezeigten eines LLC-Wandlers. Die Ansteuerung stellt sicher, dass immer oberhalb der Resonanzfrequenz im ZVS-Bereich betrieben wird. Deshalb kann sowohl für die isolierte Variante (LLC) nach 1a, als auch für die nicht isolierte (Serien-Resonanz) nach 5 der gleiche Regel- und Steueralgorithmus verwendet werden. In 7c sind auch die bei 7a eingetragenen korrespondierenden Arbeitspunkte A, B und C eingetragen.
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Wie auch beim vorbeschriebenen Ausführungsbeispiel der 1a bzw. 1b kann der Primärstrom 23 Iprim mittels eines Stromtrafos, eines Shunt-Widerstands (etwa in Reihe mit Cr2), wiederum alternativ auf der Basis einer Spannungserfassung über Cr2 erfolgen. Ansonsten können die Funktionseinheiten der 1a bzw. 1b, eingeschlossen die Ansteuerung der Halbbrücke, mittels der Einheit 11 prinzipiell unverändert bleiben.
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Da bei diesem Ausführungsbeispiel die Ausgangsspannung schwebend im Bezug auf den Eingang ist (keine direkte Verbindung zum Bezugspotential vorliegt), ist es vorteilhaft, eine Abtastung der Ausgangsspannung 117 sowie die Überspannungserkennung 18 mit einem Differenzverstärker vorzunehmen. Alternativ kann die Potenzialdifferenz mit einem Optokoppler überbrückt werden, genau wie auch in 1 mit Entkopplungseinheit 19 gezeigt.
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Die 6 verdeutlicht das Verhältnis von Eingangsspannung, Eingangsstrom und Ausgangsstrom für die Ausführungsform der Erfindung. Es zeigt sich, dass eingangsseitig (obere Hälfte) beide Signale in Umsetzung einer wirksamen PFC nahezu ideal einander nachgeführt sind. Ausgangsseitig ist die Welligkeit im Ausgangsstrom erkennbar, welche, bedingt durch die Zweiweggleichrichtung, die doppelte Netzfrequenz aufweist.
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Die 7b verdeutlicht die Wirkungsweise der Steuereinheit 1 bzw. der Regeleinheit 12 mit Wirkung auf die Resonanzwandlereinheiten 9 (1a bzw. 1b); dabei entspricht die gewählte Darstellungsform der üblichen Darstellung des Übertragungsverhaltens eines LLC-Wandlers mit horizontal aufgetragener (normierter) Frequenz auf den Resonanzpunkt und auf dem vertikalen, aufgetragenen Spannungsverhältnis Ausgangsspannung zu Eingangsspannung.
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Da im Fall der vorliegenden Erfindung, typische Last etwa eine LED-Beleuchtung, die Spannung nahezu konstant ist, wird die Last (erfindungsgemäß) mit einem eingestellten bzw. geregelten Strom beaufschlagt. Wird bei konstanter Eingangs- und Ausgangsspannung der Laststrom geändert, so wandert der Arbeitspunkt auf einer Horizontalen bei Entlastung zu höheren Frequenzen hin. Dies ist in 7c (Übertragungskennlinie Serien-Resonanzwandler) markiert und trifft, oberhalb der Resonanzfrequenz, analog auch für das in 7b dargestellte Übertragungsverhalten des LLC-Wandlers zu. Man sieht in 7c auch, dass sich bei konstanter Last und ändernder Eingangsspannung der Arbeitspunkt (je nach Last) entlang einer der eingetragenen Kurven verschiebt. Hat man dagegen eine Laststromänderung und eine, unabhängig von der Laständerung, Variation der Eingangsspannung, befindet sich der Arbeitspunkt innerhalb des in 7c schraffierten Bereiches. Bei der PFC-Funktionalität dagegen ändern sich der Eingangs- und damit auch der Ausgangsstrom mit der Eingangsspannung, was bedeutet, dass sich die Frequenz nur minimal ändert. Dies ist mit den 3 in 7a eingezeichneten Punkten A, B und C dargestellt, deren korrespondierende Lage in den Kennlinien der 7b und 7c eingetragen sind. Damit kombinieren die gezeigten Betriebszustände sowohl die Leistungsregelung (bzw. Änderung des Laststroms), als auch die Kompensation der Oberwellen als PFC-Funktionalität.
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Im Ergebnis realisiert die Erfindung gegenüber gattungsbildenden Schaltnetzteilvorrichtungen wesentliche konzeptionelle, Betriebs- und Herstellungsvorteile, welche sich in höherer Leistungsdichte und Effizienz, kostengünstiger Herstellung und hoher Betriebssicherheit niederschlagen. Dabei wird insbesondere, auf der Basis eines einstufigen Konzeptes eines LLC-Resonanzwandlers, die Notwendigkeit zusätzlicher Bauteile für eine primärseitige (aktive und/oder passive) PFC-Stufe dadurch eingespart, dass durch vorteilhafte und erfindungsgemäße Konfiguration der Steuereinheit eine Korrekturwirkung der Resonanzwandlerfunktionalität aufgeprägt wird. Dabei ist die vorliegende Erfindung nicht auf die gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt, insbesondere auch nicht auf die konkret und lediglich zu Zwecken der Ausführbarkeit dargestellte prinzipielle Realisierung der Steuereinheit. Vielmehr bieten sich zahlreiche alternative Wege an, in geeigneter Weise die erwähnten Eingangsgrößen zur Realisierung der erfindungsgemäßen Regelfunktionalität zu verknüpfen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- US 2010/0164400 A1 [0006]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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