JP4707343B2

JP4707343B2 - 照明装置

Info

Publication number: JP4707343B2
Application number: JP2004218847A
Authority: JP
Inventors: 純松崎; 靖憲河瀬; 弘之松本; 洋司立野; 龍太郎大前; 明弘中; 亨竹内
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2003-07-31
Filing date: 2004-07-27
Publication date: 2011-06-22
Anticipated expiration: 2024-07-27
Also published as: JP2005063956A

Description

本発明は、蓄電池を電源として放電灯を点灯させる照明装置に関するものである。

蓄電池を電源として放電灯を点灯させる照明装置の代表例として、非常灯や誘導灯などの非常用照明装置が挙げられる。これらは、通常は商用電源によって放電灯を点灯させるとともに蓄電池を充電し、商用電源が停電した時には蓄電池によって放電灯を点灯させるものである。

非常用照明装置の基本的な構成例を図１５に示す。商用電源１には放電灯点灯用の安定器２と非常用ユニット３の切替回路８を介して放電灯Ｌａが接続されている。非常用ユニット３は降圧回路４、停電検出回路５、充電回路６を備え、非停電時には商用電源１を降圧した直流電圧により蓄電池ＢＴが充電されている。停電時にはスイッチ素子ＳがＯＮとなり、蓄電池ＢＴを電源として非常用インバータ７が発振動作すると共に、切替回路８が安定器２から非常用インバータ７の側に切り替わって、放電灯Ｌａが非常点灯するように構成されている。この図１５の構成では、安定器２は銅鉄型の安定器でも良い。

図１６の例は、図１５における非常用ユニット３が安定器２の機能を兼ね備えている例である。商用電源１には停電検出回路５、降圧回路４、充電回路６を介して蓄電池ＢＴが接続されており、非停電時には商用電源１を降圧した直流電圧にて蓄電池ＢＴが充電されると共に、降圧回路４の出力がスイッチ素子Ｓを介して常用／非常インバータ９に供給され、インバータ９の発振出力により放電灯Ｌａが常用点灯している。停電時には、スイッチ素子Ｓが降圧回路４の出力から蓄電池ＢＴの側に切り替わり、インバータ９は蓄電池ＢＴからの電源供給により発振動作する。このとき、常用点灯時に比べて光出力が低減されるように、インバータ９の光出力が調節される。

いずれの例も、非常用ユニットの内部に搭載される非常用点灯装置にはインバータが使われ、図１７に示すようなプッシュプル方式のインバータを用いることが多い。これは、蓄電池の低電圧から放電灯点灯に必要な高電圧を容易に得られるとともに、蓄電池の放電に伴う電圧変動に対しても安定した発振動作を得られるためである。

従来、このプッシュプルインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、バイポーラトランジスタが用いられてきた。電流定格の大きな素子を比較的安価に入手できるとともに、電流駆動型素子であるため、昇圧トランスに設けた帰還巻線の電圧交番によって素子を交互にスイッチングさせることが容易であり、簡単な回路構成で済むので低コストの装置を提供できることが主な理由である。

しかし、プッシュプルインバータは、負荷変動に対して高い定電流性を持つため、放電灯の始動過程や寿命末期ランプなどの高インピーダンス負荷時には、インバータの入力電流が増大することになる。従って、入力電流が最大となるポイントに合わせたトランジスタのベース電流設計が必要となってくる。具体的には、素子の飽和電圧Ｖ_CE（ｓａｔ）がベース電流不足によって上昇しないように、一般的に放電灯が始動しにくいとされる低温時のｈ_FEを考慮した設計をするだけではなく、寿命末期ランプ点灯時における素子の温度上昇を抑制するための設計が必要である。

ところが、ベース電流が多過ぎると、今度は軽負荷時にベース電流が過剰となるオーバードライブ状態となり、インバータが異常発振を起こす可能性がある。図１７に示したプッシュプルインバータは自励式のため、放電灯点灯時のインバータ動作周波数は主にトランスＴ１の二次巻線インダクタンスとバラストコンデンサＣ２の容量で決定されるが、オーバードライブ状態になると、トランス巻線や配線の浮遊容量等の影響で、無負荷時等に意図しない共振ポイントへ移行して異常発振を起こす場合がある。

このような課題を解決するには、後述の図１８に示すように、放電灯Ｌａと並列に可飽和チョークＬ２を追加するなどの手段によって、寿命末期時の負荷インピーダンス上昇による入力電流増大を抑制する方法が有効である。負荷インピーダンスの上限を抑えることでベース電流の設計値を下げることができるので、軽負荷時のオーバードライブによる異常発振を回避することが可能となる。しかし、巻線部品である可飽和チョークが追加になることで、装置が大型化するとともにコストも非常に高くなってしまう。

