KR100997397B1 - 인버터 시스템 및 그의 동작방법 - Google Patents

인버터 시스템 및 그의 동작방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100997397B1
KR100997397B1 KR1020080104243A KR20080104243A KR100997397B1 KR 100997397 B1 KR100997397 B1 KR 100997397B1 KR 1020080104243 A KR1020080104243 A KR 1020080104243A KR 20080104243 A KR20080104243 A KR 20080104243A KR 100997397 B1 KR100997397 B1 KR 100997397B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switch
controller
diode
signal
voltage
Prior art date
Application number
KR1020080104243A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100045170A (ko
Inventor
정동열
Original Assignee
주식회사 디엠비테크놀로지
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 주식회사 디엠비테크놀로지 filed Critical 주식회사 디엠비테크놀로지
Priority to KR1020080104243A priority Critical patent/KR100997397B1/ko
Priority to PCT/KR2009/002890 priority patent/WO2010047455A1/ko
Publication of KR20100045170A publication Critical patent/KR20100045170A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100997397B1 publication Critical patent/KR100997397B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H02M7/53803—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
    • G02F1/00—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics
    • G02F1/29—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the position or the direction of light beams, i.e. deflection
    • G02F1/33—Acousto-optical deflection devices
    • G02F1/335—Acousto-optical deflection devices having an optical waveguide structure
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 인버터(inverter) 시스템의 효율을 향상시킬 수 있도록 제어하는 인버터 시스템 및 그의 동작방법에 관한 것으로서, 인버팅(inverting) 동작을 수행하도록 각 스위치의 PWM 제어 신호뿐만 아니라 각 스위치가 오프된 후 인덕터(inductor)에 흐르는 전류의 방향이 유지되도록 어떤 스위치의 보디 다이오드(body diode)가 온되어 전류가 흐르는 프리휠링 기간에 상기 보디 다이오드의 해당 스위치를 일시적으로 온 시키는 스위치 제어기를 포함하여, 상기 프리휠링 전류가 보디 다이오드 대신에 스위치로 흘러 스위치의 전력 소모를 줄여 발열을 낮추고 인버터 시스템의 효율을 높일 수 있다.
CCFL, 인버터, 스위치, 다이오드, 프리휠링

