CN114189166A - 轻载控制电路、方法及谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种轻载控制电路、方法及谐振变换器。所述轻载控制电路在谐振变换器的负载处于轻载或空载模式下产生驱动信号以控制谐振变换器中开关管的导通和断开，包括：基准电流产生模块，根据调光电压以及谐振变换器的交流输入电压产生基准电流；处理模块，根据基准电流和谐振变换器的输入电流产生补偿信号；PWM产生模块，基于补偿信号生成驱动信号，基准电流包括交替的使能阶段和禁止阶段，在使能阶段基于驱动信号控制开关管交替导通和断开，在禁止阶段控制开关管保持断开。本申请通过调光电压控制间歇模式的使能时间以及通过交流输入电压控制间歇模式的周期，进而降低输出纹波。

Description

轻载控制电路、方法及谐振变换器

技术领域

本发明涉及开关电源领域，更具体地说，涉及一种轻载控制电路、方法及谐振变换器。

背景技术

电源作为向有源器件提供能量的组件，在电子电路中不可或缺。而在一个电路系统中通常需要多种不同的电压/电流和不同容量的电源，出于对系统体积和成本的考虑，设计并采用电源变换器简化电路系统中的电源部分。

谐振型变换器因其转换效率优异、功率密度大等优点而广泛应用于开光电源中。在谐振变换器的负载变轻或者空载的情况下，为了有效地减少开关损耗和降低静态功耗，控制谐振变换器工作在间歇模式(Burst)。间歇模式下谐振变换器间歇性地向负载供电，以减小输出功率满足轻载或者空载时的负载要求。然而，在轻载或者空载的情况下，现有技术提供的控制方式输出的输出信号的纹波较大。

因此，期望提供一种可以解决上述问题的轻载控制电路、方法及谐振变换器。

发明内容

有鉴于此，本发明提出了轻载控制电路、方法及谐振变换器，通过调光电压控制间歇模式的使能时间以及通过交流输入电压控制间歇模式的周期，进而降低输出纹波。

根据本发明的第一方面，提供一种谐振变换器的轻载控制电路，在谐振变换器的负载处于轻载或者空载模式下产生驱动信号控制所述谐振变换器的开关电路中开关管的导通和断开，包括：