また、図１８に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動を巻線帰還に依らず、他励式の制御回路１０によって直接駆動する方法もある。動作周波数は制御回路１０の出力信号によって決まるので、仮にオーバードライブ状態となっても自励式インバータのような異常発振を起こす可能性は低いが、ロジックＩＣなどを用いた複雑な制御回路が必要であり、部品点数が多く、装置の小型化が困難であるとともに、コストも高くなってしまう。
なお、特許文献１にはプッシュプルインバータを構成する一対のＭＯＳＦＥＴの制御回路に帰還巻線を接続した構成が示されているが、ゲートバイアスの付与については開示されていない。
特許第３１９７２０７号公報

非常灯や誘導灯は、非常点灯時の光出力や点灯時間が技術基準で定められているため、蓄電池として必要なエネルギー（電圧×容量）は自ずと決まってくる。近年、蓄電池の性能が向上し、単位容積当たりの容量が高くなってきているので、蓄電池のセル数を少なくすることで照明器具のコストダウンを図ってきた。例えば、４０Ｗの蛍光灯を定格出力の５０％で非常点灯させる非常用ユニットの場合、１９８０年頃は１２Ｖ、１６５０ｍＡｈの蓄電池を使用していたが、１９９０年頃には８．４Ｖ、２５００ｍＡｈで済むようになっており、蓄電池のセル数は１０セルから７セルへ削減できている。しかし、電圧が下がることで蓄電池の放電電流（非常用インバータの入力電流）は電圧の逆数で増大しており、スイッチング素子におけるロスを低減するために、定格電流が大きく飽和電圧Ｖ_CE（ｓａｔ）の低い高価な素子を使う必要があった。また、入力電流の増大にあわせてベース電流も増やす必要があるので、インバータの効率は低下していた。

今後、蓄電池の性能が更に向上して高容量化が実現すると、上記の課題は更に顕著なものとなる。蓄電池のエネルギーは有限であるので、インバータの効率を向上させ、技術基準を遵守するための最低限の容量を搭載して、蓄電池のコストを抑制する必要がある。

本発明は、上記のような課題を解決し、セル数ダウンに伴って入力電流が増大しても、インバータのロスを低減して効率を向上させるとともに、装置の小型化とコストダウンを図ることが可能となる照明装置を提供することを目的とするものである。

本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１０に示すように、電源たる蓄電池ＢＴと、蓄電池ＢＴの直流電圧Ｖ_BTを高周波の交流電圧に変換して放電灯Ｌａを点灯させるインバータとを備え、前記インバータは、１対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とトランスＴ１を有し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方の端子は蓄電池ＢＴの負極へ共通に、他方の端子はトランスＴ１の１次巻線の両端に各々接続され、１次巻線はその中点が蓄電池ＢＴの正極へ接続されるとともに、１次巻線の両端にはコンデンサＣ１が接続され、蓄電池ＢＴとトランスＴ１の１次巻線との間にはインダクタＬ１が挿入され、トランスＴ１の２次巻線の両端にはバラストコンデンサＣ２と放電灯Ｌａとが直列接続される照明装置において、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は電圧駆動型の半導体素子であり、前記トランスＴ１の帰還巻線から得られる帰還電圧によって駆動され、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を動作させる駆動電圧は、前記帰還電圧に前記トランスＴ１の１次巻線の中点電圧を抵抗分圧したバイアス電圧を重畳したものであることを特徴とするものである。

請求項１の発明によれば、電圧駆動型のスイッチング素子を電流駆動型素子と同様に帰還巻線によって駆動することが可能となるので、制御回路等を用いることなく非常に簡素化された駆動回路を構成することができるとともに、電流駆動型素子を使用したインバータと比較して効率を改善することができる。また、請求項２，３の発明によれば、帰還電圧とバイアス電圧を最適化することによって、蓄電池の電圧変動に対してスイッチング素子のオン区間幅変動を抑えることができるので、非常灯や誘導灯などに搭載される非常用インバータへの幅広い応用展開が可能となる。
また、請求項１の発明によれば、バイアス電圧を直流から脈流にすることで、スイッチング素子の交番付近におけるオン電圧上昇を低減することが可能となり、インバータの効率が改善される。