Description

인버터 시스템 및 그의 동작방법{Inverter system and its operating method}
본 발명은 디스플레이 장치의 인버터 시스템 및 그의 동작방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 교류전압을 생성하기 위한 인버터 시스템에서 프리휠링 전류에 의한 보디 다이오드에서 발생하는 전력 소모를 줄여 효율을 향상시킬 수 있도록 제어하는 인버터 시스템 및 그의 동작방법에 관한 것이다.
LCD(Liquid Crystal Display)는 디스플레이 장치로 TV, 모니터 등에 많이 사용되고 있다. LCD의 동작원리에 따라, LCD를 통해 영상이 표시되기 위해서는 후면 광(Back Light)이 필요하다.
이러한 후면 광으로는 냉음극관(CCFL; Cold Cathode Florescent lamp)이 사용되고 있다. 냉음극관은 필라멘트의 가열 없이 저온에서 점등되는 형광등으로, 내부에 일정량의 수은, 아르곤, 네온 등의 혼합 가스가 들어있는 유리관과, 유리관 양 단에 배치되는 전극을 포함한다. 두 전극에 가해진 고전압 전계에 의해 전자가 방출되며, 방출된 전자에 의해 수은이 여기 되어 자외선이 발산하며, 발산된 자외선이 유리관 내벽의 형광체와 충돌하면서 가시광선이 발산하게 된다.
냉음극관이 빛을 발산하기 위해서는 수백 V 이상의 교류전압이 요구되므로 인버터 시스템이 요구되며, 이러한 인버터 시스템에는 하프 브리지(Half Bridge), 풀 브리지(Full Bridge), 푸쉬 풀(Push Pull) 방식 등이 있으며 하프 브리지나 푸쉬 풀 방식은 스위치 소자로 2개의 전력 반도체만을 사용하므로 TV 등의 대화면 LCD에 비해 출력 전력이 낮은 LCD 모니터 등에 많이 사용된다.
도 1 은 일반적인 하프 브리지 방식으로 구현된 인버터 시스템의 구성이 도시된 도로서, 하나의 램프를 구동하는 경우의 인버터 시스템을 가정한 도이다.
일반적인 하프 브리지 방식의 인버터 시스템은 CCFL 램프를 구동하기 위해 입력 직류 전압을 수백 V 이상의 교류 전압으로 변환하면서 램프 전류를 원하는 값으로 제어하기 위한 방법으로 PWM(Pulse Width Modulation) 제어 방식을 사용한다.
보다 구체적으로 일반적인 인버터 시스템은, 도 1에 도시된 바와 같이, 평활된 전압 VF와 기준 전압 Vref를 비교하여 에러 전압 Verr을 출력하는 에러 앰프(10), 에러 앰프 출력 Verr를 삼각파와 비교하여 램프 전류를 제어하기 위한 PWMO 신호를 출력하는 PWM 비교기(12), PWM 비교를 위한 삼각파를 발생하는 발진기(30), PWMO를 스위치를 구동하기 위한 신호로 만들어 주는 로직제어기(Logic Controller)(14), 스위치 온/오프 제어 신호에 따라 입력전압 VIN 또는 접지를 출력하는 스위치 블록(16), 스위치 블록(16)의 출력 OUT를 입력으로 받아 램프를 구동하기 위한 양극성의 전압으로 증폭하는 교류 증폭기(18), 및 CCFL 램프 부하(20)를 포함한다.
또한, 로직제어기(14)의 출력 신호 DrvH와 DrvL를 증폭하여 스위치 블록(16) 으로 전달하는 게이트 드라이버(15), 및 램프 전류를 전압으로 변환하고 교류 전압을 직류 전압으로 평활하는 정류기(22)를 포함한다.
도 2 는 도 1에 있어서, 전력단 회로가 도시된 회로도로서, 도 2(a)는 스위치 블록 및 교류증폭기의 구성이 도시된 도이며, 도 2(b)는 도 2(a)의 회로도에서 변압기의 1차측으로 등가변환한 등가회로이다. 또한, 도 3 은 도 2에 있어서, 스위치 블록의 동작에 따른 전압 및 전류의 파형이 도시된 도이다.
스위치 블록을 구성하는 두 개의 스위치 소자(M1, M2)는 MOSFET와 같은 반도체로 구비될 수 있으며, 이에 따라 도 2(a)에 도시된 바와 같이 회로적으로 기생 커패시턴스(C1, C2)를 포함하게 된다.
등가회로가 도시된 도 2(b)의 경우, 변압기의 1차측 커패시터인 Cb는 상대적으로 용량이 매우 크므로 Cb를 VIN/2의 전압원으로 나타냈으며, 2차측에 연결된 부하(Ro)는 변압기 턴비의 함수로 일차 측으로 변환하였다. 1차측 등가 회로에서 등가 인덕턴스 Leq는 트랜스포머 1차측의 누설 인덕턴스와 거의 같으며, 등가 커패시턴스 Ceq는 2차측 공진 커패시턴스 Cr를 턴비의 제곱 n 2으로 곱한 것과 같으며 등가 부하 저항 Req는 2차측 부하 저항 Ro를 n 2으로 나눈 것과 같다.
도 2(b) 및 도 3을 참조하여 스위치 블록 및 교류 증폭기의 동작을 보다 상세히 설명하면 다음과 같다. 이때, 스위치 소자(M1, M2)의 보디 다이오드(D1, D2)의 턴온(turn-on) 전압은 VD로 동일한 것으로 가정한다. t=0에서 제 1 스위치 소자(M1)가 온 되면 OUT=VIN, Vp=VIN/2이 된다. 따라서 인덕터(Leq)의 전류(Ip)는 인 덕터(Leq)와 등가 커패시턴스(Ceq)에 의한 공진에 의해 증가하고 등가 커패시턴스(Ceq)의 전압(Vo)도 공진에 의해 증가한다. 이때 제 1 스위치 소자의 기생 커패시턴스(C1)는 0(zero)으로 제 2 스위치 소자의 기생 커패시턴스(C2)는 VIN으로 충전된다.
t= t1에서 제 1 스위치 소자(M1)가 오프 되면 인덕터 전류(Ip)에 의해 제 2 스위치 소자의 기생 커패시턴스(C2)는 VIN 전압에서 방전하고 제 1 스위치 소자의 기생 커패시턴스(C1)은 0(zero)에서 충전되기 시작한다. 따라서 OUT과 Vp 전압은 점점 감소한다. OUT 전압이 점점 감소하여 t=t2에서 OUT=-VD 전압이 되면 제 2 스위치 소자의 보디 다이오드(D2)가 온 되고 Vp=-VIN/2-VD가 된다. 따라서 인덕터(Leq)에는 VL=-VIN/2-VD-Vo의 전압이 최대로 걸리게 되고 인덕터 전류(Ip)는 급격하게 감소하기 시작한다.
t=t3에서 인덕터 전류(Ip)는 0(zero)이 되고 따라서 제 2 스위치 소자의 보디 다이오드(D2)는 오프 된다. 그러나, 제 2 스위치 소자의 보디 다이오드(D2)는 오프 되었지만 아직 제 2 스위치 소자(M2)는 온 되지 않아 각 스위치 소자의 기생 커패시턴스(C1, C2) 및 인덕터(Leq)에 의해 공진하게 된다. 등가 커패시턴스(Ceq)는 기생 커패시턴스(C1, C2)에 비해 그 값이 상대적으로 매우 크므로 공진 주파수는 인덕터(Leq)와 등가 커패시턴스(Ceq)에 의한 공진보다 훨씬 높은 주파수이며 또한 등가 부하(Req)가 작으므로 이 공진은 빨리 소멸된다.
t=t4에서 제 2 스위치 소자(M2)가 온 되면 OUT= 0이 되어 제 1 스위치 소자의 기생 커패시턴스(C1)는 VIN으로 충전되고 C2는 0으로 충전된다. OUT=0V 이므로 Vp=-VIN/2이며, 이에 따라 인덕터 전류(Ip)는 인덕터(Leq), 등가 커패시턴스(Ceq)에 의한 공진에 의해 이전과 다른 반대 방향으로 전류가 증가하기 시작한다. 이후의 동작은 제 1 스위치 소자(M1)가 온 된 경우 후의 동작과 같고 결과적으로 도 3에 도시된 파형과 동일하게 된다.