基准电流产生模块，根据调光电压以及所述谐振变换器的交流输入电压产生基准电流；

处理模块，与所述基准电流产生模块连接，根据所述基准电流和所述谐振变换器的输入电流产生补偿信号；以及

PWM产生模块，与所述处理模块连接，基于所述补偿信号生成所述驱动信号，

其中，所述基准电流包括交替的使能阶段和禁止阶段，在所述使能阶段基于所述驱动信号控制所述开关管交替导通和断开，在所述禁止阶段控制所述开关管保持断开。

可选地，所述基准电流的幅值不随所述交流输入电压的变化而变化。

可选地，所述基准电流的周期是所述交流输入电压的周期的二分之一的N倍，其中N为正整数。

可选地，所述轻载控制电路根据所述交流输入电压来控制所述基准电流进入所述使能阶段的时刻。

可选地，所述轻载控制电路根据所述调光电压来控制所述基准电流处于所述使能阶段的使能时间。

可选地，所述使能时间与所述调光电压呈正相关关系。

可选地，所述基准电流的幅值由所述谐振变换器进入轻载或者空载模式前的输入功率决定。

可选地，所述基准电流产生模块包括：

第一处理单元，检测所述交流输入电压，在所述交流输入电压的值到达预设值的情况下控制所述基准电流进入所述使能阶段；以及

第二处理单元，基于所述调光电压确定所述使能阶段的使能时间并根据预设波形生成所述基准电流。

可选地，所述预设值为零。

可选地，还包括：

采样模块，用于采集所述交流输入电流以及所述调光电压。

可选地，所述处理模块包括：

误差计算单元，比较所述基准电流和所述输入电流并产生误差信号；以及

调节器，与所述误差计算单元连接，根据所述误差信号生成所述补偿信号。

根据本发明的第二方面，提供一种谐振变换器的轻载控制方法，在负载处于轻载或者空载模式下产生驱动信号控制所述谐振变换器的开关电路中开关管的导通和断开，包括：

根据调光电压以及所述谐振变换器的交流输入电压产生基准电流；

根据所述基准电流和所述谐振变换器的输入电流产生补偿信号；

所述补偿信号控制PWM产生模块生成所述驱动信号，

其中，所述基准电流包括交替的使能阶段和禁止阶段，在所述使能阶段基于所述驱动信号控制所述开关管交替导通和断开，在所述禁止阶段控制所述开关管保持断开。

可选地，所述基准电流的幅值不随所述交流输入电压的变化而变化。

可选地，所述基准电流的周期是所述交流输入电压的周期的二分之一的N倍，其中N为正整数。

可选地，根据所述交流输入电压来控制所述基准电流进入所述使能阶段的时刻。

可选地，根据所述调光电压来控制所述基准电流处于所述使能阶段的使能时间。

可选地，所述使能时间与所述调光电压呈正相关关系。

可选地，所述基准电流的幅值由所述谐振变换器进入轻载或者空载模式前的输入功率决定。

根据本发明的第三方面，提供一种谐振变换器，包括上述轻载控制电路。

可选地，所述谐振变换器为LLC半桥谐振变换器或者LLC全桥谐振变换器。

本申请提供的轻载控制电路，用于在谐振变换器的负载处于轻载或者空载的情况下产生驱动信号，控制谐振变换器的开关电路中的开关管导通或关闭。本申请通过调光电压和输入电压生成基准电流，并将基准电流和输入电流进行误差计算和分析处理得到补偿信号，并根据补偿信号控制PWM产生模块生成驱动信号。其中基准电流的波形形状固定，幅值固定，且不随输入电压波形的变化而变化，仅基准电流的周期与交流输入电压的周期相关，从而可以避免基准电流受交流输入电压的畸变或噪声影响。同时基准电流中的使能阶段的时间和禁止阶段的时间比为burst模式的占空比，其中burst模式的周期由交流输入电压控制，burst模式的占空比由调光电压控制，进而使得谐振变换器的输出电流为有规则的包络线。即，通过上述控制方式提供的输出电流传输至负载的调光器，进而保证在轻载模式下受调光器控制的负载没有灯闪的问题。

进一步地，本申请提供的轻载控制方法可以在轻载控制电路中执行。

进一步地，本申请提供的谐振变换器包括上述轻载控制电路。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出根据本申请第一实施例提供的谐振变换器的结构示意图；

图2示出根据本申请第一实施例提供的谐振变换器中轻载控制电路的结构示意图；

图3示出根据本申请第一实施例提供的轻载控制电路中生成基准电流的一种波形示意图；

图4示出根据本申请第一实施例提供的轻载控制电路中生成基准电流的又一种波形示意图；

图5示出根据本申请第一实施例提供的轻载控制电路的波形示意图；

图6示出根据本申请第二实施例提供的轻载控制方法的流程示意图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

图1示出根据本申请第一实施例提供的谐振变换器的结构示意图。参见图1，谐振变换器的负载3000例如为LED电路。具体地，谐振变换器与负载3000连接以向其提供供电电压Vout，调光器2000工作并提供调光电压V1至轻载控制电路1100，进而实现对负载3000LED电路调光。此外，调光器2000的供电电压例如可以由谐振变换器提供，或者由外部的辅助电源提供，在此不作限制。进一步地，本实施例中的谐振变换器例如为LLC半桥谐振变换器。在其他实施例中，谐振变换器例如还可以是LLC全桥谐振变换器。需要说明的是，本实施例提供的谐振变换器用于向处于轻载或者空载模式的负载3000提供供电。