請求項４の発明によれば、トランスの巻線の巻き位置を最適化することにより、放電灯の寿命末期時などにおいても、スイッチング素子を駆動する帰還巻線の電圧波形が歪んだり、過電圧が重畳したりすることを抑制できるため、負荷変動に対しても正常負荷時と同様に正弦波によってスイッチング素子を駆動することが可能となる。

図１に本発明の最良の形態を示す。プッシュプルインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、従来使用してきた電流駆動型素子であるパイポーラトランジスタに代わり、電圧駆動型のＦＥＴを使用する例である。蓄電池ＢＴの＋端子にはインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端は発振トランスＴ１の１次巻線のセンタータップに接続されている。発振トランスＴ１の１次巻線の両端にはコンデンサＣ１が並列接続されると共に、一次巻線の各端にはそれぞれＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン端子が接続されている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソース端子は、蓄電池ＢＴの−端子に接続されている。発振トランスＴ１の２次巻線にはコンデンサＣ２を介して放電灯Ｌａが接続されている。また、放電灯Ｌａの一方のフィラメントにはコンデンサＣ３を介して発振トランスＴ１の予熱巻線が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート端子は、発振トランスＴ１の帰還巻線の各一端に接続されると共に、第１のゲートバイアス用の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ３の接続点と、第２のゲートバイアス用の分圧抵抗Ｒ２，Ｒ４の接続点にそれぞれ接続されている。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ３の直列回路と電圧抵抗Ｒ２，Ｒ４の直列回路は並列に接続されて、制御用のスイッチ素子Ｑ３を介して蓄電池ＢＴの＋端子と−端子の間に接続されている。

上述の図１７では、バイポーラトランジスタのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にスイッチングさせるために、トランスＴ１の１次側に設けた帰還巻線の電圧交番を利用しているが、この電圧はベース電流をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のどちらへ流すかを選択するためのものであり、ベース電流は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して電池から供給されている。これに対し、図１のＦＥＴの場合は、帰還巻線の電圧交番を利用することで交互にスイッチングさせることは同じだが、この電圧交番が直接ＦＥＴを駆動する点が、従来のバイポーラトランジスタの回路とは異なる点である。

次に、具体的な動作について説明する。トランスＴ１の帰還巻線には、１次巻線との巻数比に応じた振幅Ｖａの略正弦波が得られるが、この波形をそのままスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に印加すると、図２に示すように同時ＯＦＦ区間が発生してしまい、プッシュプルインバータは正常に発振しない。

そこで、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２ともに＋側へバイアス電圧ＶｂをかけてＯＦＦ区間よりもＯＮ区間を長くすることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時ＯＮする区間を作り出す。バイアス電圧Ｖｂは、図１に示すように電池電圧Ｖ_BTを抵抗Ｒ１〜Ｒ４によって分圧し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートへ印加することで得られるが、このとき分圧比はＦＥＴのゲート閾値電圧Ｖ_THよりもバイアス電圧Ｖｂが高くなるように設定することで、同時ＯＮ区間を設けることが可能となる。

ＦＥＴは電圧駆動型素子のため、図１におけるゲート抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、図１７におけるベース抵抗Ｒ１、Ｒ２と比べると、１桁以上高い抵抗値にすることが可能となる。これにより、スイッチング素子のドライブ回路における消費電流が低減されるので、結果としてインバータの効率を向上させることが可能となる。例えば、図１７においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ電流を２．５Ａ、ｈ_FEを１００で計算すると、ベース電流は２５ｍＡ以上が必要である。これに対して、図１におけるゲート抵抗電流は一般的に１ｍＡ以下で十分である。蓄電池の放電電流から見れば僅か１％程度の電流低減であるが、蓄電池は有限なエネルギーであるので、１％の効率改善効果は大きく、スイッチング素子のドライブ電流を削減することにより非常用インバータの効率が改善され、非常点灯時間を長くすることが可能となる。

また、従来の技術で説明したように、バイポーラトランジスタの場合は、過負荷時のベース電流不足によるスイッチング素子の異常発熱と、軽負荷時のベース電流過剰による異常発振の双方を回避するために、例えば可飽和チョークによる対策等が必要であった。これに対し、スイッチング素子にＦＥＴを使用すると、素子の最大定格を超えない範囲であれば、ゲート電圧過剰によってオーバードライブになることは無いため、閾値電圧Ｖ_THを超えるゲート電圧を確実に印加することで、異常発熱と異常発振の双方の現象を同時に解決することが可能となる。結果として、可飽和チョーク等の温度上昇対策部品が不要となり、インバータ装置の大幅な小型化とコストダウンを図ることが可能となる。