상술한 바와 같이 일반적인 인버터 시스템의 구성 및 PWM 제어방식에서, 인덕터 전류(Ip) 방향이 그대로 유지되는 프리휠링(freewheeling) 기간 동안 스위치 소자의 보디 다이오드(D1, D2)가 자동으로 턴온 된다. 이 전류가 보디 다이오드(D1, D2)로 흐르면서 보디 다이오드 측에서 전력을 소모하기 때문에 인버터 시스템의 효율이 저하되고 스위치 소자의 발열이 증가하는 문제점이 발생하게 된다.
LCD 모니터 등의 인버터 시스템에서 사용되는 MOSFET 스위치의 온 저항은 일반적으로 수십mΩ 정도이고, 보디 다이오드의 온 전압은 0.5V 정도이다. 인버터의 스위치에 흐르는 전류의 최대치는 LCD 패널 사이즈와 사용되는 CCFL 램프 수에 비례해서 증가하며 보통 수 A 이상의 전류가 흐른다. 이때 MOSFET 스위치 온 저항에 의한 도통 로스(Conduction Loss)와 다이오드가 온 되었을 시 소모되는 전력인 다이오드 로스를 비교하면 다이오드에서 소모되는 전력을 무시할 수 없게 된다.
예를 들어 20mΩ의 온 저항과 0.5V의 보디 다이오드 온 전압을 가지는 스위치의 최대 전류가 7A이고 이 전류에서 다이오드로 프리휠링을 한다고 가정하면, 스위치 온 저항에 의한 최대 순간 전력 소모는 0.98W인데 비해 다이오드는 3.5W로 매우 크다.
본 발명은 상술한 문제점을 개선하기 위한 것으로, 프리휠링 전류가 스위치 소자의 보디 다이오드로 흐르는 기간에 해당 스위치로 흐르도록 제어하여 인버터 시스템의 전력 효율을 향상시키고 스위치 소자의 발열을 줄여 내구성을 향상시킬 수 있는 디스플레이 장치의 인버터 시스템 및 그의 동작방법을 제안한다.
보다 구체적으로, 본 발명의 일실시예에 따른 디스플레이 장치의 인버터 시스템은, 각 스위치가 인버팅(inverting) 동작을 수행하면서 각 스위치의 보디 다이오드가 자동으로 온 되어 프리휠링(freewheeling) 전류가 흐르는 기간 동안 일시적으로 상기 각 스위치가 온/오프 동작을 하도록 제어신호를 생성하는 스위치 제어기를 포함하여, 상기 프리휠링 전류가 보디 다이오드 대신에 스위치로 흐르도록 하여 전력 소모를 줄이고 효율을 높이면서 스위치에서의 발열을 줄일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 인버터 시스템의 동작방법은, 에러 앰프 출력 전압과 삼각파를 이용하여 다수 스위치에 대한 온/오프 제어신호를 생성하는 제 1 단계, 생성된 온/오프 제어신호에 따라 스위치가 온/오프 동작을 하여 교류전압을 생성하고, 생성된 교류전압을 램프에 인가하여 빛이 발광하도록 하는 제 2 단계로 이루어진 인버터 시스템의 동작방법에 있어서, 상기 제 1 단계는, 상기 각 스위치의 보디 다이오드로 프리휠링 전류가 흐르는 기간에 일시적으로 상기 각 스위치가 온 되도록 하는 제어신호를 생성하는 제 3 단계를 포함하여, 인버터 시스템의 전력 효율을 향상시킬 수 있다.
이하 첨부된 도면을 참조로 하여 본 발명에 따른 실시예를 설명한다.
도 4 는 본 발명의 동작 개념이 도시된 도이다.
본 발명에 따른 인버터 시스템은, 일반적인 인버터 제어방식에 있어서 다이오드에서 소모되는 전력 손실을 줄이기 위한 방법으로서, 보디 다이오드가 온 상태인 기간동안 해당 스위치 소자를 온 시켜 인덕터 전류(Ip)가 다이오드가 아닌 스위치로 흐르도록 제어한다. 이에 따라 전력소모를 낮추어 효율을 향상시킬 수 있으며 스위치에서 발생하는 열을 줄여 내구성을 높일 수 있도록 한다.
보다 상세하게 설명하면, 제 1 스위치가 오프된 후 인덕터 전류가 전류의 방향이 유지되도록 제 2 스위치의 보디 다이오드가 턴온 되는 프리휠링 기간에 맞추어 제 2 스위치를 턴 온 시키고, 유사한 방식으로 제 2 스위치가 오프된 후 제 1 스위치의 보디 다이오드가 온 되는 프리휠링 기간에 맞추어 제 1 스위치를 턴온 시킨다.
도 5 는 본 발명의 제 1 실시예에 따라 구현된 인버터 시스템의 구성이 도시된 도이다.
도 4에 도시된 동작 개념에 따라 구현된 본 발명의 제 1 실시예에 따른 디스플레이 장치의 인버터 시스템은, 도 5에 도시된 바와 같이, 평활된 전압(VF)를 기준 전압(Vref)와 비교하여 에러 전압(Verr)을 출력하는 에러 앰프(10), 에러 앰프의 출력전압(Verr)를 삼각파(CT)와 비교하여 램프 전류를 PWM 제어하기 위한 신호 PWMO를 출력하는 PWM 비교기(12), PWM 제어를 위한 삼각파를 발생하는 발진기(30), 스위치의 일반적인 PWM 듀티 제어신호에 부가하여 프리휠링 기간에 다이오드 대신 에 해당 스위치를 온 시키는 제어 신호를 발생하는 스위치 제어기(50), 스위치 제어기(50)의 출력 신호에 의해 스위치가 구동될 수 있도록 증폭 시키는 게이트 드라이버(60)를 포함한다. 또한, 게이트 드라이버(60)의 스위치 제어 출력 신호에 따라 출력 신호인 OUT을 입력 전압 VIN 혹은 그라운드에 연결하는 스위치 블록(16), 스위치 블록(16)의 출력 신호인 OUT를 입력으로 받아 CCFL 램프를 구동 할 수 있도록 수백 V 이상의 교류로 증폭하는 교류 증폭기(18), 부하인 CCFL 램프(20), 램프 전류를 전압으로 변환하고 교류 전압을 직류 전압으로 평활하는 정류기(22)로 구성되는 인버터 시스템이다.
본 발명의 일실시예에 따른 스위치 제어기(50)는 보디 다이오드(D1, D2)들이 온 되는 프리휠링 기간에 맞추어 맞추어 해당하는 스위치(M1, M2)를 온 시킬 수 있도록 프리휠링 기간에 해당하는 신호를 출력하는 다이오드 제어기(Diode On-Time Controller)(100) 및 스위치들의 PWM 제어를 하기 위한 개별 신호로 만들어 주는 로직제어기(150)를 포함한다.
이때, 본 발명의 일실시예에 따른 다이오드 제어기(100)는 스위치 블록(16)을 구성하는 각 스위치 소자(M1, M2)의 보디 다이오드(D1, D2)가 온 되는 기간에 해당하는 출력 신호 PWMAd를 출력할 수 있다.
즉, 도 1에 도시된 바와 같은 일반적인 인버터 시스템의 로직제어기(14)가 PWM 비교기(12)의 출력 신호인 PWMO와 발진기(30)의 충방전제어신호를 입력 받아 PWM 제어를 위한 제 1 스위치 제어 신호(DrvH) 및 제 2 스위치 제어 신호(DrvL)를 출력 하는데 반해, 본 발명의 일실시예에 따른 스위치 제어기(50)에 포함되는 로직 제어기(150)는 PWM 비교기(12)로부터 PWM 제어 신호인 PWMO와 발진 제어기(32)의 충방전제어신호(CK), 및 다이오드 제어기(100)로부터 프리휠링 기간에 해당하는 제어 신호(PWMAd)를 입력 받아 PWM 제어를 하면서 동시에 프리휠링 기간에 맞추어 해당 스위치를 온 시키도록 제어하는 제어 신호(DrvH, DrvN)을 출력 하여 게이트 드라이버(60)로 공급한다.
