JP2021093814A - 電源システム及び照明システム - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図る電源システムを提供する。【解決手段】照明システム６は、直流電源４から供給される入力電圧を電圧変換する複数のコンバータ回路２と、複数のコンバータ回路２の各々の出力電圧を調整するように複数のコンバータ回路２を制御する一つ以上の制御回路３を備える。複数のコンバータ回路２の各々が有する一対の入力端子２０Ｐ、２０Ｎが直流電源４に対して電気的に接続される。複数のコンバータ回路２の各々が有する一対の出力端子２１Ｐ、２１Ｎが互いに電気的に並列接続される。制御回路３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングさせる動作モードと、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行する。制御回路３は、複数のコンバータ回路２の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路２を制御する。【選択図】図２

Description

本開示は、電源システム及び照明システムに関し、より詳細には、電流共振形のコンバータを用いる電源システム、及び当該電源システムと照明負荷を備える照明システムに関する。

電源システムの従来例として、特許文献１記載のスイッチング電源を例示する。特許文献１記載のスイッチング電源は、ＤＣ電圧を入力する一対の入力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、複数のＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。複数のコンバータの入力端子は、ＤＣ電圧を入力する一対の入力端子間に直列に接続される。複数のコンバータの出力端子は、それぞれ一対の出力端子に並列に接続され、入力されるＤＣ電圧をスイッチングして共振させた後に所定のＤＣ電圧に変換する。

特開２０１６−１１１８５０号公報

ところで、特許文献１記載の従来例において、バースト制御と呼ばれる制御方式で複数のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を調整した場合、負荷に供給される電流にリプルが生じやすくなる。

本開示の目的は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる電源システム及び照明システムを提供することである。

本開示の一態様に係る電源システムは、直流電源から供給される直流電圧を電圧変換する複数のコンバータ回路と、前記複数のコンバータ回路の各々の出力電圧を調整するように前記複数のコンバータ回路を制御する一つ以上の制御回路とを備える。前記複数のコンバータ回路の各々は、一対の入力端子と、一対の出力端子と、前記一対の入力端子間に電気的に接続される一つ以上のスイッチング素子とを有する。前記複数のコンバータ回路の各々は、前記スイッチング素子と前記一対の出力端子の間に設けられた共振回路と、前記共振回路と前記一対の出力端子の間に設けられた整流平滑回路とを有する。前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の入力端子が前記直流電源に対して電気的に接続されている。前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の出力端子が互いに電気的に並列接続されている。前記制御回路は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作モードと、前記スイッチング素子をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行するように構成されている。前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々が前記停止モードから前記動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように前記複数のコンバータ回路を更に制御する。

本開示の一態様に係る照明システムは、前記電源システムと、前記電源システムから供給される直流電力によって点灯する照明負荷とを備える。前記照明負荷は、前記複数のコンバータ回路の各々の前記一対の出力端子と電気的に並列接続される。

本開示の電源システム及び照明システムは、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができるという効果がある。

図１は、本開示の実施形態に係る電源システム及び照明システムのブロック図である。 図２は、同上の電源システム及び照明システムの回路構成図である。 図３は、同上の電源システムにおけるコンバータ回路の出力特性の説明図である。 図４は、同上の電源システムの動作説明用のタイムチャートである。

以下に説明する実施形態は、本開示の一例に過ぎず、本開示は、実施形態に限定されることなく、以下の実施形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

（１．本開示の実施形態に係る照明システムの概要）
本開示の実施形態に係る照明システム６（以下、照明システム６と略す。）は、図１及び図２に示すように、本開示の実施形態に係る電源システム１、直流電源４及び照明負荷（ＬＥＤユニット５）を備えている。

直流電源４は、例えば、商用の電力系統から供給される交流電力を直流電力に変換する電力変換装置を有することが好ましい。また、前記電力変換装置は、昇圧チョッパ回路などのＰＦＣ（Power Factor Correction）回路で構成されることが好ましい。ただし、直流電源４は、ＰＦＣ回路などの電力変換装置に限定されず、蓄電池、太陽電池、燃料電池などであってもかまわない。直流電源４は、一対の出力端子４０、４１を有し、一対の出力端子４０、４１から直流電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を出力する（図１参照）。