なお、図１では、プッシュプルインバータのＯＮ／ＯＦＦを、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２と蓄電池ＢＴの＋端子の間に挿入したスイッチ素子Ｑ３によって制御する例を開示しているが、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートを直接制御するようにスイッチ素子Ｑ３を挿入しても、同様の効果を得ることができる。図４では、スイッチ素子Ｑ３のオン時には、ダイオードＤ１，Ｄ２を介して各ＦＥＴのゲート端子とソース端子が略同電位に維持されるため、外来ノイズ等が重畳されてもインバータのＯＦＦ状態を確実に保持することができる。

また、図１、図４では、蓄電池ＢＴからの放電電流に生じるリップル電流を抑えるためのチョークコイルＬ１を蓄電池の＋端子側に挿入しているが、蓄電池ＢＴの−端子側に挿入しても同等の動作をするため、チョークコイルＬ１は蓄電池ＢＴの＋側、−側どちらに挿入しても構わない。

また、図１、図４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＦＥＴを用いた事例で説明したが、電圧駆動型素子であればＦＥＴに限定されるものではなく、例えばＩＧＢＴのような素子でも同様の効果を得られる。ＩＧＢＴは、電圧駆動型素子であるＦＥＴの低駆動電力性と、電流駆動型素子であるバイポーラトランジスタの低オン抵抗性とを兼ね備えた素子であり、大電流を駆動する半導体素子としては理想的なスイッチング素子の１つと言える。

近年、熱陰極蛍光灯の分野では、異なる定格電力の負荷を点灯させることが可能な照明器具が増えており、非常用照明分野でも徐々に一般的になりつつある。プッシュプルインバータを使用した非常用ユニットの場合は、インバータの持つ高い定電流性のため、光出力が一般的に低くなる低インピーダンス負荷にあわせて非常用ユニットを共通設計しようとすると、インピーダンスが最も高い負荷を接続したときに蓄電池の放電電流が増大することになり、蓄電池のセル数を削減した場合と同様の課題が生じる。つまり、異なる定格電力の負荷を点灯させることが可能な非常用ユニットにおいては、本発明は非常に効果的であり、インピーダンスが高い負荷を接続して放電電流が増加しても、高いインバータ効率を得ることができ、法令によって定められている放電灯の有効点灯時間を確保することができる。

また、蓄電池性能の向上により、ニカド電池の容量は２０年前の約２倍が得られるようになっているほか、非常用照明分野においてもニッケル水素電池が実用化されている。今後は、環境負荷に配慮した高容量のニッケル水素電池が主流となり、蓄電池容量は更に向上して放電電流が増加すると予想されるので、非常用インバータの効率を大幅に改善することが可能な本発明は、非常に有効な技術であると言える。

上述のように、プッシュプルインバータのスイッチング素子として電圧駆動型素子を使用することにより、蓄電池の放電電流が低減されてインバータ効率が改善され、非常点灯時間を長くすることが可能であることを説明した。ところが、蓄電池の電圧は、満充電状態から放電されるにつれて徐々に低下するため、回路設計時には蓄電池の電圧変動を考慮する必要がある。

以下、前述の図３を満充電状態におけるゲート電圧波形と仮定して説明する。蓄電池電圧Ｖ_BTの低下に伴い、インバータの１次側の共振電圧が低下するため、帰還巻線電圧の振幅Ｖａも低下する。同時に、Ｖ_BTの抵抗分圧であるバイアス電圧Ｖｂも低下する。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート閾値電圧Ｖ_THは変わらないので、ＯＮ区間は徐々に狭くなってゆく。Ｖ_BTが更に低下するとゲート電圧波形は図５のようになり（Ｖａ’＜Ｖａ，Ｖｂ’＜Ｖｂ）、同時ＯＦＦ区間が発生して遂にはプッシュプルインバータが正常発振しなくなる。

このような現象を回避するには、実使用時の電圧変動を考慮した最低蓄電池電圧にあわせてバイアス電圧Ｖｂを設定すれば良いのであるが、単にバイアス電圧Ｖｂを高くすると今度は図６に示すように（Ｖｂ１＞Ｖｂ）、満充電状態における同時ＯＮ区間が広がってしまう。同時ＯＮ区間はプッシュプルインバータには必要不可欠なものだが、インバータの２次側にエネルギーを供給しない区間であるため、必要以上に広くなるとインバータの効率を低下させる要因となるので、適度な長さに設定する必要がある。

そこで、図７に示すように、バイアス電圧Ｖｂを高めに設定する（Ｖｂ１＞Ｖｂ）と同時に、帰還巻線電圧の振幅Ｖａ１を大きくする（Ｖａ１＞Ｖａ）ことでゲート電圧波形の立ち上がり及び立ち下がりの勾配（ｄＶ／ｄｔ）を急峻にする。こうすることで、ゲート電圧波形の立ち下がり時における素子のＯＦＦタイミングが早まり、蓄電池電圧Ｖ_BTが高い状態における同時ＯＮ区間の増大を防ぐことができるので、インバータ効率を向上させることが可能となる。振幅Ｖａ１は、実使用時の最高蓄電池電圧時にスイッチング素子の耐圧（ＦＥＴの場合はＶ_GSS）を超えない範囲に設定すれば良い。

なお、ゲート電圧波形は、理想的には方形波とすることが望ましい。従って、Ｖ_TH付近の勾配（ｄＶ／ｄｔ）はできるだけ急峻な方が良いが、スイッチング素子の耐圧を超えてゲート電圧を印加することはできない。また、Ｖ_THは理想的には実使用時の最低蓄電池電圧より低い方が望ましいが、Ｖ_THが低く電流定格の大きな素子はコストが高くなる傾向がある。このような場合は、図８に示すように、ゲート電圧が素子の耐圧を超えないよう、ピーク電圧を抑制する素子（例えばツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２など）を追加すれば良い。こうすることで、図９に示すように、ゲート電圧波形を方形波に近づけることができ、蓄電池電圧が高い状態における同時ＯＮロスを低減できるとともに、蓄電池電圧が低い状態においてもＯＦＦ直前まで確実にゲート電圧を印加することができるので、ゲート電圧不足によるＯＮ抵抗上昇を最小限に抑えられ、インバータの効率低下を抑制することが可能となる。

実施例１において、蓄電池の電圧が変動してもＯＮ区間の変化を抑え、スイッチングロスの増大を抑える例を説明した。しかし、実際のスイッチング素子では、直流バイアス成分Ｖｂによってゲート入力容量（Ｃｉｓｓ）に蓄積された電荷が、図１、図４におけるスイッチング素子Ｑ１の場合は抵抗Ｒ３、スイッチング素子Ｑ２の場合は抵抗Ｒ４によって放電され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２それぞれのＶ_TH以下になるまではＯＮ状態を継続してしまう。このとき、同時ＯＮ区間において蓄電池から供給される電力は負荷側に供給されないため、インバータの効率が低下する要因となる。

この現象は、仮に蓄電池電圧の変動範囲を狭くしても発生する。スイッチング素子の閾値電圧Ｖ_THにはばらつきが存在するので、抵抗Ｒ１〜Ｒ４はＶ_THが最小の素子に合わせた設定をする必要があるが、素子の個体ばらつきが大きいと、Ｖ_THが最大の素子を使用した際に蓄電池電圧が上昇した時と同様に同時ＯＮ区間が増大し、インバータ効率を低下させてしまう。

そこで、素子のＶ_THのばらつきや蓄電池電圧変動に依存せずに略一定の同時ＯＮ区間を得るため、図１０のような構成とする。具体的には、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２の高圧側を、チョークコイルＬ１と蓄電池ＢＴの間ではなく、チョークコイルＬ１とトランスＴ１の間へ接続する。

具体的な動作を説明する。図１１は、蓄電池ＢＴの−端子側を基準電圧として、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２の高圧側（以下、Ｃ点と称する）を見た波形と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧波形およびスイッチング動作を示している。プッシュプルインバータの１次側は電圧共振波形となるので、Ｃ点の動作波形は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の交番時にはほぼ０Ｖまで低下することになる。従って、実施例１で説明した図ではゲート電圧波形に一定電圧の直流がバイアスされていたが、本実施例ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の交番にあわせて脈流が重畳され、図１１に示すようにゲート電圧波形は上下非対称となる（Ｖａ２≠Ｖａ３）。このような波形が得られることで、交番付近におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには直流バイアスが重畳されず、帰還巻線の電圧のみを印加することができる。

従って、ゲート入力容量に蓄積された電荷によるＯＮ状態の維持区間（ＯＦＦ遅れ）を低減でき、適切な同時ＯＮ区間をもったスイッチング動作を実現することが可能となる。また、蓄電池電圧Ｖ_BTが変動しても、帰還巻線電圧自体は変動してしまうが、交番付近における直流バイアス重畳が無いため、同時ＯＮ区間を略一定に保つことができる。これにより、蓄電池の電圧変動だけではなく、異なる蓄電池電圧に対してもゲート抵抗の分圧比を変えることなく対応することが可能となり、設計共通化によるコストダウンを図ることも可能となる。

なお、図１０ではゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２の高圧側をチョークコイルＬ１とトランスＴ１の間に接続したが、インダクタＬ１を蓄電池ＢＴの−端子側に挿入し、ゲート抵抗Ｒ３，Ｒ４の低圧側をチョークコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソース端子の間に接続しても、同様の効果が得られる。また、本実施例ではゲート入力容量の蓄積電荷に対するＯＮ区間の改善について説明したが、閾値電圧Ｖ_THのばらつきに対しても、図１０の構成にて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の交番付近の波形を図１１と同等に改善できるため、同様の効果を得ることができる。この実施例２が請求項１の発明に対応しており、他の実施例は発明の前提となる構成または付加的な構成として説明している。

実施例２において、プッシュプルインバータの交番付近での直流バイアスをほぼ０にすることで、素子の閾値電圧Ｖ_THのばらつきや蓄電池ＢＴの電圧変動に依存せずに略一定の同時ＯＮ区間を得るための構成を説明した。これにより、同時ＯＮによるロスを低減することが可能となったが、直流バイアスがほぼ０となる交番付近では帰還巻線電圧がほぼそのまま印加されるため、新たな課題が発生する。

帰還巻線電圧はインバータの１次側の共振電圧波形と相似であるので、例えば寿命末期ランプなど放電灯のインピーダンス変化によって共振電圧波形に歪みが生じてしまうと、帰還巻線電圧も歪んでしまう。この歪みによって、交番付近のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート電圧が低下すると、ゲート電圧不足からＯＮ電圧が上昇し、素子の発熱が増加して温度が上昇する。また、インバータが過負荷状態となると蓄電池からの放電電流が増加するので、同様に素子の発熱が増加する。結果、インバータの効率が低下するばかりでなく、素子の異常発熱に至る可能性もある。

そこで、交番付近におけるゲート電圧波形が帰還巻線電圧の歪み等の影響を受けにくくするため、図１２のような構成とする。具体的には、並列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、一方の素子がＯＮしている時に他方の素子のゲート電圧が略０Ｖになるよう、トランスの帰還巻線と１次巻線との間にダイオードＤ５，Ｄ６を挿入する。図１２では、スイッチング素子Ｑ２がＯＮした時にはスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧をダイオードＤ５と抵抗Ｒ５によって引き抜き、スイッチング素子Ｑ１がＯＮした時にはスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧をダイオードＤ６と抵抗Ｒ６によって引き抜く構成としている。

具体的な動作を説明する。図１２において、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２は蓄電池ＢＴの＋端子側に接続されているため、ゲート電圧波形は図１の基本構成例と同様、振幅Ｖａの帰還巻線電圧に直流バイアス成分Ｖｂが重畳されたものとなり、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の同時ＯＮ区間は蓄電池の電圧変動によって大きく変動しようとする。しかし、スイッチング素子Ｑ２がＯＮしている区間はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧が０Ｖであるため、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されている直流バイアス成分Ｖｂは、ダイオードＤ５と抵抗Ｒ５を介してスイッチング素子Ｑ１によって放電されていることになる。逆にスイッチング素子Ｑ１がＯＮしている区間はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧が０Ｖであるため、スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される直流バイアス成分ＶｂがダイオードＤ６と抵抗Ｒ６を介して放電される。

つまり、この動作の繰り返しによって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２には交番直前まで直流バイアス成分が重畳されるとともに、交番付近では直流バイアス成分を強制的に引き抜くことができ、方形波に近い理想的なゲート電圧波形を印加することが可能となる。且つ、共振電圧波形に歪みが生じた場合においても、帰還巻線電圧の歪みによるゲート電圧低下分を直流バイアス成分で補うことができるため、非常に安定した動作を行うことが可能となる。

なお、図１２ではスイッチング素子Ｑ２のゲート電荷引き抜き用にダイオードＤ５と抵抗Ｒ５を、スイッチング素子Ｑ１のゲート電荷引き抜き用にダイオードＤ６と抵抗Ｒ６を接続しているが、抵抗Ｒ５およびＲ６はダイオードＤ５，Ｄ６の電流制限用であるので、直流バイアス引き抜き時の電流値がダイオード素子の定格範囲内であれば、抵抗Ｒ５、Ｒ６は使用せず、ダイオードＤ５、Ｄ６を介して直接ゲート端子を他方のスイッチング素子のドレイン端子へ接続しても良い。

また、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２のいずれか一方のみ直流バイアスのカットを行う構成であっても、同様の効果を得ることができる。この場合、図１４に示すように、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２のいずれか一方のゲート抵抗を削除して共用化させる構成を併用すれば、部品点数を大幅に削減できるため、装置の小型化とコストダウンを図ることができる。図１２と比較すると、ゲート電圧波形が非対称となり、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とでＯＮ区間が若干異なってしまうが、蓄電池電圧の変動に対する基本的な性能は同等であるので、装置の小型化を要求される場合には非常に有効な手段である。

なお、図１４ではゲート抵抗とダイオードの双方とも片側の素子にしか接続されていないが、ダイオードＤ５，Ｄ６はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の双方に接続してゲート抵抗のみ片側に接続しても良い。この場合、抵抗Ｒ１，Ｒ３を削除しても、抵抗Ｒ２，Ｒ４を削除しても効果は同等である。逆に、ゲート抵抗はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の双方に直接接続してダイオードのみ片側に接続しても良い。この場合も、ダイオードＤ５，抵抗Ｒ５を削除しても、ダイオードＤ６，抵抗Ｒ６を削除しても効果は同等である。

本発明においては、図１５における非常用インバータを想定して説明したが、蓄電池を電源として放電灯を点灯させるプッシュプルインバータであれば本発明の効果を得られるため、例えば図１６に示すように常用インバータと非常用インバータとを兼用しても良い。図１５は主に熱陰極蛍光灯を光源とする非常灯や誘導灯に、図１６は主に冷陰極蛍光灯を光源とする誘導灯に使われることが多いが、これらの照明装置において非常用ユニットの効率を向上させて蓄電池のセル数を削減することが可能となり、小型で安価な照明装置を提供することが可能となる。

従来のプッシュプルインバータでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に電流駆動型素子を用いていたが、放電灯が寿命末期となってインピーダンスが上昇すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はベース電流が不足してアンダードライブとなりやすく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン電圧が高くなって温度が著しく上昇する恐れがあった。このような異常温度上昇を防ぐため、図１９に示すようにトランスＴ１の２次側に放電灯Ｌａと並列にチョークコイルＬ２を挿入するなど、インバータの負荷インピーダンスの上昇を抑える対策が必要であった。

また、電流駆動型素子はオーバードライブになるとＯＦＦしにくい素子のため、インバータが起動してから安定発振するまでの過渡期の発振が継続してしまう場合がある。そのため、図１９に示すように、１次巻線Ｐ１，Ｐ２のインダクタンスとコンデンサＣ１との共振回路で安定発振するよう、１次巻線Ｐ１，Ｐ２と帰還巻線Ｂとの結合を落として浮遊容量Ｃｓを抑え、インバータ起動時に過渡時の発振が継続しにくいようドライブ回路を工夫するなど、設計が困難であった。具体的には、トランスＴ１の巻線を図２０や図２１に示すように、１次巻線Ｐ１，Ｐ２と帰還巻線Ｂとが重ならないように巻くことで巻線間の距離を確保し、浮遊容量Ｃｓが小さくなるような巻き方をしていた。

これに対して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に電圧駆動型素子を用いる場合は、実施例１〜３で説明したように、帰還巻線Ｂから得られる正弦波電圧によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するため、閾値に対して十分高い電圧で駆動させることにより、オーバードライブやアンダードライブに至ることは無くなり、ドライブ回路の設計は比較的容易にできる。

しかし、放電灯が脱着されたり寿命末期状態になるなどして、負荷インピーダンスが急激な変化を起こすと、トランスＴ１の２次側にキック電圧等が発生して波形が乱れ、正弦波が得られなくなる。この電圧は、２次巻線Ｓから帰還巻線Ｂへと重畳するが、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電流駆動型素子の場合は、帰還巻線Ｂはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の極性を反転させるだけの機能しか持たないので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が逆バイアスとなる負の電位が同時に重畳しなければ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はスイッチングを継続することができた。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電圧駆動型素子の場合は、図２５のようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時ＯＦＦする区間が発生しやすく、駆動電圧不足でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２でのロスが増加したり、場合によっては同時ＯＦＦによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過電圧が印加されて素子が破壊する恐れがある。

そこで、トランスＴ１の巻き方を、図２３や図２４に示すように帰還巻線Ｂと１次巻線Ｐ１，Ｐ２が近接する巻き方にする。このような巻き方にすることで、図２２において、帰還巻線ＢとトランスＴ１の２次側巻線（Ｓ，Ｆ）との結合係数Ｍ２よりも、１次巻線Ｐ１，Ｐ２との結合係数Ｍ１をより大きくすることができ、帰還巻線Ｂへ重畳しにくくすることが可能となる。２次側波形の乱れや過電圧を１次巻線Ｐ１，Ｐ２によってシールドされるとともに、１次巻線Ｐ１，Ｐ２との結合が強くなることで、負荷変動に対しても帰還巻線Ｂには正弦波を得られるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を正弦波駆動することが可能となる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が駆動電圧不足となって電流駆動型素子のようなアンダードライブになることも無くなるので、放電灯Ｌａと並列に挿入するチョークコイルＬ２等も不要となり、インバータ回路のコストダウンを図ることが可能となる。

なお、本発明の効果を得るには、図２３，図２４いずれの巻き方でも同等の効果が得られるが、図２３のように予熱巻線Ｆと１次巻線Ｐ１，Ｐ２が重ならないように巻くことで、トランスＴ１の巻き太りを抑えることができ、トランスの小型化を図ることが可能となる。

本発明の照明装置は、非常灯や誘導灯などの非常用照明装置として利用できる。

本発明の基本構成例の回路図である。無バイアス時の動作説明のための波形図である。ゲートバイアス時の動作説明のための波形図である。本発明の他の基本構成例の回路図である。蓄電池の電圧低下時の動作説明のための波形図である。ゲートバイアス電圧が高いときの動作説明のための波形図である。ゲートバイアス電圧と帰還電圧振幅が共に高いときの動作説明のための波形図である。本発明の実施例１の回路図である。本発明の実施例１の動作説明のための波形図である。本発明の実施例２の回路図である。本発明の実施例２の動作説明のための波形図である。本発明の実施例３の回路図である。本発明の実施例３の動作説明のための波形図である。本発明の実施例３の一変形例の回路図である。従来例１を示すブロック回路図である。従来例２を示すブロック回路図である。従来例１又は２に用いるインバータの回路図である。従来例１又は２に用いる他のインバータの回路図である。従来例３の回路図である。従来例３のトランスの構造の一例を示す概略断面図である。従来例３のトランスの構造の他の一例を示す概略断面図である。本発明の実施例４の回路図である。本発明の実施例４のトランスの構造の一例を示す概略断面図である。本発明の実施例４のトランスの構造の他の一例を示す概略断面図である。本発明の実施例４の動作説明のための波形図である。

符号の説明

ＢＴ蓄電池
Ｑ１スイッチング素子
Ｑ２スイッチング素子
Ｌ１インダクタ
Ｃ１コンデンサ（共振用）
Ｃ２コンデンサ（バラスト用）
Ｔ１トランス
Ｌａ放電灯

Claims

電源たる蓄電池と、蓄電池の直流電圧を高周波の交流電圧に変換して放電灯を点灯させるインバータとを備え、前記インバータは、１対のスイッチング素子とトランスを有し、スイッチング素子の一方の端子は蓄電池の負極へ共通に、他方の端子はトランスの１次巻線の両端に各々接続され、１次巻線はその中点が蓄電池の正極へ接続されるとともに、１次巻線の両端にはコンデンサが接続され、蓄電池とトランスの１次巻線との間にはインダクタが挿入され、トランスの２次巻線の両端にはバラストコンデンサと放電灯とが直列接続される照明装置において、前記スイッチング素子は電圧駆動型の半導体素子であり、前記トランスの帰還巻線から得られる帰還電圧によって駆動され、前記スイッチング素子を動作させる駆動電圧は、前記帰還電圧に前記トランスの１次巻線の中点電圧を抵抗分圧したバイアス電圧を重畳したものであることを特徴とする照明装置。
前記バイアス電圧および前記帰還電圧は、前記蓄電池の電圧変動範囲の下限値において、前記駆動電圧のピーク値が前記スイッチング素子の導通する閾値以上の電圧となるように設定することを特徴とする請求項１記載の照明装置。
前記バイアス電圧および前記帰還電圧は、前記蓄電池の電圧変動範囲の上限値において、前記駆動電圧のピーク値が前記スイッチング素子の制御端子の最大定格を超えない電圧とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の照明装置。
前記トランスは１次巻線と２次巻線、帰還巻線および前記放電灯のフィラメントを予熱する予熱巻線が巻かれるコアを有し、前記トランスの帰還巻線は、巻き位置が１次巻線の巻き位置の一部と重なるように１次巻線の外周へ巻き、かつ１次巻線は２次巻線および前記放電灯のフィラメントを予熱する予熱巻線よりも外周側に巻くことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の照明装置。
１次巻線の巻き位置は、予熱巻線の巻き位置と重ならないように巻くことを特徴とする請求項４記載の照明装置。