에러 앰프(10)는 정류기(22)의 출력 전압(VF)와 기준 전압(Vref)의 차를 증폭하는 것으로 PWM 듀티를 증가 혹은 감소 할 수 있도록 출력 신호(Verr)를 출력하고 커패시터(Cc)는 인버터 시스템을 안정화 시킨다. 본 명세서에서, 에러 증폭기(10)는 입력 전압의 차를 출력 전류로 출력하는 트랜스컨덕턴스(Transconductance) 증폭기로 예시되어 있으나 이에 한정되지는 않으며 전압앰프로도 구성될 수 있다.
발진기(30)는 PWM 제어를 위한 삼각파를 만드는 회로로써 발진제어기(32)와 발진 커패시터(Cosc)로 구성 되어 있다. 발진제어기(32)는 충방전제어신호(CK)를 출력하며 이 신호가 하이 혹은 로우로 됨에 따라 발진 전류원(Iosc)를 발진 커패시터(Cosc)로 충전 혹은 방전하도록 하여 삼각파를 만든다. 게이트 드라이버(60)는 스위치 블록(16)을 구성하는 각 스위치 소자(M1, M2)들의 게이트-소오스(Gate-Source)간 전압을 충분히 큰 전압으로 구동하여 스위치 온 저항이 작아지도록 하면서 이와 동시에 스위치 소자(M1, M2)의 입력 커패시터를 충분히 빠르게 충방전할 수 있도록 큰 전류로 구동하기 위한 것으로 제 1 게이트 드라이버(미도시) 및 제 2 게이트 드라이버(미도시)로 구성되어 있다. 제 1 게이트 드라이버는 로직제어 기(150)의 제 1 구동 제어 신호(DrvH)를 증폭하여 GP 신호를 출력하며 제 2 게이트 드라이버는 로직제어기(150)의 제 2 구동 제어 신호(DrvL)를 증폭하여 GN 신호를 출력한다.
스위치 블록(16)은 출력 신호 OUT를 입력 전압 VIN과 그라운드에 번갈아 연결하도록 하는데, 상측에 위치한 제 1 스위치 소자(M1) 및 하측에 위치한 제 2 스위치 소자(M2)로 구성되어 있다. 스위치 소자는 각각 보디 다이오드(D1, D2)를 포함한다.
본 명세서에서, 제 1 스위치 소자(M1)는 P-type MOSFET가 적용된 것을 예로 하여 설명하나 이에 한정되지 않으며, N-type MOSFET를 사용할수도 있다.
제 1 스위치 소자(M1)는 게이트 드라이버(60)의 제 1 게이트 구동 신호(GP)에 따라 온/오프 동작하며 온 되면 OUT를 입력 전압인 VIN에 연결한다. 제 2 스위치 소자(M2)는 제 2 게이트 구동 신호(GN)에 따라 온/오프 동작하고 온 되면 OUT를 그라운드에 연결한다. 따라서 OUT은 VIN 혹은 그라운드(0V)의 전압을 가지는 구형파(Square Wave) 교류 전압이 된다.
교류 증폭기(18)는 입력신호를 CCFL 램프(20)를 구동할 수 있도록 수백 볼트 이상의 교류 신호로 증폭하며, 보다 구체적으로는, 스위치 블록(16)의 구형파 교류 전압으로 출력된 출력신호인 OUT를 LC공진을 통해 양(+) 전압과 음(-) 전압을 갖는 정현파 출력 VAC로 변환 출력한다. 이를 위해 교류 증폭기는 직류 블로킹(DC Blocking) 커패시터(Cb), 1:n의 턴비(Turn Ratio)로 증폭하는 트랜스포머(Transformer)(T1) 및 공진 커패시터(Cr)를 포함하여 구성될 수 있다.
직류 블로킹 커패시터(Cb)는 직류 블로킹을 위해 큰 값의 커패시터가 보통 사용된다. 따라서 대칭 PWM 제어 방식을 사용하는 경우 직류 블로킹 커패시터(Cb)에는 VIN/2의 직류 전압이 충전된다. 이에 따라 트랜스포머(T1)의 입력 전압 Vx는 +VIN/2와 -VIN/2의 전압을 가지는 교류 전압이 된다.
정류기(22)는 램프 전류를 센스(sense)하고 정류한 후 PWM 제어가 가능하도록 평활(Filtering)하는 동작을 수행하며, 구체적으로는 센스 저항(Rs), 반파 정류 다이오드(D3), 평활 저항(Rf) 및 커패시터(Cf)를 포함하여 구성될 수 있다. 이때 정류기(22)는 CCFL 램프(20)가 하나 구비된 경우 도시된 예로서 설계자에 따라 여러 가지 방법으로 회로 구성을 달리 할 수 있으며, 또한 다수의 램프가 연결되는 경우에는 설계자에 따라 여러 방법으로 회로의 구성이 달라질 수 있다.
도 6 은 도 5에 있어서, 스위치 제어기의 구성이 도시된 예시도이며, 도 7 은 도 6에 따라 구성된 회로의 동작 파형이 도시된 도이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 인버터 시스템에 있어서, 스위치 제어기(50)의 다이오드 제어기(100)는 적어도 하나 이상의 라이징-에지-지연-회로(Rising Edge Delay Circuit)(102, 108) 및 논리 회로(104, 106, 110)로 구성될 수 있다. PWMO 신호를 프리휠링 기간에 해당하는 만큼 지연 시키는 제 1 라이징-에지-지연-회로(102)로부터 출력된 PWMO_Ax 신호와 PWMO가 인버터(104)를 통과하면서 출력된 PWMOB 신호, 및 발진 제어기의 충방전 제어신호(CK)를 NOR 게이트(106)의 입력으로 하면, 프리휠링 기간에 해당하는 PWMOA 신호를 얻을 수 있다. 프리휠링 기간에 다이오드 대신 해당하는 스위치 소자를 온 시키는 경 우에도 스위치 소자가 동시에 온 되는 현상은 없어야 하므로 PWMOA를 일정 시간, 즉 데드 타임(Td) 만큼 상승 에지로부터 지연 시키는 제 2 라이징-에지-지연-회로(108)와 인버터(110)를 거치면 프리휠링 기간 동안 다이오드 대신에 해당하는 스위치들을 온 시키고자 하는 기간에 해당하는 출력 신호 PWMOAd를 얻을 수 있다.
도 6에 도시된 본 발명의 일실시예에 따른 로직제어기(150)는 고효율의 인버터 시스템을 구현하기 위해, PWM 비교기(12)로부터 PWM 듀티 제어를 위한 PWM 듀티 제어 신호 PWMO, 프리휠링 기간에 다이오드 대신에 해당하는 스위치를 온 시키기 위해 다이오드 제어기(100)로부터 프리휠링 기간에 상당하는 제어 신호 PWMOAd, 및 게이트 드라이버를 분리하여 구동할 수 있는 신호를 만들기 위한 충방전 제어신호(CK)를 입력으로 받는다. 즉, 충방전 제어신호(CK)가 TFF(T-type flip-flop)(152)를 거치면 주파수가 충방전 제어신호(CK)에 비해 1/2이고 발진 파형(CT)의 발진최대전압 VH에서 천이(Transition)하는 서로 상보(Complementary)인 구형파 신호 VFD와 BVFD를 얻을 수 있으며 이 신호들이 논리 게이트를 거치면서 대칭 PWM 제어를 위한 스위치 제어 신호들을 출력할 수 있다. 또한, PWM 듀티 제어신호인 PWMO와 구형파 신호 BVFD를 NOR 게이트(154)의 입력단으로 하면 제 1 스위치 소자(M1)의 PWM 듀티 제어 기간에 해당하는 DrvP 신호를 얻을 수 있으며, 다이오드 제어기(100)의 출력신호인 PWMAd와 구형파 신호 VFD를 NOR 게이트(156)의 입력단으로 하면 제 1 스위치 소자(M1)의 보디 다이오드(D1)의 프리휠링 기간에 해당하는 DrvPA 신호를 얻을 수 있다. 또한, NOR 게이트(162)에서 DrvP 신호와 DrvPA 신호를 입력단으로 하면 제 1 스위치 소자(M1)의 PWM 듀티 제어 기간과 보디 다이오드(D1) 의 프리휠링 기간에 제 1 스위치 소자(M1)를 온 시킬 수 있는 제어신호인 DrvH를 얻을 수 있다.