照明負荷であるＬＥＤユニット５は、複数個のＬＥＤ（Light Emitting Diode）５０を有する。ただし、図１では２個のＬＥＤ５０のみを図示している。これら複数個のＬＥＤ５０は、順方向に電気的かつ直列に接続されている。なお、ＬＥＤ５０の個数は２個に限定されず、例えば、十数個から数十個以上であってもかまわない。以下の説明において、ＬＥＤユニット５の正極端子とは、電気的に直列接続されている複数個のＬＥＤ５０のうち、最も高電位となるＬＥＤ５０（図２における上側のＬＥＤ５０）のアノード端子である。また、ＬＥＤユニット５の負極端子とは、電気的に直列接続されている複数個のＬＥＤ５０のうち、最も低電位となるＬＥＤ５０（図２における下側のＬＥＤ５０）のカソード端子である。

（２．本開示の実施形態に係る電源システムの概要）
本開示の実施形態に係る電源システム１（以下、電源システム１と略す。）は、複数（図示例では２台）のコンバータ回路２と、これらのコンバータ回路２を制御する１台の制御回路３とを備える。

各コンバータ回路２は、直流電源４から供給される入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎよりも低い（あるいは高い）直流電圧に変換する。なお、各コンバータ回路２は、後述するようにＬＬＣ方式の電流共振形コンバータである。ここで、２台のコンバータ回路２のうちの１台を第１のコンバータ回路２Ａと呼び、他の１台を第２のコンバータ回路２Ｂと呼ぶ場合がある。

第１のコンバータ回路２Ａ及び第２のコンバータ回路２Ｂはそれぞれ、一対の入力端子（正極の入力端子２０Ｐ及び負極の入力端子２０Ｎ）を有している。第１のコンバータ回路２Ａの正極の入力端子２０Ｐは、直流電源４の正極の出力端子４０と電気的に接続されている。また、第１のコンバータ回路２Ａの負極の入力端子２０Ｎは、第２のコンバータ回路２Ｂの正極の入力端子２０Ｐと電気的に接続されている。さらに、第２のコンバータ回路２Ｂの負極の入力端子２０Ｎは、直流電源４の負極の出力端子４１と電気的に接続されている。つまり、複数のコンバータ回路２は、直流電源４と電気的に直列接続されている。ゆえに、直流電源４から供給される入力電圧Ｖｉｎが分圧されて各コンバータ回路２の一対の入力端子２０Ｐ、２０Ｎに印加される。そのため、複数のコンバータ回路２は、各コンバータ回路２の一対の入力端子２０Ｐ、２０Ｎの間に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎのおよそ半分の電圧に低下させることができる。

また、第１のコンバータ回路２Ａ及び第２のコンバータ回路２Ｂはそれぞれ、一対の出力端子（正極の出力端子２１Ｐ及び負極の出力端子２１Ｎ）を有している。第１のコンバータ回路２Ａの正極の出力端子２１Ｐ、及び第２のコンバータ回路２Ｂの正極の出力端子２１Ｐは、ＬＥＤユニット５の正極端子と電気的に接続されている。また、第１のコンバータ回路２Ａの負極の出力端子２１Ｎ、及び第２のコンバータ回路２Ｂの負極の出力端子２１Ｎは、ＬＥＤユニット５の負極端子と電気的に接続されている。つまり、第１のコンバータ回路２Ａと第２のコンバータ回路２Ｂは、照明負荷（ＬＥＤユニット５）と電気的に並列接続されている。したがって、電源システム１は、複数のコンバータ回路２で冗長電源システムを構成することにより、照明負荷（ＬＥＤユニット５）が不点状態になる可能性の低減を図ることができる。

制御回路３は、マイクロコントローラを主構成要素とすることが好ましい。ただし、本実施形態に係る電源システム１においては、一つの制御回路３が複数のコンバータ回路２を制御しているが、対応する１台のコンバータ回路２を個別に制御する、複数の制御回路を備えてもかまわない。

また、制御回路３は、外部から受け取る調光信号に応じて、各コンバータ回路２の出力電圧Ｖｏを調整し、ＬＥＤユニット５を調光するように構成されている。なお、調光信号は、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号、直流の電圧信号、あるいは、照明用の通信プロトコルであるＤＭＸ５１２に準拠したディジタル信号（ＤＭＸ信号）などである。

（３．電源システムの詳細な構成）
（３−１．コンバータ回路の詳細な説明）
２台のコンバータ回路２（第１のコンバータ回路２Ａ及び第２のコンバータ回路２Ｂ）はそれぞれ、図２に示すように、ＬＬＣ方式の電流共振形コンバータである。