谐振变换器包括轻载控制电路1100、第一整流滤波电路1200、以及功率级电路1700，其中功率级电路1700包括开关电路1300、谐振网络1400、变压器1500、第二整流滤波电路1600。第一整流滤波电路1200用于对谐振变换器的输入进行整流滤波处理。第一整流滤波电路1200包括全桥整流电路和EMI滤波电路。全桥整流电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4，EMI滤波电路包括电感L1、电容C1、电容C2。二极管D1的阳极与二极管D4的阴极连接至交流输入电源AC的正端，二极管D2的阳极与二极管D3的阴极连接至交流输入电源AC的负端，以接收交流输入电源AC的交流输入电压Vin。二极管D1的阴极与二极管D2的阴极连接并与电感L1的第一端连接，二极管D4的阳极与二极管D3的阳极连接并与电容C1的负极连接，电容C1的正极与电感L1的第一端连接。电感L1的第二端与电容C2的正极连接，电容C2的负极与电容C1的负极连接。开关电路1300将整流滤波后的输入处理为方波信号并传输至谐振网络1400。开关电路1300包括开关管Q1和开关管Q2。开关管Q1的第一端与电容C2的正极连接，开关管Q1的第二端与开关管Q2的第一端连接，开关管Q2的第二端接地，开关管Q1的控制端接收轻载控制电路1100产生的驱动信号Ctrl1，开关管Q2的控制端接收轻载控制电路1100产生的驱动信号Ctrl2。谐振网络1400包括电感L2和电容C3，与变压器1500的原边绕组串联，以形成谐振网络。在一种情况下，电感L2的第一端与开关管Q1的第二端和开关管Q2的第一端的连接节点连接，电感L2的第二端与原边绕组的一端连接，电容C3的一端与原边绕组的另一端连接，电容C3的另一端接地。变压器1500的副边绕组与第二整流滤波电路1600连接，在本实施例中，变压器1500的副边绕组为中间抽头的绕组，以与第二整流滤波电路1600构成全波整流电路。具体地，第二整流滤波电路1600包括二极管D5、二极管D6、电容C4。二极管D5的阳极与副边绕组的一端连接，二极管D5的阴极作为输出端输出供电电压Vout，二极管D6的阳极与副边绕组的一端连接，二极管D6的阴极连接至二极管D5的阴极。电容C4连接在输出端和参考地之间。

轻载控制电路1100在谐振变换器的负载3000处于轻载或者空载模式下产生驱动信号控制谐振变换器的开关电路1300中开关管的导通和断开。进一步地，开关电路1300为半桥结构，通过控制开关管Q1和开关管Q2交替导通以产生方波信号。其中开关管Q1和Q2的导通时间相同，在忽略死区的情况下，两者各导通开关周期的1/2。当然为了避免开关管Q1和Q2同时导通，在其中一个开关管关断至另一个开关管导通之前，会插入死区时间。轻载控制电路1100包括基准电流产生模块1110、处理模块1120、PWM产生模块1130。基准电流产生模块1110根据所接收的由调光器2000产生的调光电压V1以及谐振变换器的交流输入电压Vin产生基准电流Iref。调光电压V1表征负载电流(也即输出功率)的期望值。其中基准电流Iref为波形固定的参考电流，包括交替循环的使能阶段和禁止阶段。具体地，本实施例中基准电流Iref的一个周期内例如包括一个使能阶段和禁止阶段，其中，基准电流Iref进入使能阶段的时刻由交流输入电压Vin来决定，基准电流Iref的使能阶段的使能时间由调光电压V1来决定。具体地，该使能时间与调光电压V1成正相关关系，即当调光电压V1增大时，使能时间增大，输出功率增大；调光电压V1减小时，使能时间减小，输出功率减小。在一种情况下，该使能时间与调光电压V1成线性关系。此外，基准电流Iref在使能阶段的波形的形状是预先设置的，其不受交流输入电压Vin的波形变化影响，其可以为梯形波、三角波、矩形波、正弦波等等。此外，为了使得谐振变换器由重载平滑切换至轻载模式，基准电流Iref的使能阶段的幅值由切换前的输入功率决定，从而使得切换前后的输入功率基本不变。处理模块1120与基准电流产生模块1110连接以接收基准电流Iref，处理模块1120与第一整流滤波电路1200连接以接收整流后的输入电流Iin，用于根据输入电流Iin和基准电流Iref产生补偿信号V2。PWM产生模块1130与处理模块1120连接，基于补偿信号V2生成驱动信号Ctrl1和Ctrl2，并提供至开关电路1300中以控制开关管Q1和开关管Q2交替导通。应理解，在基准电流Iref的使能阶段，PWM产生模块1130正常工作以产生驱动信号Ctrl1和Ctrl2控制开关管Q1和开关管Q2交替导通；在基准电流Iref的禁止阶段，PWM产生模块1130不工作，或者产生的驱动信号Ctrl1和Ctrl2均无效，从而使得开关管Q1和Q2均关断。。

进一步地，轻载控制电路1100中的基准电流Iref的使能阶段指示在burst模式下的burst on阶段，基准电流Iref的禁止阶段指示在burst模式下的burst off阶段。更进一步地，调光电压V1控制burst on阶段的时间，谐振变换器的交流输入电压Vin触发进入burst on阶段，进而使得谐振变换器的burst模式的周期是交流输入电压Vin的周期(即工频周期)的二分之一的N倍，其中N为正整数，从而可以有效降低谐振变换器中的噪声，且通过调节Burst on的时间改变输出功率。上述轻载控制电路1100控制下的谐振变换器产生的输出电流有规则的包络，进而可以避免调光器2000控制的LED电路的灯闪现象。