유사한 방법으로 PWM 듀티 제어신호인 PWMO와 구형파 신호 VFD를 NOR 게이트(160)의 입력단으로 하면, 제 2 스위치 소자의 PWM 듀티 제어 기간에 해당하는 DrvN를 얻고, 다이오드 제어기(100)의 출력신호인 PWMAd와 구형파 신호 BVFD를 NOR 게이트(158)의 입력단으로 하면 제 2 스위치 소자(M2)의 보디 다이오드(D2)의 프리휠링 기간에 해당하는 DrvNA 신호를 얻을 수 있다. 따라서 DrvN 신호와 DrvNA 신호가 OR 게이트(164)를 거치면 제 2 스위치 소자(M2)의 PWM 듀티 제어 기간과 보디 다이오드의 프리휠링 기간에 제 2 스위치 소자(M2)를 온 시키는 제어 신호 DrvL을 얻을 수 있다.
발진기(30)는 발진제어기(32)의 충방전제어신호(CK)에 따라 충방전 전류원 (Iosc)로 발진 커패시터(Cosc)를 충전 혹은 방전하여 발진 파형(CT)를 만드는 회로이다. 보다 상세하게 설명하면, 발진제어기(32)는 발진 파형(CT)가 발진최소전압 VL 보다 작아지는 순간 충방전제어신호(CK)가 로우(low)로 되어 발진 커패시터(Cosc)를 전류원(Iosc)으로 충전한다. 또한, 계속 충전되어 발진 파형(CT)이 발진최대전압 VH 보다 커지는 순간 충방전제어신호(CK)는 하이(high)로 되어 발진 커패시턴스(Cosc)가 방전된다. 따라서 CK 파형의 주파수는 CT 파형의 주파수와 같다.
도 8 은 본 발명의 제 2 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기의 구성이 도시된 예시도이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기는 도 8에 도시된 바와 같이, 다이오드 제어기(200)에 외부 신호에 의해 다이오드 온 기간을 바꿀 수 있는 지연시간제어기(202)를 더 포함하고, 로직제어기(250)에는 어느 특정 PWM 듀티에서만 프리휠링 기간에 다이오드 대신에 스위치가 온 되도록 제한하는 듀티제한기(Duty Limiter)(270)를 더 포함한다. 다이오드 온 기간은 트랜스포머(T1)의 리키지 인덕턴스 등 전력단 회로의 설계에 따라 달라진다. 따라서 다이오드 온 기간을 고정하는 것 보다 외부 신호에 의해 가변할 수 있도록 하는 것이 시스템 설계에 유리하다. 지연시간제어기(202)는 바람직하게 이러한 특성을 달성할 수 있도록 프리휠링 기간을 가변 하기 위한 것으로 FWT 핀 상태에 따라 제 1 라이징-에지-지연-회로(204)의 지연 시간이 변하도록 한 것이다.
PWM 제어에서 PWM 듀티가 점점 증가하면 인덕터 전류(Ip)는 공진의 최대점을 지나 감소하게 되고 따라서 프리휠링이 시작하는 시점에서의 전류 크기가 작아져 다이오드 온 기간도 줄어들게 된다. 따라서 듀티가 어느 이상으로 크게 되면 다이오드 프리휠링 기간에 다이오드 대신에 스위치를 온 시켜 효율을 좋게 하는 효과가 줄어들 수 있다. 그러나 본 발명의 제 1 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기(50)의 경우 PWM 듀티에 상관없이 고정된 시간으로 프리휠링 기간에 스위치를 온 시키므로 듀티가 점점 커지면 프리휠링 기간보다 길게 스위치를 온 시키게 되고 그에 따라 전류 파형의 왜곡이 생긴다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 스위치 제어기는 이를 방지하기 위한 보완으로서, 어떤 PWM 듀티 이상이 되면 다이오드 제어기(200)의 출력을 무시하도록 구성되는 것이 바람직하다.
또한, PWM 듀티가 점점 줄어들면 CCFL 램프(20)에 공급되는 전력이 감소하게 되는데 이에 따라 스위치 전류도 감소하여 스위치가 온 상태를 유지하는 기간도 점차 감소하게 된다. 따라서, 본 발명의 제 1 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기(50)와 같이 고정된 시간 동안 다이오드 대신에 스위치를 온 시키면 PWM 듀티가 점점 감소하는 경우 PWMO와 PWMAd 중 어느 신호가 PWM 듀티 제어 신호이고 어느 신호가 다이오드 온 시간 제어 신호인지 알 수 없다. 따라서, 이러한 문제점을 해결하기 위한 방안으로서, PWM 듀티가 어느 이하로 내려가면 다이오드 제어기(200)의 출력을 무시하도록 스위치 제어기를 구성할 수 있다.
상술한 기능을 수행하기 위한 것으로 본 발명의 제 2 실시예에 따른 스위치 제어기(50')는 PWM 듀티의 어느 영역에서만 다이오드 제어기(200)의 출력 PWMAd가 동작하도록 하기 위한 듀티 제한기(270)을 로직제어기(250)에 더 포함시킬 수 있다. 듀티 제한기(270)은 적어도 하나 이상의 비교기(272, 274) 및 NAND 게이트(276)을 포함하여 구성될 수 있다. PWM 듀티는 에러 앰프(10)의 출력 전압(Verr)에 의해 결정되므로 PWM 듀티의 최대와 최소를 제한하기 위해서는 에러 앰프의 출력 전압(Verr) 및 듀티 제한 전압 Vmax와 Vmin을 비교하도록 할 수 있다. 이때 Vmax는 최대 PWM 듀티를 설정하는 기준 전압이고 Vmin은 최소 PWM 듀티를 설정하는 기준 전압이다.
듀티 제한기(270)에서는 에러 앰프의 출력전압(Verr)이 Vmin보다 크고 Vmax 보다 작을 경우에만 출력 FWD가 로우로 되어 다이오드 제어기(200)의 출력 PWMAd가 동작한다. 또한, 에러 앰프의 출력전압(Verr)이 Vmin 보다 작거나 Vmax 보다 큰 경 우에는 FWD가 하이로 되어 DrvPA와 DrvNA는 PWMAd와 상관없이 항상 로우가 된다. 따라서 다이오드 제어기(200)의 출력 PWMAd은 무시되고 스위치 제어기(50')는 PWM 듀티 제어만 하게 된다.
한편, 본 발명의 제 1 및 제 2 실시예에 따라 구현된 다이오드 제어기는 다이오드 온 시간이 PWM 듀티와 상관 없이 일정하도록 제어한다.
실제의 프리휠링 기간보다 다이오드 제어기에 의해 프리휠링 기간 동안 다이오드 대신에 해당 스위치를 온 시키는 기간이 짧더라도 PWM 제어 동작에는 문제가 발생하지 않지만 효율 측면에서는 실제 필요한 프리휠링 기간만큼 해당 스위치를 온 시키는 것에 비해 효율적인 측면에서 조금 나쁘게 된다.
반대로 실제 필요한 프리휠링 기간 보다 길게 다이오드 제어기가 프리휠링 기간에 다이오드 대신에 해당 스위치를 온 시키게 되면 전류 파형의 왜곡이 생기고 이 왜곡은 해당 스위치를 온 시키는 기간이 길수록 커진다. PWM 듀티 제어에서 다이오드 프리휠링 기간은 PWM 듀티가 증가할수록 짧아진다. 따라서 PWM 듀티가 증가함에 따라 다이오드 제어기에서 발생하는 다이오드 온 시간이 짧아지도록 하면 PWM 듀티가 작게 동작하는 경우에는 효율을 좀더 좋게 할 수 있고 PWM 듀티가 크게 동작하는 경우에는 전류 파형을 좋게 할 수 있을 것이다.