第１のコンバータ回路２Ａは、二つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、共振回路２２Ａと、整流平滑回路２３Ａとを有している。第２のコンバータ回路２Ｂは、二つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４と、共振回路２２Ｂと、整流平滑回路２３Ｂとを有している。

これらのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はそれぞれ、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。ただし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ以外のパワートランジスタ、例えば、バイポーラトランジスタ及びＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などでもよい。

第１のコンバータ回路２Ａにおいて、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のドレインが正極の入力端子２０Ｐと電気的に接続され、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のドレインとハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のソースが電気的に接続されている。また、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のソースが負極の入力端子２０Ｎと電気的に接続されている。なお、第１のコンバータ回路２Ａの一対の入力端子２０Ｐ、２０Ｎ間にフィルタ用のコンデンサＣ１Ａが電気的に接続されている。

第２のコンバータ回路２Ｂにおいて、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ３のドレインが正極の入力端子２０Ｐと電気的に接続され、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４のドレインとハイサイドのスイッチング素子Ｑ３のソースが電気的に接続されている。また、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４のソースが負極の入力端子２０Ｎと電気的に接続されている。なお、第２のコンバータ回路２Ｂの一対の入力端子２０Ｐ、２０Ｎ間にフィルタ用のコンデンサＣ１Ｂが電気的に接続されている。

第１のコンバータ回路２Ａにおいて、共振回路２２Ａは、トランスＴＡ、インダクタＬＡ、二つのコンデンサＣ２Ａ、Ｃ３Ａを有している。コンデンサＣ２Ａの第１端は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のソース及びローサイドのスイッチング素子Ｑ２のドレインと電気的に接続されている。コンデンサＣ２Ａの第２端はローサイドのスイッチング素子Ｑ２のソースと電気的に接続されている。インダクタＬＡの第１端は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のソース及びローサイドのスイッチング素子Ｑ２のドレインと電気的に接続されている。インダクタＬＡの第２端は、トランスＴＡの１次巻線Ｎ１Ａの第１端と電気的に接続されている。トランスＴＡの１次巻線Ｎ１Ａの第２端とコンデンサＣ３Ａの第１端が電気的に接続され、コンデンサＣ３Ａの第２端がコンデンサＣ２Ａの第２端及びローサイドのスイッチング素子Ｑ２のソースと電気的に接続されている。なお、共振回路２２Ａにおいて、１次巻線Ｎ１Ａと２次巻線Ｎ２Ａの結合係数を小さくすることでトランスＴＡの漏れインダクタンスを大きくし、この漏れインダクタンスを共振用のインダクタンスに利用している。

第２のコンバータ回路２Ｂにおいて、共振回路２２Ｂは、トランスＴＢ、インダクタＬＢ、二つのコンデンサＣ２Ｂ、Ｃ３Ｂを有している。コンデンサＣ２Ｂの第１端はハイサイドのスイッチング素子Ｑ３のソース及びローサイドのスイッチング素子Ｑ４のドレインと電気的に接続されている。コンデンサＣ２Ｂの第２端はローサイドのスイッチング素子Ｑ４のソースと電気的に接続されている。インダクタＬＢの第１端は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ３のソース及びローサイドのスイッチング素子Ｑ４のドレインと電気的に接続されている。インダクタＬＢの第２端は、トランスＴＢの１次巻線Ｎ１Ｂの第１端と電気的に接続されている。トランスＴＢの１次巻線Ｎ１Ｂの第２端とコンデンサＣ３Ｂの第１端が電気的に接続され、コンデンサＣ３Ｂの第２端がコンデンサＣ２Ｂの第２端及びローサイドのスイッチング素子Ｑ４のソースと電気的に接続されている。なお、共振回路２２Ｂにおいて、１次巻線Ｎ１Ｂと２次巻線Ｎ２Ｂの結合係数を小さくすることでトランスＴＢの漏れインダクタンスを大きくし、この漏れインダクタンスを共振用のインダクタンスに利用している。

第１のコンバータ回路２Ａにおいて、整流平滑回路２３Ａは、ダイオードブリッジ２３０Ａと平滑コンデンサ２３１を備えている。ダイオードブリッジ２３０Ａの一対の交流入力端子は、トランスＴＡの２次巻線Ｎ２Ａの両端と電気的に接続されている。平滑コンデンサ２３１は、ダイオードブリッジ２３０Ａの一対の脈流出力端子及び一対の出力端子２１Ｐ、２１Ｎと電気的に接続されている。