图2示出根据本申请第一实施例提供的谐振变换器中轻载控制电路的结构示意图。图3示出根据本申请第一实施例提供的轻载控制电路中生成基准电流的一种波形示意图。图4示出根据本申请第一实施例提供的轻载控制电路中生成基准电流的又一种波形示意图。图5示出根据本申请第一实施例提供的轻载控制电路的波形示意图。

参见图2，轻载控制电路1100中的基准电流产生模块1110包括第一处理单元1111和第二处理单元1112。第一处理单元1111接收谐振变换器的交流输入电压Vin，在交流输入电压Vin的值到达预设值的情况下指示基准电流Iref进入使能阶段，也即谐振变换器进入burst on阶段；并在使能阶段持续使能时间后指示基准电流Iref进入禁止阶段，也即谐振变换器进入burst off阶段。第二处理单元1112连接第一处理单元1111，并基于接收的调光电压V1确定使能阶段和禁止阶段的波形以生成基准电流Iref，其中，使能阶段的使能时间与调光电压V1相关。

更进一步地，参见图3，第一处理单元1111在交流输入电压Vin的电压值为0时指示进入使能阶段。第二处理单元1112基于接收的调光电压V1确定使能阶段的使能时间Ton，并在使能阶段经过使能时间Ton之后指示进入禁止阶段，禁止阶段的时间Toff在交流输入电压Vin再次过零时终止，并根据使能阶段和禁止阶段预设的波形来生成基准电流Iref。进一步地，该使能时间与调光电压V1成正相关关系，即当调光电压V1增大时，使能时间增大，输出功率增大；调光电压V1减小时，使能时间减小，输出功率减小。在一种情况下，该使能时间与调光电压V1成线性关系。此外，基准电流Iref在使能阶段的波形的形状是预先设置的，其不受交流输入电压Vin的波形变化影响，可以设置使能阶段的波形例如为梯形波(如图3所示)、三角波、方波、正弦波等等，本领域技术人员可以根据实际需要来进行设置。基准电流Iref的禁止阶段保持为零，使能阶段与禁止阶段连续。更进一步地，基准电流Iref的使能阶段的幅值由切换至轻载模式前的输入功率决定，从而使得切换前后的输入功率基本不变，致使谐振变换器可以由重载平滑切换至轻载模式。基准电流Iref的禁止阶段的波形保持为零，使能阶段与禁止阶段连续。

在其他实施例中，指示进入使能阶段的预设值可以是交流输入电压Vin的其他值，只要保证基准电流Iref的周期是交流输入电压Vin的周期的二分之一的N倍即可，例如，为交流输入电压Vin的波峰值和波谷值。即基准电流产生模块1110中的第一处理单元1111在检测到交流输入电压Vin的电压值为波峰值时触发进入使能阶段以及在检测到交流输入电压Vin的电压值为波谷值时触发进入使能阶段。在其他实施例中，参见图4，更进一步地，例如在该实施例中基准电流产生模块1110还包括第三处理单元(图中未示出)，用于将交流输入电压Vin的波形取绝对值，得到为图4中的中间电压V3，第一处理单元1111与第三处理单元连接，在中间电压V3的电压值为波峰值时皆指示进入使能阶段。第二处理单元1112基于接收的调光电压V1确定使能阶段的时间，并在使能阶段经过使能时间Ton之后指示进入禁止阶段，禁止阶段的时间Toff在中间电压V3再次达到波峰值时终止，并根据使能阶段和禁止阶段预设的波形来生成基准电流Iref。进一步地，该使能时间与调光电压V1成正相关关系，即当调光电压V1增大时，使能时间增大，输出功率增大；调光电压V1减小时，使能时间减小，输出功率减小。在一种情况下，该使能时间与调光电压V1成线性关系。此外，基准电流Iref在使能阶段的波形的形状是预先设置的，其不受交流输入电压Vin的波形变化影响，可以设置使能阶段的波形例如为梯形波(如图4所示)、三角波、方波、正弦波等等，本领域技术人员可以根据实际需要来进行设置。基准电流Iref的禁止阶段保持为零，使能阶段与禁止阶段连续。更进一步地，基准电流Iref的使能阶段的幅值由切换至轻载模式前的输入功率决定，从而使得切换前后的输入功率基本不变，致使谐振变换器可以由重载平滑切换至轻载模式。

返回参考图2，轻载控制电路1100中的处理模块1120包括误差计算单元1121和调节器1122。误差计算单元1121与基准电流产生模块1110连接以接收基准电流Iref，误差计算单元1121与第一整流滤波电路1200连接以接收输入电流Iin，并用于比较基准电流Iref和输入电流Iin以产生误差信号。调节器1122与误差计算单元1121连接以接收误差信号，并根据误差信号生成补偿信号V2，用于调节开关管Q1和Q2的开关频率，也即开关周期。进一步地，调节器1122例如为通过传统PI(比例-积分)控制方式进行调节以产生补偿信号V2。在其他实施例中，调节器1122例如还可以为PID(比例-积分-微分)调节器。

轻载控制电路1100中的PWM产生模块1130与处理模块1120连接以接收补偿信号V2，并基于补偿信号V2控制生成驱动信号Ctrl1和驱动信号Ctrl2。

参见图5，基准电流产生模块1110基于交流输入电压Vin和调光电压V1产生基准电流Iref。处理模块1120比较基准电流Iref和输入电流Iin并对其比较结果(误差信号)进行PI调节得到补偿信号V2。PWM产生模块1130基于补偿信号V2控制生成驱动信号。在基准电流Iref的使能阶段，PWM产生模块1130开启，驱动信号控制谐振变换器中开关管Q1和开关管Q2交替导通；在基准电流Iref的禁止阶段，PWM产生模块1130关闭，谐振变换器中开关管Q1和开关管Q2关闭。由于基准电流Iref在使能阶段的波形为固定的形状(在此为梯形波)，因此基准电流Iref不受交流输入电压Vin的影响，进而在上述控制方式下产生的输出电流Iout包络规则。进而使得负载3000的LED电路的灯光亮度稳定。

在其他实施例中，轻载控制电路1100还包括采样模块(图中未示出)，采样模块例如包括第一采样单元和第二采样单元。第一采样单元连接于调光器2000和基准电流产生模块1110之间，用于采集调光电压V1并传送至基准电流产生模块1110中。第二采样单元连接于谐振变换器的第一整流滤波电路1200与处理模块1120之间，用于采集输入电流Iin并传送至处理模块1120。

上述提供的轻载控制电路1100用于在谐振变换器的负载处于轻载或者空载的情况下产生驱动信号，控制谐振变换器的开关电路1300中的开关管导通或关闭。即，在谐振变换器的负载处于轻载或者空载的情况下关闭谐振变换器中其他的控制环路，采用轻载控制电路1100进行控制。其中，轻载控制电路1100中基准电流产生模块1110产生波形固定的基准电流Iref，进而通过调光电压V1调节burst on阶段的时间来改变谐振变换器的输出功率。其中基准电流Iref用来指示burst模式中的使能阶段burst on以及禁止阶段burstoff。

本申请通过调光电压和输入电压生成上述基准电流Iref，基准电流的波形形状固定，幅值固定，且不随输入电压波形的变化而变化，仅基准电流的周期与交流输入电压的周期相关，从而可以避免基准电流受交流输入电压的畸变或噪声影响。同时burst模式的周期由交流输入电压的周期控制，burst模式的占空比由调光电压控制，进而使得谐振变换器的输出电流为有规则的包络线。即，通过上述控制方式提供的输出电流传输至负载，进而保证在轻载模式下受调光器控制的负载没有灯闪的问题。

图6示出根据本申请第二实施例提供的轻载控制方法的流程示意图。

参见图6，在负载处于轻载或者空载模式下产生驱动信号控制谐振变换器中开关管的导通和断开的轻载控制方法包括如下步骤：

步骤S10：根据调光电压以及谐振变换器的交流输入电压产生基准电流。具体地，轻载控制电路接收交流输入电压，并检测交流输入电压，在交流输入电压的值到达预设值的情况下指示进入使能阶段。以及轻载控制电路接收调光电压，并基于调光电压确定使能阶段的时间以生成基准电流。其中，基准电流的幅值不随交流输入电压的变化而变化。进一步地，基准电流的周期是交流输入电压的周期的二分之一的N倍，其中N为正整数。进一步地，根据交流输入电压来控制基准电流进入使能阶段的时刻。进一步地，根据调光电压来控制基准电流处于使能阶段的使能时间。进一步地，使能时间与调光电压呈正相关关系。进一步地，基准电流的幅值由谐振变换器进入轻载或者空载模式前的输入功率决定。

步骤S20：根据基准电流和谐振变换器的输入电流产生补偿信号。具体地，轻载控制电路比较基准电流和输入电流并产生误差信号，以及根据误差信号生成补偿信号。

步骤S30:根据补偿信号控制PWM产生模块生成驱动信号，其中，基准电流包括交替的使能阶段和禁止阶段，在使能阶段基于驱动信号控制谐振变换器的开关电路中的开关管交替导通和断开，在禁止阶段控制谐振变换器的开关电路中的开关管保持断开。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (20)

1.一种谐振变换器的轻载控制电路，在谐振变换器的负载处于轻载或者空载模式下产生驱动信号控制所述谐振变换器的开关电路中开关管的导通和断开，其特征在于，包括：

基准电流产生模块，根据调光电压以及所述谐振变换器的交流输入电压产生基准电流；

处理模块，与所述基准电流产生模块连接，根据所述基准电流和所述谐振变换器的输入电流产生补偿信号；以及

PWM产生模块，与所述处理模块连接，基于所述补偿信号生成所述驱动信号，

其中，所述基准电流包括交替的使能阶段和禁止阶段，在所述使能阶段基于所述驱动信号控制所述开关管交替导通和断开，在所述禁止阶段控制所述开关管保持断开。

2.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，所述基准电流的幅值不随所述交流输入电压的变化而变化。

3.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，所述基准电流的周期是所述交流输入电压的周期的二分之一的N倍，其中N为正整数。

4.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，所述轻载控制电路根据所述交流输入电压来控制所述基准电流进入所述使能阶段的时刻。

5.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，所述轻载控制电路根据所述调光电压来控制所述基准电流处于所述使能阶段的使能时间。

6.根据权利要求5所述的轻载控制电路，其特征在于，所述使能时间与所述调光电压呈正相关关系。

7.根据权利要求2所述的轻载控制电路，其特征在于，所述基准电流的幅值由所述谐振变换器进入轻载或者空载模式前的输入功率决定。

8.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，所述基准电流产生模块包括：

第一处理单元，检测所述交流输入电压，在所述交流输入电压的值到达预设值的情况下控制所述基准电流进入所述使能阶段；以及

第二处理单元，基于所述调光电压确定所述使能阶段的使能时间并根据预设波形生成所述基准电流。

9.根据权利要求8所述的轻载控制电路，其特征在于，所述预设值为零。

10.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，还包括：

采样模块，用于采集所述交流输入电流以及所述调光电压。

11.根据权利要求1所述的轻载控制电路，其特征在于，所述处理模块包括：

误差计算单元，比较所述基准电流和所述输入电流并产生误差信号；以及

调节器，与所述误差计算单元连接，根据所述误差信号生成所述补偿信号。

12.一种谐振变换器的轻载控制方法，在负载处于轻载或者空载模式下产生驱动信号控制所述谐振变换器的开关电路中开关管的导通和断开，其特征在于，包括：

根据调光电压以及所述谐振变换器的交流输入电压产生基准电流；

根据所述基准电流和所述谐振变换器的输入电流产生补偿信号；

所述补偿信号控制PWM产生模块生成所述驱动信号，

其中，所述基准电流包括交替的使能阶段和禁止阶段，在所述使能阶段基于所述驱动信号控制所述开关管交替导通和断开，在所述禁止阶段控制所述开关管保持断开。

13.根据权利要求12所述的轻载控制方法，其特征在于，所述基准电流的幅值不随所述交流输入电压的变化而变化。

14.根据权利要求12所述的轻载控制方法，其特征在于，所述基准电流的周期是所述交流输入电压的周期的二分之一的N倍，其中N为正整数。

15.根据权利要求12所述的轻载控制方法，其特征在于，根据所述交流输入电压来控制所述基准电流进入所述使能阶段的时刻。

16.根据权利要求12所述的轻载控制方法，其特征在于，根据所述调光电压来控制所述基准电流处于所述使能阶段的使能时间。

17.根据权利要求16所述的轻载控制方法，其特征在于，所述使能时间与所述调光电压呈正相关关系。

18.根据权利要求13所述的轻载控制方法，其特征在于，所述基准电流的幅值由所述谐振变换器进入轻载或者空载模式前的输入功率决定。

19.一种谐振变换器，其特征在于，包括如权利要求1-11任一项所述的轻载控制电路。

20.根据权利要求19所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器为LLC半桥谐振变换器或者LLC全桥谐振变换器。

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