도 9 는 본 발명의 제 3 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기의 내부 구성이 도시된 예시도이다.
본 발명의 제 3 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기는 상술한 목적을 달성하기 위한 것으로서, 다이오드 제어기(300)의 출력 PWMAd가 PWM 듀티에 따라 변하 도록 구현되었다. 보다 상세하게 설명하자면, 도 9에 도시된 바와 같이, 가변 펄스폭 생성기(302)에서 PWM 듀티에 따라 펄스폭이 변하는 신호 PWMO_Ax1를 출력하면, 출력된 신호는 로직 회로를 거친 후 가변 다이오드 온 시간에 해당하는 PWMAd로 출력된다.
PWM 듀티가 낮아지는 경우에는 다이오드 제어기(300)의 출력을 무시하고 단순한 PWM 듀티 제어로 동작하게 하기 위해 본 발명의 제 2 실시예에 따라 구현된 로직제어기의 구성에서 듀티 제한기 대신 최소듀티제한기(370)를 포함한다. 따라서, 에러 앰프의 출력 전압(Verr)이 Vmin 보다 작아지면 FWDm이 하이로 되어 DrvPA와 DrvNA는 PWMAd와 상관없이 항상 로우가 되며, 다이오드 제어기(300)의 출력 PWMAd은 무시되고 스위치 제어기(50″)는 PWM 듀티 제어만 하게 된다.
본 발명의 제 3 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기에 있어서, 가변 펄스 폭 발생기의 구성을 살펴보면 다음과 같다.
도 10 은 본 발명에 따른 인버터 시스템에 있어서, 다이오드 프리휠링 기간이 도시된 도로서, 도 10(a)는 프리휠링 기간을 PWM 듀티에 따라 일차 함수로 모델링 한 도이며, 도 10(b)는 PWM 듀티와 다이오드 프리휠링 기간 TFW의 관계가 도시된 도이다.
도 10(a)를 참조하면, TFW는 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008073671668-pat00001
다이오드 제어기(300)가 발생하는 다이오드 프리휠링 기간이 PWM 듀티에 따라 감소하도록 하기 위해서는 수학식1과 같이 동작하도록 하면 된다. PWM 제어에서 에러 앰프 출력 전압(Verr)은 현재 동작하고 있는 PWM 듀티를 나타내고 있다. 따라서 에러 앰프 출력전압(Verr)보다 높은 전압 VFW을 삼각파 CT와 비교하면 다이오드 프리휠링 기간을 얻을 수 있고 VFW 전압이 PWM 듀티가 증가함에 따라 감소하도록 하면 다이오드 제어기(300)는 PWM 듀티가 증가할 때 수학식1을 만족하면서 다이오드 프리휠링 기간이 감소하는 신호를 만들 수 있다.
또한, 에러 앰프 출력 전압(Verr) 보다 높은 전압 VFW로 삼각파 CT와 비교할 때 PWM 듀티와 다이오드 프리휠링 기간 TFW의 관계가 도시된 도 10(b)를 참조하면, 다음의 수학식 2가 도출될 수 있다.
Figure 112008073671668-pat00002
상술한 바와 같이 도출된 수학식 2에 수학식 1을 대입하면 다음과 같은 수학식을 얻을 수 있다.
Figure 112008073671668-pat00003
수학식 3에서 K1과 VFW,OFFSET은 도출할 수 있는 값이며, Verr은 에러 앰프 출력 전압이므로 수학식 3을 만족하는 회로를 설계하여 가변 펄스 폭 생성기로 적용할 수 있다.
도 11 은 도 10 에 있어서, 가변 펄스 폭 생성기를 구현하는 예가 도시된 회로도이다.
본 발명의 제 3 실시예에 따른 스위치 제어기에 있어서, 가변 펄스 폭 생성기는 가변전압발생기(410)와 비교기(420)를 포함할 수 있다. 가변전압발생기(410)는 수학식 3을 만족하도록 회로로 구현되어 PWM 듀티가 증가함에 따라 가변 전압 VFW가 점점 감소하도록 한다. 이때 VFW는 에러 앰프 출력전압(Verr) 보다 항상 큰 값이므로 VFW를 비교기(420)에서 삼각파 CT와 비교하면 PWM 듀티가 증가함에 따라 펄스폭이 점점 감소하는 PWMO_Ax1 신호를 얻을 수 있다.
보다 상세하게 설명하자면, 가변전압발생기(410)는 에러 앰프 출력전압(Verr)에 비례하는 출력 전류 I1을 출력하는 전압-전류 변환기(412)와 그 출력을 입력으로 받아 소오싱 전류로 출력하는 전류미러(416), 옵셋 전압 Voff에 비례하는 출력 전류 I2을 출력하는 전압-전류 변환기(414)와 그 출력을 입력으로 받아 소오싱 전류로 출력하는 전류미러(418)를 포함한다. 또한, 전류미러(416, 418)의 출력 전류를 합하여 전압으로 변환하는 저항 R3로 구성되어 있다. 이때 전류미러(416, 418)의 이득이 1인 경우 가변전압발생기(410)의 출력 VFW는 다음의 식으로 나타날 수 있다.
Figure 112008073671668-pat00004
수학식 3 및 수학식 4를 비교하면, K1=R3/R1이고 VFW,OFFSET=(R3/R2)*Voff 임을 알 수 있다. 따라서 VFW를 삼각파 CT와 비교하면 PWM 듀티가 증가함에 따라 펄스폭이 감소하는 신호 PWMO_Ax1을 얻을 수 있다.
이상과 같이 본 발명에 따른 디스플레이 장치의 인버터 시스템 및 그의 동작방법을 예시된 도면을 참조로 하여 설명하였으나, 스위치 소자의 보디 다이오드로 전류가 흐르는 기간에 해당 스위치를 온 시켜 인버터 시스템의 전력 효율을 향상시 키고 스위치 소자의 내구성을 증진시킬 수 있도록 하는 본 발명의 기술사상은 보호되는 범위 이내에서 당업자에 의해 용이하게 응용될 수 있음은 자명하다.
도 1 은 일반적인 하프 브리지 방식으로 구현된 인버터 시스템의 구성이 도시된 도,
도 2 는 도 1에 있어서, 전력단 회로가 도시된 회로도,
도 3 은 도 2에 있어서, 스위치 동작에 따른 전압 및 전류의 파형이 도시된 도,
도 4 는 본 발명의 동작 개념이 도시된 도,
도 5 는 본 발명의 제 1 실시예에 따라 구현된 인버터 시스템의 구성이 도시된 도,
도 6 은 도 5에 있어서, 스위치 제어기의 구성이 도시된 예시도,
도 7 은 도 6에 따라 구성된 회로의 동작 파형이 도시된 도,
도 8 은 본 발명의 제 2 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기의 구성이 도시된 예시도,
도 9 는 본 발명의 제 3 실시예에 따라 구현된 스위치 제어기의 내부 구성이 도시된 예시도,
도 10 은 본 발명에 따른 인버터 시스템에 있어서, 다이오드 프리휠링 기간이 도시된 도, 및
도 11 은 도 10 에 있어서, 가변 펄스 폭 생성기를 구현하는 예가 도시된 회로도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호 설명>
16: 스위치 블록 18: 교류 증폭기
20: CCFL 램프 14, 150, 250, 350: 로직제어기
50, 50', 50”: 스위치 제어기
100, 200, 300: 다이오드 제어기 202: 지연시간 제어기
270: 듀티 제한기 302: 가변 펄스 폭 생성기
370: 최소듀티 제한기