第２のコンバータ回路２Ｂにおいて、整流平滑回路２３Ｂは、ダイオードブリッジ２３０Ｂと平滑コンデンサ２３１を備えている。ダイオードブリッジ２３０Ｂの一対の交流入力端子は、トランスＴＢの２次巻線Ｎ２Ｂの両端と電気的に接続されている。平滑コンデンサ２３１は、ダイオードブリッジ２３０Ｂの一対の脈流出力端子及び一対の出力端子２１Ｐ、２１Ｎと電気的に接続されている。しかして、二つの整流平滑回路２３Ａ、２３Ｂが一つの平滑コンデンサ２３１を共用することにより、二つの整流平滑回路２３Ａ、２３Ｂのそれぞれが単独で平滑コンデンサを備えるよりも回路構成の簡素化及び小型化を図ることができる。

第１のコンバータ回路２Ａは、制御回路３によって２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）制御されることにより、入力電圧Ｖｉｎを矩形波のパルス状の電圧に変換する。さらに、第１のコンバータ回路２Ａは、共振回路２２Ａにより、前記パルス状の電圧をＰＦＭ制御のスイッチング周波数に応じた周波数の正弦波電圧に変換する。この正弦波電圧は、トランスＴＡによって降圧され、整流平滑回路２３Ａによって直流電圧に変換される。

同様に、第２のコンバータ回路２Ｂは、制御回路３によって２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がＰＦＭ制御されることにより、入力電圧Ｖｉｎを矩形波のパルス状の電圧に変換する。さらに、第２のコンバータ回路２Ｂは、共振回路２２Ｂにより、前記パルス状の電圧をＰＦＭ制御のスイッチング周波数に応じた周波数の正弦波電圧に変換する。この正弦波電圧は、トランスＴＢによって降圧され、整流平滑回路２３Ｂによって直流電圧に変換される。

（３−２．制御回路の詳細な説明）
制御回路３は、第１のドライバ回路３０Ａ、第２のドライバ回路３０Ｂ及び調光制御回路３１を有する（図２参照）。なお、第１のドライバ回路３０Ａ及び第２のドライバ回路３０Ｂには、テキサスインスツルメンツ社製のＬＬＣ共振コントローラＩＣ（型番UCC256301）又は新電元工業社製のＬＬＣ電流共振用制御ＩＣ（型番MCZ5211ST）などが好適である。

第１のドライバ回路３０Ａ及び第２のドライバ回路３０Ｂはそれぞれ、周波数変調モードとバーストモードの二つの制御モードを切り替えて動作する。

周波数変調モードで動作する第１のドライバ回路３０Ａは、上述のように２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をＰＦＭ制御する。また、第１のドライバ回路３０Ａは、例えば、フォトカプラを介して第１のコンバータ回路２Ａの出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサ２３１の両端電圧）を監視し、出力電圧Ｖｏを目標値に一致させるようにＰＦＭ制御を行う。

同様に、周波数変調モードで動作する第２のドライバ回路３０Ｂは、上述のように２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をＰＦＭ制御する。また、第２のドライバ回路３０Ｂは、例えば、フォトカプラを介して第２のコンバータ回路２Ｂの出力電圧（平滑コンデンサ２３１の両端電圧）Ｖｏを監視し、出力電圧Ｖｏを目標値に一致させるようにＰＦＭ制御を行う。

バーストモードで動作する第１のドライバ回路３０Ａは、二つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を固定した状態で二つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングをデューティ制御する。つまり、第１のドライバ回路３０Ａは、一定のデューティ周期に対して二つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をスイッチングする期間（駆動期間）の比（デューティ比）を調節することにより、第１のコンバータ回路２Ａの出力電圧Ｖｏを調整する。

同様に、バーストモードで動作する第２のドライバ回路３０Ｂは、二つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング周波数を固定した状態で二つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチングをデューティ制御する。つまり、第２のドライバ回路３０Ｂは、一定のデューティ周期に対して二つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をスイッチングする期間（駆動期間）の比（デューティ比）を調節することにより、第２のコンバータ回路２Ｂの出力電圧Ｖｏを調整する。

調光制御回路３１は、マイクロコントローラで構成されることが好ましい。調光制御回路３１は、調光信号を受信し、調光信号で指示される調光比を実現するため、第１のドライバ回路３０Ａ及び第２のドライバ回路３０Ｂに対して、当該調光比に対応した出力電圧Ｖｏの目標値を与える。なお、調光比と出力電圧Ｖｏの目標値の対応関係は、マイクロコントローラが有するメモリに、データテーブルとして格納されることが好ましい。また、調光制御回路３１は、後述するように第１のドライバ回路３０Ａ及び第２のドライバ回路３０Ｂに対してバースト制御信号を出力する。

（３−３．コンバータ回路の出力特性）
ここで、ＬＬＣ方式の電流共振形コンバータの一般的な出力特性を図３に示す。図３の横軸はスイッチング周波数ｆを示し、縦軸は出力電圧Ｖｏを示す。図３における３本の曲線α１、α２、α３は、それぞれ照明負荷（ＬＥＤユニット５）の等価抵抗値が異なる場合の出力特性を示している。具体的には、曲線α１が３種類の中で最も等価抵抗値が小さい場合の出力特性であり、曲線α３が３種類の中で最も等価抵抗値が大きい場合の出力特性である。そして、曲線α２は、３種類の中で中間の等価抵抗値の場合の出力特性である。通常、ＬＬＣ方式の電流共振形コンバータでは、出力電圧が極大となる周波数（共振周波数ｆ０）よりも高い周波数（例えば、下限周波数ｆ１から上限周波数ｆ２までの周波数範囲）でＰＦＭ制御が行われる（図３参照）。

しかしながら、ＬＥＤユニット５からなる照明負荷の場合、流れる電流（順方向電流）が少なくなるほど等価抵抗値が大きくなるため、例えば、調光が深く（調光比が高く）なると、コンバータ回路２の出力特性が曲線α２から曲線α３に遷移する。その結果、調光の下限を下げる（調光比の上限を上げる）ことが困難になる場合があった。なお、調光比とは照明負荷の光量を定格点灯時の光量から減じる割合であって、照明負荷を定格点灯させたときの調光比を０％とし、照明負荷を消灯させたときの調光比を１００％として、定格点灯時の光量に対する割合で定義される。

図３に示すように、調光比が高い場合の出力特性（曲線α３）では、スイッチング周波数を上限周波数ｆ２までシフトしても出力電圧Ｖｏがほとんど低下しない。そのため、ＰＦＭ制御のみでは調光下限を下げる（調光比の上限を上げる）ことが困難である。一方、ＰＦＭ制御において、調光下限を下げるために出力電圧Ｖｏの極大値を大きくすると、照明負荷を定格点灯させるときにコンバータ回路２が発振する可能性が高くなる。

そのため、調光制御回路３１は、高い調光比で照明負荷を調光する際にコンバータ回路２をバースト制御することが好ましい。例えば、調光制御回路３１は、調光比が０〜７０％までの範囲では、コンバータ回路２をＰＦＭ制御し、調光比が７０％以上の範囲では、コンバータ回路２をバースト制御する。このように調光制御回路３１がコンバータ回路２の制御をＰＦＭ制御からバースト制御に切り替えることにより、ＰＦＭ制御のみで調光する場合に比べて、調光下限を下げる（調光比の上限を上げる）ことができる。

しかしながら、バースト制御においてスイッチング制御を休止する期間（休止期間）が長くなるにつれて、コンバータ回路２の出力電流のリプルが増大し、ＬＥＤユニット５の光量の変動が増大する。特に、調光比を高くする（光量を減らす）ほど、出力電流のリプルが増大してＬＥＤユニット５のちらつきが生じやすくなる。

そこで、電源システム１において、制御回路３は、複数のコンバータ回路２の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路２を制御する。その結果、電源システム１は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる。なお、コンバータ回路２の動作モードとは、バースト制御においてスイッチング素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチングされている状態（モード）である。一方、コンバータ回路２の停止モードとは、バースト制御においてスイッチング素子Ｑ１−Ｑ４がスイッチングされずにオフ状態に維持されている状態（モード）である。

（３−４．電源システムの動作説明）
次に、制御回路３がコンバータ回路２をバースト制御する際の電源システム１の動作について、図４のタイムチャートを参照して詳細に説明する。なお、図４の横軸は時間ｔを示し、図４の縦軸は、調光制御回路３１から第１のドライバ回路３０Ａに出力されるバースト制御信号ＢＣ１、及び調光制御回路３１から第２のドライバ回路３０Ｂに出力されるバースト制御信号ＢＣ２を示している。第１のドライバ回路３０Ａは、バースト制御信号ＢＣ１がＬレベルのときに第１のコンバータ回路２Ａを停止モードとし、バースト制御信号ＢＣ１がＨレベルのときに第１のコンバータ回路２Ａを動作モードとする。同様に、第２のドライバ回路３０Ｂは、バースト制御信号ＢＣ２がＬレベルのときに第２のコンバータ回路２Ｂを停止モードとし、バースト制御信号ＢＣ２がＨレベルのときに第２のコンバータ回路２Ｂを動作モードとする。