Claims (10)

  1. 다수 스위치가 온/오프 동작하여 생성된 교류전압이 인가되면 램프가 발광하도록 하는 디스플레이 장치의 인버터 시스템에 있어서,
    상기 각 스위치가 오프된 후 전류의 방향이 유지되는 프리휠링(freewheeling) 기간 동안 상기 각 스위치의 보디 다이오드(body diode)로 프리휠링 전류가 흐르는 것을 방지하고 일시적으로 상기 각 스위치가 온 되도록 제어신호를 생성하는 스위치 제어기
    를 포함하며, 상기 스위치 제어기는,
    PWM 듀티에 따라 출력 펄스 폭을 가변시키며 다음의 수학식을 만족하는 가변 펄스 폭 발생기를 포함하며, 상기 PWM 듀티에 따라 프리휠링 기간에 해당하는 신호를 생성하는 다이오드 제어기; 및
    상기 PWM 듀티가 일정 값 이하로 낮아지면 상기 다이오드 제어기의 출력신호를 무시하고 상기 각 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 로직 제어기
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 디스플레이 장치의 인버터 시스템.
    Figure 712010004582033-pat00017
    (Verr; 에러앰프 출력전압, TFW; 프리휠링 기간, VOFFSET; 오프셋 전압)
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 다이오드 제어기는 외부 입력신호에 의해 상기 보디 다이오드가 도통하는 시간에 해당하는 신호를 조절하는 지연시간 제어기를 포함하는 디스플레이 장치의 인버터 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는 상기 지연시간 제어기의 동작을 조절하여 특정 PWM 듀티에서만 프리휠링 기간에 해당 스위치가 온/오프 동작하도록 제어신호를 생성하여 상기 로직 제어기로 전달하는 듀티 제한기를 포함하는 디스플레이 장치의 인버터 시스템.
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 로직 제어기는 상기 PWM 듀티가 일정 수치 이하로 낮아지면 상기 다이오드 제어기의 출력신호를 무시하도록 하는 최소듀티 제한기를 포함하는 디스플레이 장치의 인버터 시스템.
  9. 에러앰프 출력 전압과 삼각파를 이용하여 다수 스위치에 대한 온/오프 제어신호를 생성하는 제 1 단계, 생성된 온/오프 제어신호에 따라 스위치가 온/오프 동작을 하여 교류전압을 생성하고, 생성된 교류전압을 램프에 인가하여 빛이 발광하도록 하는 제 2 단계로 이루어진 인버터 시스템의 동작방법에 있어서,
    상기 제 1 단계는, PWM 듀티에 따라 출력 펄스 폭을 가변시키며 다음의 수학식을 만족하는 가변 펄스 폭 발생기에 의해, 상기 PWM 듀티에 따라 프리휠링 기간에 해당하는 신호를 생성하며, 상기 각 스위치가 오프된 동안 각 스위치의 보디 다이오드로 프리휠링 전류가 흐르는 것을 방지하기 위하여 일시적으로 상기 각 스위치가 온 되도록 하는 제어신호를 생성하는 제 3 단계
    를 포함하는 인버터 시스템의 동작방법.
    Figure 712010004582033-pat00018
    (Verr; 에러앰프 출력전압, TFW; 프리휠링 기간, VOFFSET; 오프셋 전압)
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 3 단계는 상기 각 스위치가 오프된 후 전류의 방향이 유지되는 기간인 프리휠링(freewheeling) 기간에 해당하는 신호를 생성하고, 생성된 신호로부터 해당 스위치의 온/오프 동작을 수행하도록 하는 제어신호를 생성하는 단계를 포함하는 인버터 시스템의 동작방법.
KR1020080104243A 2008-10-23 2008-10-23 인버터 시스템 및 그의 동작방법 KR100997397B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080104243A KR100997397B1 (ko) 2008-10-23 2008-10-23 인버터 시스템 및 그의 동작방법
PCT/KR2009/002890 WO2010047455A1 (ko) 2008-10-23 2009-05-29 인버터 시스템 및 그의 동작방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080104243A KR100997397B1 (ko) 2008-10-23 2008-10-23 인버터 시스템 및 그의 동작방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100045170A KR20100045170A (ko) 2010-05-03
KR100997397B1 true KR100997397B1 (ko) 2010-11-30