上述したように、調光制御回路３１は、調光信号によって７０％以上の調光比が指示された場合、コンバータ回路２をバースト制御する。このとき、調光制御回路３１は、第１のドライバ回路３０Ａにバースト制御信号ＢＣ１を出力する（Ｈレベルに立ち上げる）タイミングに対して、第２のドライバ回路３０Ｂにバースト制御信号ＢＣ２を出力するタイミングを、遅延時間Ｔｄ１だけ遅らせる。そして、調光制御回路３１は、調光比に応じた駆動期間Ｔｏｎだけバースト制御信号ＢＣ１、ＢＣ２をそれぞれＨレベルとし、駆動期間Ｔｏｎの経過時点でバースト制御信号ＢＣ１、ＢＣ２をそれぞれＬレベルとする。ただし、第１のコンバータ回路２Ａの駆動期間Ｔｏｎと第２のコンバータ回路２Ｂの駆動期間Ｔｏｎは同じ時間長であってもよいし、異なる時間長であってもかまわない。また、調光制御回路３１は、バースト制御を実行している間、一定のバースト周期ＴＢでバースト制御信号ＢＣ１を出力する。調光制御回路３１は、調光信号で指示される調光比が高くなるにつれて、バースト制御信号ＢＣ１、ＢＣ２をＨレベルとする駆動期間Ｔｏｎを短くすることでデューティ比を下げている。

ここで、特許文献１記載の従来例のように複数のコンバータ回路２が停止モードから動作モードに切り替わるタイミングが等しい場合、バースト周期ＴＢにおいて出力電流の停止期間Ｔｏｆｆは複数のコンバータ回路２の停止モードの期間に等しくなる。

一方、制御回路３において、第１のコンバータ回路２Ａと第２のコンバータ回路２Ｂのそれぞれが停止モードから動作モードに移行するタイミングをずらすと、バースト周期ＴＢごとの出力電流の停止期間が、各コンバータ回路２の停止期間Ｔｏｆｆより短くなる。そのため、複数のコンバータ回路２からＬＥＤユニット５に供給される出力電流のリプルを低減し、ＬＥＤユニット５のちらつきの抑制を図ることができる。なお、ＬＥＤユニット５の光量は、バースト周期ＴＢにおいてコンバータ回路２の出力電流が停止する期間が長くなるにつれて減少する。

制御回路３は、バースト制御において、遅延時間Ｔｄ１を第１のコンバータ回路２Ａの動作モードの長さ（駆動期間Ｔｏｎ）より短くしてもかまわない。遅延時間Ｔｄ１が第１のコンバータ回路２Ａの駆動期間Ｔｏｎより短い場合、第１のコンバータ回路２Ａの駆動期間Ｔｏｎと、第２のコンバータ回路２Ｂの駆動期間Ｔｏｎが部分的に重なることになる。この場合でも、バースト周期ＴＢごとの出力電流の停止期間が、各コンバータ回路２の停止期間Ｔｏｆｆより短くなるため、複数のコンバータ回路２からＬＥＤユニット５に供給される出力電流のリプルを低減することができる。

また、制御回路３は、バースト制御における遅延時間Ｔｄ１をコンバータ回路２の台数に応じた時間、例えば、バースト周期ＴＢをコンバータ回路２の台数Ｎで除した時間（ＴＢ／Ｎ）としてもかまわない。これにより、バースト周期ＴＢにおけるトータルの停止期間を変えずに連続した停止期間を短くすることができる。その結果、電源システム１及び照明システム６は、複数のコンバータ回路２の出力電流のリプルを更に低減することができる。

なお、実施形態に係る電源システム１及び照明システム６は、２台のコンバータ回路２を備えているが、３台以上のコンバータ回路２を備えてもかまわない。この場合も、３台以上のコンバータ回路２の入力端子は直流電源４の出力端子と電気的に直列接続され、３台以上のコンバータ回路２の出力端子は照明負荷（ＬＥＤユニット５）と電気的に並列接続される。

（４．まとめ）
上述のように本開示の第１の態様に係る電源システム（１）は、直流電源（４）から供給される直流電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を電圧変換する複数のコンバータ回路（２）を備える。第１の態様に係る電源システム（１）は、複数のコンバータ回路（２）の各々の出力電圧（Ｖｏ）を調整するように複数のコンバータ回路（２）を制御する一つ以上の制御回路（３）を備える。複数のコンバータ回路（２）の各々は、一対の入力端子（２０Ｐ、２０Ｎ）と、一対の出力端子（２１Ｐ、２１Ｎ）と、一対の入力端子（２０Ｐ、２０Ｎ）間に電気的に接続される一つ以上のスイッチング素子（Ｑ１；Ｑ２；Ｑ３；Ｑ４）とを有する。複数のコンバータ回路（２）の各々は、スイッチング素子と一対の出力端子（２１Ｐ、２１Ｎ）の間に設けられた共振回路（２２Ａ；２２Ｂ）と、共振回路（２２Ａ；２２Ｂ）と一対の出力端子（２１Ｐ、２１Ｎ）の間に設けられた整流平滑回路（２３Ａ；２３Ｂ）とを有する。複数のコンバータ回路（２）の各々が有する一対の入力端子（２０Ｐ、２０Ｎ）が直流電源（４）に対して電気的に接続される。複数のコンバータ回路（２）の各々が有する一対の出力端子（２１Ｐ、２１Ｎ）が互いに電気的に並列接続されている。制御回路（３）は、スイッチング素子をスイッチングさせる動作モードと、スイッチング素子をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行するように構成される。制御回路（３）は、複数のコンバータ回路（２）の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路（２）を更に制御する。

第１の態様に係る電源システム（１）は、複数のコンバータ回路（２）の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすことにより、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる。

本開示の第２の態様に係る電源システム（１）は、第１の態様との組合せにより実現され得る。第２の態様に係る電源システム（１）において、制御回路（３）は、複数のコンバータ回路（２）の各々を、動作モードから停止モードに移行させるタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路（２）を更に制御することが好ましい。

第２の態様に係る電源システム（１）は、複数のコンバータ回路（２）の各々を動作モードから停止モードに移行させるタイミングを互いにずらすことにより、出力電流の調整範囲の更なる拡大を図ることができる。

本開示の第３の態様に係る電源システム（１）は、第１又は第２の態様との組合せにより実現され得る。第３の態様に係る電源システム（１）において、制御回路（３）は、複数のコンバータ回路（２）の各々の動作モードの時間の長さ（駆動期間Ｔｏｎ）又は停止モードの時間の長さ（停止期間Ｔｏｆｆ）の少なくとも一方が等しくなるように複数のコンバータ回路（２）を更に制御することが好ましい。

第３の態様に係る電源システム（１）は、複数のコンバータ回路（２）の各々の動作モードの時間の長さ又は停止モードの時間の長さの少なくとも一方を等しくすることにより、複数のコンバータ回路（２）をほぼ均等に動作させることができる。その結果、第３の態様に係る電源システム（１）は、複数のコンバータ回路（２）のばらつきに起因した出力電流のリプルを抑制することができる。

本開示の第４の態様に係る電源システム（１）は、第１−第３の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第４の態様に係る電源システム（１）において、制御回路（３）は、複数のコンバータ回路（２）の各々を常時動作させ、かつ、複数のコンバータ回路（２）の各々のスイッチング素子をスイッチングさせるときのスイッチング周波数をシフトすることによって複数のコンバータ回路（２）の各々の出力電圧（Ｖｏ）を調整することが好ましい。

第４の態様に係る電源システム（１）は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流を調整することができる。

本開示の第５の態様に係る電源システム（１）は、第１−第４の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第５の態様に係る電源システム（１）において、複数のコンバータ回路（２）はそれぞれ、ＬＬＣ方式の電流共振形コンバータであることが好ましい。

第５の態様に係る電源システム（１）は、複数のコンバータ回路（２）のそれぞれをＬＬＣ方式の電流共振形コンバータとすることにより、回路規模の小型化が容易になるという利点がある。

本開示の第６の態様に係る電源システム（１）は、第１−第５の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第６の態様に係る電源システム（１）において、制御回路（３）は、外部から入力する信号に応じて、動作モードと停止モードを交互に実行する動作を開始することが好ましい。

第６の態様に係る電源システム（１）は、外部から入力する信号に応じて出力電流を調整することができる。

本開示の第７の態様に係る電源システム（１）は、第１−第６の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第７の態様に係る電源システム（１）において、複数のコンバータ回路（２）の各々が有する一対の入力端子（２０Ｐ、２０Ｎ）が直流電源（４）に対して電気的に直列接続されていることが好ましい。

第７の態様に係る電源システム（１）は、直流電源（４）から供給される直流電圧が分圧されて各コンバータ回路（２）の一対の入力端子（２０Ｐ、２０Ｎ）に印加されるので、各コンバータ回路（２）の一対の入力端子（２０Ｐ、２０Ｎ）の間に印加される電圧を直流電圧のおよそ半分の電圧に低下させることができる。

本開示の第８の態様に係る照明システム（６）は、第１−第７のいずれかの態様に係る電源システム（１）と、電源システム（１）から供給される直流電力によって点灯する照明負荷（ＬＥＤユニット５）とを備える。照明負荷は、複数のコンバータ回路（２）の各々の一対の出力端子（２１）と電気的に並列接続されることが好ましい。

第８の態様に係る照明システム（６）は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる。

本開示の第９の態様に係る照明システム（６）は、第８の態様と組合せにより実現され得る。第９の態様に係る照明システム（６）において、制御回路（３）は、複数のコンバータ回路（２）の各々の出力電圧（Ｖｏ）を調整することによって照明負荷を調光することが好ましい。

第９の態様に係る照明システム（６）は、照明負荷の調光下限の拡大を図ることができる。

１ 電源システム
２ コンバータ回路
３ 制御回路
４ 直流電源
５ ＬＥＤユニット（照明負荷）
６ 照明システム
２０Ｐ 正極の入力端子
２０Ｎ 負極の入力端子
２１Ｐ 正極の出力端子
２１Ｎ 負極の出力端子
２２Ａ；２２Ｂ 共振回路
２３Ａ；２３Ｂ 整流平滑回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子
Ｖｉｎ 入力電圧（直流電圧）
Ｖｏ 出力電圧
Ｔｏｎ 駆動期間
Ｔｏｆｆ 停止期間

Claims (9)

1. 直流電源から供給される直流電圧を電圧変換する複数のコンバータ回路と、
   前記複数のコンバータ回路の各々の出力電圧を調整するように前記複数のコンバータ回路を制御する一つ以上の制御回路と、
   を備え、
   前記複数のコンバータ回路の各々は、
   一対の入力端子と、
   一対の出力端子と、
   前記一対の入力端子間に電気的に接続される一つ以上のスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と前記一対の出力端子の間に設けられた共振回路と、
   前記共振回路と前記一対の出力端子の間に設けられた整流平滑回路と、
   を有し、
   前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の入力端子が前記直流電源に対して電気的に接続され、
   前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の出力端子が互いに電気的に並列接続されており、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作モードと、前記スイッチング素子をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行するように構成され、
   前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々が前記停止モードから前記動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように前記複数のコンバータ回路を更に制御する、
   電源システム。
2. 前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々を、前記動作モードから前記停止モードに移行させるタイミングを互いにずらすように前記複数のコンバータ回路を更に制御する、
   請求項１記載の電源システム。
3. 前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々の前記動作モードの時間の長さ又は前記停止モードの時間の長さの少なくとも一方が等しくなるように前記複数のコンバータ回路を更に制御する、
   請求項１又は２記載の電源システム。
4. 前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々を常時動作させ、かつ、前記複数のコンバータ回路の各々の前記スイッチング素子をスイッチングさせるときのスイッチング周波数をシフトすることによって前記複数のコンバータ回路の各々の前記出力電圧を調整する、
   請求項１−３のいずれか１項に記載の電源システム。
5. 前記複数のコンバータ回路はそれぞれ、ＬＬＣ方式の電流共振形コンバータである、
   請求項１−４のいずれか１項に記載の電源システム。
6. 前記制御回路は、外部から入力する信号に応じて、前記動作モードと前記停止モードを交互に実行する動作を開始する、
   請求項１−５のいずれか１項に記載の電源システム。
7. 前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の入力端子が前記直流電源に対して電気的に直列接続されている、
   請求項１−６のいずれか１項に記載の電源システム。
8. 請求項１−７のいずれかに記載の電源システムと、
   前記電源システムから供給される直流電力によって点灯する照明負荷と、
   を備え、
   前記照明負荷は、前記複数のコンバータ回路の各々の前記一対の出力端子と電気的に並列接続される、
   照明システム。
9. 前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々の出力電圧を調整することによって前記照明負荷を調光する、
   請求項８記載の照明システム。

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