Family

ID=42119477

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080104243A KR100997397B1 (ko) 2008-10-23 2008-10-23 인버터 시스템 및 그의 동작방법

Country Status (2)

Country Link
KR (1) KR100997397B1 (ko)
WO (1) WO2010047455A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20230103975A (ko) 2021-12-30 2023-07-07 주식회사 엘엑스세미콘 전력 효율을 향상시킨 파워 모듈 및 2차측 스위치의 턴 오프 제어 방법

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9197146B2 (en) 2012-07-26 2015-11-24 Milwaukee Electric Tool Corporation Brushless direct-current motor and control for power tool
US10821591B2 (en) 2012-11-13 2020-11-03 Milwaukee Electric Tool Corporation High-power cordless, hand-held power tool including a brushless direct current motor
KR102504096B1 (ko) * 2015-12-01 2023-02-27 엘지이노텍 주식회사 Bldc 전동기 pwm 제어 장치 및 그 방법

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0741447A3 (en) * 1995-05-04 1997-04-16 At & T Corp Method and device for controlling a synchronous rectifier converter circuit
US6344979B1 (en) * 2001-02-09 2002-02-05 Delta Electronics, Inc. LLC series resonant DC-to-DC converter

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE 논문(제목: An integrated controller for a high frequency buck converter) 발표일 1997.06
IEEE 논문(제목: Sensorless Optimization of Dead Times in DC-DC Converters with Synchronous Rectifiers) 발표일 2006.07*
IEEE 논문(제목: Synchronous rectification with adaptive timing control) 발표일 1995.06
Texas Instruments Application Report(제목: Predictive Gate Drive Boosts Synchronous DC/DC Power Converter Efficiency) 발표일 2003.04*

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20230103975A (ko) 2021-12-30 2023-07-07 주식회사 엘엑스세미콘 전력 효율을 향상시킨 파워 모듈 및 2차측 스위치의 턴 오프 제어 방법

Also Published As

Publication number Publication date
WO2010047455A1 (ko) 2010-04-29
KR20100045170A (ko) 2010-05-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7550928B2 (en) Driving circuit for multiple cold cathode fluorescent lamps backlight applications
JP5848898B2 (ja) 負荷駆動回路ならびにそれを用いた発光装置およびディスプレイ装置
JP3257505B2 (ja) 圧電トランスインバータ
US7825605B2 (en) DA/AC convert for driving cold cathode fluorescent lamp
US7548028B2 (en) Current-mode resonant inverter circuit
KR101695419B1 (ko) 전원 공급 방법, 이를 수행하기 위한 전원 공급 장치 및 이를 포함하는 표시 장치
CN1778149B (zh) 放电灯照明控制装置
US6226196B1 (en) Piezoelectric transformer inverter
US7012578B2 (en) Light emission control device, backlight device, liquid crystal display apparatus, liquid crystal monitor and liquid crystal television
WO2013010782A2 (en) Resonant converter control
KR100997397B1 (ko) 인버터 시스템 및 그의 동작방법
US6788005B2 (en) Inverter and lamp ignition system using the same
JP4868332B2 (ja) 放電灯点灯装置
US20090267535A1 (en) Ac power source apparatus
JP2001197756A (ja) 電源装置
CN100574079C (zh) 逆变器及其驱动方法、以及使用了它的发光装置和液晶电视
KR100745305B1 (ko) 강압용 압전변압기를 사용하는 어댑터
JPH1126181A (ja) 冷陰極管点灯装置
KR101056420B1 (ko) 출력단의 전압／전류의 직접적인 검출이 가능한 강압형 컨버터방식의 발광 다이오드 구동 회로
JP2007128713A (ja) 放電灯点灯装置
KR101034899B1 (ko) 출력단의 전압／전류의 직접적인 검출이 가능한 승강압형 컨버터방식의 발광 다이오드 구동 회로
KR20080071073A (ko) 인버터 및 그 구동 방법, 및 그것을 이용한 발광 장치 및액정 텔레비전
KR101869909B1 (ko) 수명이 향상된 발광 다이오드용 정전력 전원 공급 장치
KR100809256B1 (ko) 하이사이드 풀-브리지 인버터 및 ｌｃｄ 백라이트용 컨버터
JP2000133484A (ja) 放電管駆動回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
AMND Amendment
B701 Decision to grant
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131118

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee