JP2001197756A

JP2001197756A - 電源装置

Info

Publication number: JP2001197756A
Application number: JP2000007113A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Ogasawara; 宏小笠原; Hidenori Kakehashi; 英典掛橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-01-14
Filing date: 2000-01-14
Publication date: 2001-07-19

Abstract

(57)【要約】【課題】低い電源電圧でも高い電圧を負荷へ供給でき、
且つ、装置全体を大型化することなく広い温度範囲に対
応できる電源装置を提供する。【解決手段】圧電トランス１の駆動回路は、直流電源Ｅ
の両端間にインダクタンス要素たるチョークコイルＬ₀₁
を介して接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング
素子Ｑ１と、直流電源Ｅの両端間にインダクタンス要素
たるチョークコイルＬ₀₂を介して接続されたＭＯＳＦＥ
Ｔよりなるスイッチング素子Ｑ２とを備え、チョークコ
イルＬ₀₁とスイッチング素子Ｑ１との接続点とチョーク
コイルＬ ₀₂とスイッチング素子Ｑ２との接続点との間
に、圧電トランス１とチョークコイルＬ₁との直列共振
回路が接続され、この直列共振回路にコンデンサＣ₁が
並列的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の両端電圧はそれぞれ正弦波の半波波形状の電圧波形
となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いた電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】圧電トランスは電磁トランスと比較して
小型化や薄型化を図れる特徴があり、冷陰極管を点灯さ
せるインバータ（点灯回路）に利用されたり、高圧電源
への利用が注目されている素子である。

【０００３】圧電トランスの駆動回路としては、例えば
特開平９−１０７６８４号公報に開示されたものがあ
る。特開平９−１０７６８４号公報には、図１５に示す
ように、圧電トランス１を通して冷陰極管よりなる負荷
２に電力を供給するものにおいて、負荷２の発光量を変
化させるための構成が開示されている。図１５に示した
ものは、圧電トランス１と、圧電トランス１を駆動する
交流電圧を発生するプッシュプル構成の昇圧回路４と、
圧電トランス１の駆動周波数を制御する周波数制御回路
３と、圧電トランス１の１次側に接続され圧電トランス
１の駆動電圧を制御する駆動電圧制御回路５と、負荷２
を調光制御するための調光回路６とを備えている。

【０００４】ここにおいて、昇圧回路４は、それぞれオ
ートトランスよりなる２つの電磁トランスＴ１，Ｔ２を
有し、両電磁トランスＴ１，Ｔ２の１次側端子同士が接
続され各２次側端子がそれぞれ圧電トランス１の各１次
側電極に接続されている。また、昇圧回路４は、電磁ト
ランスＴ１の中間端子と直流電源Ｅの負極端との間に接
続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１
と、電磁トランスＴ２の中間端子と直流電源Ｅの負極端
との間に接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング
素子Ｑ２と、周波数制御回路３から出力されるクロック
信号ＣＬＫが入力され両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を
交互にオンオフする分周回路８とを備えている。

【０００５】また、周波数制御回路３は、圧電トランス
１の２次側に接続された負荷２に流れる負荷電流を電流
電圧変換回路１０により電圧レベルに変換し、電流電圧
変換回路１０の出力を整流回路１１により整流して、比
較器１２にて整流回路１１の出力電圧と基準電圧Ｖref
とを比較し、所定の負荷電流Ｉoが得られるように各ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を変化させて圧
電トランス１の昇圧比を制御する。ここに、周波数制御
回路３は、積分回路１３、比較器１４、ＶＣＯ１５を備
えており、上述の比較器１２の出力電圧が積分回路１３
に入力されるようになっている。比較器１２は、整流回
路１１の出力電圧が基準電圧Ｖrefよりも小さい場合、
積分回路１３へＨレベルの電圧を出力し、整流回路１１
の出力電圧が基準電圧Ｖrefを越えた場合、積分回路１
３へＬレベルの電圧を出力する。積分回路１３は、Ｈレ
ベルの電圧が入力された期間、出力電圧が一定の割合で
低下するように構成されており、この積分回路１３の出
力電圧はＶＣＯ１５に入力される。ＶＣＯ１５は、入力
された電圧（制御電圧）に比例した周波数のパルス電圧
を出力する電圧制御発振器であり、このＶＣＯ１５の周
波数で圧電トランス１を駆動する。

【０００６】したがって、整流回路１１の出力電圧が基
準電圧Ｖrefよりも小さい場合、圧電トランス１の駆動
周波数は下がり続けることになる。なお、駆動周波数を
高域側から掃引するのは、圧電トランス１の共振周波数
よりも高い周波数領域を使用するようにしたためであ
り、整流回路１１の出力電圧（検出電圧）が基準電圧Ｖ
refよりも低いと周波数が下がる方向に設定されてお
り、共振周波数に近づくにしたがって圧電トランス１の
昇圧比が増加するため、負荷電流Ｉoの実効値が増加す
ることになる。そして、比較器１２の出力電圧がＬレベ
ルになると積分回路１３の積分動作が停止し、積分回路
１３の出力電圧は比較器１２の出力電圧がＬレベルにな
る直前の出力電圧を保持する。その結果、ＶＣＯ１５の
出力周波数は一定になって圧電トランス１も一定の駆動
周波数で駆動されるので、圧電トランス１から出力され
負荷２を流れる負荷電流（出力電流）Ｉoも一定に保た
れるのである。また、比較器１４は、積分回路１３の出
力電圧と基準電圧Ｖmin（この基準電圧ＶminはＶＣＯ１
５の出力が最低の周波数となるときの入力電圧に相当す
る値に設定されている）とを比較し、積分回路１３の出
力電圧が基準電圧Ｖmin以下になると、比較器１４の出
力信号がＨレベルになり、積分回路１３がリセットされ
るようになっている。

【０００７】駆動電圧制御回路５は、両電磁トランスＴ
１，Ｔ２の接続点と直流電源Ｅの正極端との間に挿入さ
れたｐチャネルＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子
Ｑ３と、両電磁トランスＴ１，Ｔ２の接続点とスイッチ
ング素子Ｑ３との接続点にカソードが接続されたダイオ
ードＤとを備え、周波数制御回路３などにより出力電圧
が調節されるようにしてある。ここに、駆動電圧制御回
路５は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間内でデ
ューティ比を可変した信号（後述の出力信号Ｖ _g3）でス
イッチング素子Ｑ３をオンオフすることによって、圧電
トランス１の駆動電圧を所定の電圧に制御する。ここ
に、駆動周波数制御回路５は、比較器１６、整流回路１
７を備えており、整流回路１７は、圧電トランス１の一
次側電圧波形を整流して直流電圧Ｖｃに変換し比較器１
６へ入力するようになっている。比較器１６は、整流回
路１７から入力される直流電圧ＶｃとＶＣＯ１５から入
力される三角波電圧Ｖ_VCOとを比較し、直流電圧Ｖｃが
三角波電圧Ｖ_VCOを越えている間、出力信号がＨレベル
になり、ＯＲ回路１８の出力信号Ｖ_g3がＨレベルにな
る。なお、ＯＲ回路１８の出力信号Ｖ_g3がスイッチング
素子Ｑ３のゲート電圧になる。

【０００８】調光回路６は、比較的低周波数（例えば２
１０Ｈｚ）の三角波電圧を出力する三角波発振回路１９
と比較器２０とから構成されており、比較器２０にて外
部からの調光信号（電圧）と三角波発振回路１９の出力
電圧とを比較して調光信号に応じてデューティ制御され
るパルス信号を出力するようになっている。ここに、比
較器２０から出力されるパルス信号は駆動電圧制御回路
５のＯＲ回路１８に入力されるようになっている。

【０００９】ところで、圧電トランス１を共振周波数以
外の成分で駆動した場合には、圧電トランス１が寄生振
動を発生するが、２次側では共振周波数成分しか取り出
すことができないのでエネルギの損失となって、圧電ト
ランス１の効率を低下させることになる。しかしなが
ら、上述の昇圧回路４は、電磁トランスＴ１，Ｔ２のイ
ンダクタンス成分と圧電トランス１の入力容量成分とで
共振回路を構成し正弦波状の半分の波形の電圧で圧電ト
ランス１を駆動するので、圧電トランス１でのエネルギ
損失を低減でき、圧電トランス１の効率の低下を抑制す
ることができる。また、昇圧回路４は、プッシュプル構
成になっているので、電磁トランスＴ１，Ｔ２に入力さ
れた電源電圧より高い電圧を２次側へ発生でき、より低
い入力電圧で動作させることができる利点がある。

【００１０】また、上述の駆動電圧制御回路５は、入力
電圧Ｖ_DDによらず圧電トランス１の駆動電圧を略同じに
制御するので、広い入力電圧（電源電圧）の範囲におい
て、圧電トランス１の効率の変化を抑制できる（つま
り、広い入力電圧の範囲にわたって効率を略一定に保つ
ことができる）とともに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の破損やスイッチングの不具合を防止でき、入力電圧範
囲を大きくできる利点がある。

【００１１】図１６に各部の動作波形を示す。ここに、
図１６の（ａ）のイはＶＣＯ１５の出力電圧Ｖ_VCO、
（ａ）のロは駆動電圧制御回路５の整流回路１７の出力
電圧Ｖｃ、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧
Ｖ_g3、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧
Ｖ_g1、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧
Ｖ_g2、（ｅ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧
（両端電圧）Ｖ_d1、（ｆ）はスイッチング素子Ｑ２のド
レイン電圧（両端電圧）Ｖ_d2、（ｇ）は電磁トランスＴ
１に流れ込む電流ｉ₁、（ｈ）は電磁トランスＴ２に流
れ込む電流ｉ₂、をそれぞれ示す。

【００１２】以下、図１６について簡単に説明する。図
１６（ａ）のようにＶＣＯ１５の出力電圧Ｖ_VCOが整流
回路１７の出力電圧Ｖｃよりも大きい時刻ｔ₁〜ｔ₂の間
は、駆動電圧制御回路５の比較器１６の出力信号がＬレ
ベルであるから、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧Ｖ
_g3も図１６（ｂ）のようにＬレベルであってスイッチン
グ素子Ｑ３がオンしている。一方、時刻ｔ₁でスイッチ
ング素子Ｑ１のゲート電圧Ｖ_g1が図１６（ｃ）のように
Ｈレベルになるので、電磁トランスＴ１の１次側に流れ
込む電流ｉ₁が図１６（ｇ）のように時間経過とともに
増加する。

【００１３】次に、ＶＣＯ１５の出力電圧Ｖ_VCOが整流
回路１７の出力電圧Ｖｃよりも小さい時刻ｔ₂〜ｔ₄の間
は、駆動電圧制御回路５の比較器１６の出力信号がＨレ
ベルであるから、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧Ｖ
_g3も図１６（ｂ）のようにＨレベルになるので、スイッ
チング素子Ｑ３がオフしており電磁トランスＴ１の１次
側にはダイオードＤを介して図１６（ｇ）のように略一
定の電流ｉ₁が流れ続ける。

【００１４】また、時刻ｔ₄〜ｔ₅の間は、図１６（ａ）
のようにＶＣＯ１５の出力電圧Ｖ_VC _Oが整流回路１７の
出力電圧Ｖｃよりも大きくなり、スイッチング素子Ｑ３
がオンになるので、電磁トランスＴ１の１次側に流れ込
む電流ｉ₁が図１６（ｇ）のように時間経過とともに増
加する。

【００１５】次に、時刻ｔ₅〜ｔ₆の間は、スイッチング
素子Ｑ１のゲート電圧Ｖ_g1が図１６（ｃ）のようにＬレ
ベルでスイッチング素子Ｑ１がオフなので、スイッチン
グ素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖ_d1は図１６（ｅ）のように
正弦波の半波波形状の電圧波形となる。

【００１６】時刻ｔ₆〜ｔ₇の間は、ＶＣＯ１５の出力電
圧Ｖ_VCOが整流回路１７の出力電圧Ｖｃよりも小さいの
で、スイッチング素子Ｑ３はオフになるが、電磁トラン
スＴ１の１次側からダイオードＤを通して電流が流れ、
スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖ_d1は図１６
（ｅ）のように変化する。

【００１７】時刻ｔ₇〜ｔ₈の間は、スイッチング素子Ｑ
３がオンとなるが、電磁トランスＴ１の１次側に流れる
電流ｉ₁は徐々に低下して時刻ｔ₈でゼロになる。

【００１８】以上説明した動作から分かるように、直流
電源Ｅの電圧Ｖ_DDが上昇した場合は、整流回路１７の出
力電圧Ｖｃが増加してスイッチング素子Ｑ３のオフの期
間が増加して電磁トランスＴ１，Ｔ２へ充電電流が流れ
る期間が短くなるので、圧電トランス１の駆動電圧の上
昇を抑制して圧電トランス１の駆動電圧を所定の値に制
御することができるのである。

【００１９】ところで、圧電トランス１は温度により特
性が変化するが、図１５の回路における駆動周波数の共
振周波数からの変化や昇圧比の変化は上述の周波数制御
回路３を備えていることにより抑制することができる。
しかしながら、図１５の回路では、圧電トランス１の入
力容量成分と電磁トランスＴ１，Ｔ２のインダクタンス
成分とで共振回路を構成しているので、圧電トランス１
の入力容量の変化が回路へ与える影響が大きいという不
具合があった。図１７に圧電トランス１の入力容量Ｃ_pt
の温度依存性を示す。図１７の横軸は温度、縦軸は圧電
トランス１の入力容量Ｃ_ptを３０℃での入力容量Ｃ_p30
で規格化した値である。入力容量Ｃ_ptは例えば温度が±
６０℃変化すると±３０％も変化する。

【００２０】温度変化により入力容量Ｃ_ptが変化した場
合の動作について図１８ないし図２０を参照しながら説
明する。ここに、図１８は常温時の動作説明図、図１９
は高温時の動作説明図、図２０は低温時の動作説明図で
ある。また、図１８〜図２０の（ａ）はスイッチング素
子Ｑ１のゲート電圧Ｖ_g1、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ
２のゲート電圧Ｖ_g2、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１の
ドレイン電圧（両端電圧）Ｖ_d1、（ｄ）はスイッチング
素子Ｑ２のドレイン電圧（両端電圧）Ｖ_d2、（ｅ）はス
イッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉ_d1、（ｆ）はスイ
ッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉ_d2、（ｇ）は圧電ト
ランス１の１次電流Ｉ_pをそれぞれ示している。

【００２１】まず、常温時の動作について説明すると、
図１５の回路は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレ
イン電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が図１８（ｃ），（ｄ）に示すよう
に正弦波状の波形を半波整流したような波形（正弦波の
半波波形状の波形）となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２がオフである期間中にドレイン電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が０Ｖ
に戻るように電磁トランスＴ１，Ｔ２のインダクタンス
を決定してある。言い換えると、圧電トランス１の入力
容量成分と電磁トランスＴ１，Ｔ２のインダクタンス成
分との共振回路による共振電圧を各スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２それぞれの両端に発生させて所定の時間幅Ｇで
各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が
０Ｖに戻るように、電磁トランスＴ１，Ｔ２のインダク
タンスを決定している。図１５の回路では、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２をＭＯＳＦＥＴにより構成しているの
で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ期間中にスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が０Ｖに戻
ると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を構成しているＭＯ
ＳＦＥＴの寄生ダイオードによりスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のオフ期間が終わるまでスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が０Ｖにクランプされ
る。したがって、常温時においては、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が０Ｖの状態でスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる所謂ゼロボル
トスイッチングを実現でき、各スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のドレイン電流Ｉ_d1，Ｉ_d2は図１８（ｅ），（ｆ）
に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
のターンオン時に過大なサージ電流が発生することもな
いから、ターンオン時のスイッチングストレスを小さく
することができる。

【００２２】しかしながら、温度が常温よりも上昇する
と上述のように圧電トランス１の入力容量Ｃ_ptが温度上
昇とともに大きくなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
ドレイン電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2の共振電圧波形の時間幅Ｇも大
きくなるから、温度が高くなりすぎると、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時に図１９（ｃ），（ｄ）
に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電
圧Ｖ_d1，Ｖ_d2が０Ｖまで低下していないので、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時にスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２へ過大なサージ電流が流れることになる（図
１９（ｅ）参照）。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
のターンオン時までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端
に残っている電圧は圧電トランス１に充電されている電
圧なので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時
に圧電トランス１へも過大なサージ電流が流れることに
なる（図１９（ｆ）参照）。このようにスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング時にスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２へ過大なサージ電流が流れると、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２が破壊される恐れがあり、また、圧電ト
ランス１へ過大なサージ電流が流れると過振動により素
子（圧電トランス１）が破壊される恐れがあるので、動
作温度の上限が６０℃程度となっていた。

【００２３】また、温度が常温よりも低下すると上述の
ように圧電トランス１の入力容量Ｃ _ptが温度低下ととと
もに小さくなり、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレ
イン電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2の共振電圧波形の時間幅Ｇが狭くな
るから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電圧Ｖ
_d1，Ｖ_d2が図２０（ｃ），（ｄ）のような波形となる。
すなわち、スイッチングＱ１，Ｑ２のオフ時間内に共振
電圧が一度０ボルトになった後に再び発生し、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時に図２０（ｃ），
（ｄ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレ
イン電圧Ｖ_d1，Ｖ _d2が０Ｖまで低下していないので、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時にスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２へ過大なサージ電流が流れることにな
る（図２０（ｅ）参照）。また、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のターンオン時までスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の両端に残っている電圧は圧電トランス１に充電され
ている電圧なので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のター
ンオン時に圧電トランス１へも過大なサージ電流が流れ
ることになる（図２０（ｆ）参照）。このため、図１５
の回路では動作温度の下限が０℃程度となっていた。

【００２４】要するに、図１５の回路では動作させる温
度範囲が０℃〜６０℃程度に限定されていた。これに対
して、一般の照明分野や車載用の照明分野では、−３０
℃〜１２０℃程度の温度範囲で使用できること（動作温
度範囲が−３０℃〜１２０℃であること）が要求されて
おり、図１５の回路を一般の照明分野や車載用の照明分
野に適用できなかった。また、図１５の回路では、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオフすることで発振を
停止させて回路の保護を図ろうとすると、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２に過大なサージ電圧が印加されてしまう
という不具合もあった。

【００２５】ところで、温度変化により圧電トランス１
の入力容量Ｃ_ptが変化しても共振回路の共振周波数の変
化が少なくなるようにした（つまり、共振回路の容量成
分に占める圧電トランス１の入力容量Ｃ_ptの割合を小さ
くした）電源装置として、特開平１１−１３６９５８号
公報に開示されたインバータ装置が知られている。この
公報に開示されたインバータ装置は、例えば図２１に示
す回路構成を有し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれ
ぞれコンデンサＣ_s1，Ｃ_s2を並列接続しており、圧電ト
ランス１の入力容量成分に２つのコンデンサＣ_s1，Ｃ_s2
が等価的に（等価回路で考えると）並列接続されること
になる。なお、図２１に示す回路において図１５の回路
と同様の構成要素には同一の符号を付してある。

【００２６】しかして、図２１に示すインバータ装置で
は、共振回路の容量成分が圧電トランス１の入力容量Ｃ
_pt、コンデンサＣ_s1，Ｃ_s2の合成容量となるので、温度
が変化して圧電トランス１の入力容量Ｃ_ptが変化しても
上記合成容量の変化の割合を入力容量Ｃ_ptの変化の割合
に比べて小さくすることができるから、温度が変動して
もスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチン
グを実現でき、温度変動によってスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２に過大なサージ電流が流れるのを防ぐことが可
能になる。

【００２７】なお、図２１に示すインバータ装置では、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオフして発振を停
止させた場合にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へ過大なサ
ージ電圧が印加されるのを防止することもできる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図２１に示
した従来構成のインバータ装置を−３０℃〜１２０℃の
温度範囲で使用できるようにするには、コンデンサ
Ｃ_s1，Ｃ_s2の容量を少なくとも圧電トランス１の入力容
量Ｃ_ptの２〜３倍の大きさに設定する必要があり、圧電
トランス１の入力容量成分とコンデンサＣ_s1，Ｃ_s2との
合成容量はコンデンサＣ_s1，Ｃ_s2が設けられていない場
合の３〜４倍の容量となる。一方、圧電トランス１の駆
動電圧が同じであれば、容量が増えた分だけ共振電流が
増加するので、−３０℃〜１２０℃の温度範囲に対応で
きるようにした場合、コンデンサＣ_s1，Ｃ_s2を設けてい
ないときに比べて３〜４倍の共振電流が流れることにな
る。このため、図２１のインバータ装置では、図１５の
回路に比べて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン抵抗
を小さくする必要があり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
のサイズが大きくなってしまうとともにスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２のコストが高くなってしまうという不具合
があった。また、図２１のインバータ装置では、上述の
ように図１５の回路に比べて３〜４倍の共振電流が流れ
るので、電磁トランスＴ１，Ｔ２を大型化する必要があ
り、圧電トランス１で小型化および薄型化を図っている
にも関わらず装置全体のサイズが大型化してしまうとい
う不具合があった。

【００２９】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、低い電源電圧でも高い電圧を負荷へ
供給でき、且つ、装置全体を大型化することなく広い温
度範囲に対応できる電源装置を提供することにある。

【００３０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源と、１次側に共振用イ
ンダクタンス要素が接続され２次出力を負荷へ与える圧
電トランスと前記共振用インダクタンス要素との直列共
振回路と、前記共振用インダクタンス要素とは別のイン
ダクタンス要素とスイッチング素子と容量素子とからな
り前記直流電源を電源として前記スイッチング素子の両
端電圧を前記直列共振回路へ供給し且つ前記スイッチン
グ素子の両端電圧が正弦波の半波波形状となるような駆
動回路とを備えることを特徴とするものであり、前記直
列共振回路と前記駆動回路とを備えていることにより、
圧電トランスの入力容量と関係なく前記スイッチング素
子の両端電圧を正弦波の半波波形状とすることができ、
温度変動によってスイッチング素子のスイッチング時に
過大なサージ電流が流れるのを防ぐことができるから、
より広い温度範囲で使用することができ、しかも、圧電
トランスの入力容量成分と並列的に接続されるコンデン
サを設けた従来構成のように共振電流が大幅に増大する
ことによる部品の大型化を防ぐことができる。また、温
度が変動しても圧電トランスへの入力電流が正弦波状の
波形になるので、圧電トランスを効率よく駆動できる。
また、圧電トランスの入力容量成分と前記共振用インダ
クタンス要素との直列共振を利用しているので、直列共
振による昇圧作用を利用して負荷へ高電圧を供給するこ
とができ、直流電源としてより低電圧のものに対応する
ことが可能になる。

【００３１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の両端間に第１のチ
ョークコイルを介して接続された第１のスイッチング素
子と、前記直流電源の両端間に第２のチョークコイルを
介して接続された第２のスイッチング素子とを備え、第
１のチョークコイルと第１のスイッチング素子との接続
点と第２のチョークコイルと第２のスイッチング素子と
の接続点との間に前記直列共振回路が挿入され、前記別
のインダクタンス要素は、前記各チョークコイルよりな
り、前記容量素子は、前記直列共振回路に並列的に接続
されたコンデンサよりなるので、駆動回路がプッシュプ
ル構成となり、高電圧を効率良く負荷へ供給することが
できる。

【００３２】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の高電位側に１次側
端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側との
間に第１のスイッチング素子が挿入された第１のオート
トランスと、前記直流電源の高電位側に１次側端子が接
続され中間端子と前記直流電源の低電位側との間に第２
のスイッチング素子が挿入された第２のオートトランス
とを備え、第１のオートトランスの２次側端子と第２の
オートトランスの２次側端子との間に前記直列共振回路
が挿入され、前記別のインダクタンス要素は、前記各オ
ートトランスよりなり、前記容量素子は、前記直列共振
回路に並列的に接続されたコンデンサよりなるので、駆
動回路がプッシュプル構成となり、高電圧を効率良く負
荷へ供給することができる。

【００３３】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、前記圧電トランスの共振周波数をｆ
₀、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧
の周波数をｆ₂、前記直列共振回路の共振周波数をｆ₁、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数をｆ_rとす
るとき、ｆ₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂の条件を満たすようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段を有するので、圧電ト
ランスの入力容量がスイッチング素子の両端電圧へ影響
しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給することができ
る。

【００３４】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、前記直列共振回路に複数個のコイルおよび複数個の
コンデンサを接続してｎ重共振回路を構成し、前記直列
共振回路にｎ番目に接続されるコイルと前記直列共振回
路にｎ番目に接続されるコンデンサとの共振周波数をｆ
_1n、前記圧電トランスの共振周波数をｆ₀、前記スイッ
チング素子の両端間に発生する共振電圧の周波数を
ｆ₂、前記直列共振回路の共振周波数をｆ₁₁、前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をｆ_rとするとき、
ｆ_1n＜ｆ_1n-1＜…＜ｆ₁₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂の条件を満た
すようにスイッチング素子を制御する制御手段を有する
ので、圧電トランスの入力容量がスイッチング素子の両
端電圧へ影響しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給す
ることができる。

【００３５】請求項６の発明は、請求項３の発明におい
て、前記共振用インダクタンス要素は、前記オートトラ
ンスのリーケージインダクタンス成分よりなるので、部
品点数を少なくすることができる。

【００３６】請求項７の発明は、請求項２または請求項
３の発明において、前記コンデンサは、第１のスイッチ
ング素子および第２のスイッチング素子それぞれに並列
接続されているので、各スイッチング素子に流れる電流
の高調波成分を少なくすることができ、スイッチングノ
イズなどのノイズを抑制することができる。

【００３７】請求項８の発明は、請求項２または請求項
３の発明において、チョッパ用スイッチング素子を含み
前記直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動
回路の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えるので、
直流電源の電圧範囲を広くすることができる。つまり、
入力電圧範囲を広くできる。

【００３８】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記チョッパ用スイッチング素子をＰＷＭ制御する
手段を有するので、前記チョッパ用スイッチング素子を
周期一定でオン期間のみ変えることによって前記チョッ
パ回路の出力電圧を略一定にすることができる。

【００３９】請求項１０の発明は、請求項８または請求
項９の発明において、前記チョッパ回路が、昇圧チョッ
パ回路なので、直流電源を昇圧して駆動回路の電源とす
ることができる。

【００４０】請求項１１の発明は、請求項８または請求
項９の発明において、前記チョッパ回路が、降圧チョッ
パ回路なので、直流電源を降圧して駆動回路の電源とす
ることができる。

【００４１】請求項１２の発明は、請求項８または請求
項９の発明において、前記チョッパ回路が、昇降圧チョ
ッパ回路なので、入力電圧の範囲をより一層広くするこ
とができる。

【００４２】請求項１３の発明は、請求項１ないし請求
項１２の発明において、前記負荷が放電灯なので、一般
の照明分野や車載用の照明分野で用いられる放電灯を所
望の温度範囲で点灯させることができる。

【００４３】請求項１４の発明は、請求項１ないし請求
項１３の発明において、前記スイッチング素子がＭＯＳ
ＦＥＴよりなることを特徴とする。

【００４４】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本実施形態の電源
装置は図１に示す構成を有する。すなわち、本実施形態
の電源装置は、直流電源Ｅと、１次側に共振用インダク
タンス要素たるチョークコイルＬ₁が接続され２次出力
を放電灯のような負荷２へ与える圧電トランス１とチョ
ークコイルＬ₁との直列共振回路と、直流電源Ｅを電源
として圧電トランス１を駆動するプッシュプル構成の駆
動回路とを備えている。

【００４５】駆動回路は、直流電源Ｅの両端間にインダ
クタンス要素たるチョークコイルＬ ₀₁を介して接続され
たＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１と、直流
電源Ｅの両端間にインダクタンス要素たるチョークコイ
ルＬ₀₂を介して接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッ
チング素子Ｑ２とを備え、チョークコイルＬ₀₁とスイッ
チング素子Ｑ１との接続点とチョークコイルＬ₀₂とスイ
ッチング素子Ｑ２との接続点との間に上述の直列共振回
路が挿入され、上述の直列共振回路に容量素子たるコン
デンサＣ₁が並列的に接続されている。ここにおいて、
圧電トランス１は、一方の１次電極がチョークコイルＬ
₁の一端に接続され、他方の１次電極がチョークコイル
Ｌ₀₂とスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続されてお
り、圧電トランス１の入力容量成分とチョークコイルＬ
₁とが等価的に直列接続されるようになっている。要す
るに、圧電トランス１の入力容量成分とチョークコイル
Ｌ ₁とで直列共振させるようになっている。また、コン
デンサＣ₁の一端はチョークコイルＬ₀₁とスイッチング
素子Ｑ１との接続点に接続され、コンデンサＣ₁の他端
はチョークコイルＬ₀₂とスイッチング素子Ｑ２との接続
点に接続されている。したがって、圧電トランス１の入
力容量成分とチョークコイルＬ₁との直列回路にコンデ
ンサＣ₁が並列接続されるのと等価になっている。

【００４６】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない
制御手段たる制御回路によって交互にオンオフされる
（他励制御される）。ここに、制御回路は、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を制御できるよ
うに構成されている。

【００４７】すなわち、本実施形態の電源装置は、２つ
のチョークコイルＬ₀₁，Ｌ₀₂と、交互にオンオフされる
２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを備えたプッシュ
プル構成の駆動回路に、圧電トランス１の入力容量成分
とチョークコイルＬ₁とからなる直列共振回路を設ける
とともに、当該直列共振回路にコンデンサＣ₁を並列的
に接続してあり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電
圧を上述の直列共振回路へ供給するようになっている。
ここにおいて、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電
圧はそれぞれ正弦波の半波波形状の波形となり、圧電ト
ランス１の１次側には正弦波状の電圧が入力されること
になる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端には
当該スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフの期間に上述の
正弦波の半波波形状の電圧（以下、この電圧を共振電圧
と称す）が発生する。この共振電圧の波形は、コンデン
サＣ₁（およびチョークコイルＬ₀₁，Ｌ₀₂）を含むＬＣ
共振回路の共振周波数により決まる。つまり、当該ＬＣ
共振回路の容量性の共振要素はコンデンサＣ₁であり、
コンデンサＣ₁は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がゼロ
ボルトスイッチングされるように容量が設定されてい
る。

【００４８】ところで、本実施形態では、圧電トランス
１の入力容量成分とチョークコイルＬ₁との直列共振回
路の共振周波数ｆ₁が圧電トランス１の共振周波数ｆ₀よ
りも十分に低くなるように設定され（チョークコイルＬ
₁のインダクタンスが設定され）、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のスイッチング周波数（駆動周波数）ｆ_rを圧
電トランス１の共振周波数ｆ₀よりも高い周波数領域で
周波数制御するようになっている。

【００４９】本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のスイッチング周波数ｆ_rが上述の直列共振回路の
共振周波数ｆ₁よりも十分に高く設定してあるので、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング周波数ｆ_rで
交互にオンオフさせている場合（つまり、プッシュプル
動作させている場合）、上述の直列共振回路が等価的に
誘導性要素となり、圧電トランス１の入力容量がスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２それぞれの両端電圧に影響しにく
くなる。

【００５０】本実施形態における圧電トランス１の出力
特性は、図７に示すように２つの共振ピークを有する２
重共振特性となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイ
ッチング周波数ｆ_rを圧電トランス１の共振周波数ｆ₀と
上述のＬＣ共振回路の共振周波数ｆ₂との間の周波数領
域（以下、他励制御周波数領域と称す）で適宜変化させ
る（上述の制御回路にて他励制御する）ことにより所定
の出力を得ることができる。ここで、他励制御周波数領
域を圧電トランス１の共振周波数ｆ₀よりも高い周波数
領域に設定してあるのは、圧電トランス１の共振周波数
ｆ₀より低い周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をス
イッチングすると、圧電トランス１の非線形性が大きく
なり圧電トランス１が破壊される恐れがあるからであ
る。

【００５１】以下、温度が変化したときの圧電トランス
１の出力電圧の周波数特性の変化について図３を参照し
ながら説明する。

【００５２】図３において、実線で示すイは常温時にお
ける出力電圧の周波数特性、一点鎖線で示すロは高温時
における出力電圧の周波数特性、二点鎖線で示すハは低
温時における出力電圧の周波数特性であり、常温時にお
ける上述の直列共振回路の共振周波数をｆ₁、高温時に
おける上述の直列共振回路の共振周波数をｆ_1H、低温時
における上述の直列共振回路の共振周波数をｆ_1Cとす
る。

【００５３】温度が変化すると、圧電トランス１の入力
容量（以下、入力容量Ｃｄと称す）が変化するので、圧
電トランス１の入力容量成分とチョークコイルＬ₁のイ
ンダクタンスとで決まる共振周波数が変化する。すなわ
ち、温度が常温から高温になると上述の直列共振回路の
共振周波数がｆ₁からｆ_1Hに変化し出力特性が変化する
が、上記制御回路によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
のスイッチング周波数（駆動周波数）をｆ_rからｆ_rHへ
移行させることで出力電圧を一定に制御できる。また、
温度が常温から低温になると上述の直列共振回路の共振
周波数がｆ₁からｆ_1Cに変化し出力特性が変化するが、
上記制御回路によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のス
イッチング周波数（駆動周波数）をｆ_rからｆ_rCへ移行
させることで出力を一定に制御できる。

【００５４】いま、図１に示す電源装置において、圧電
トランス１の共振周波数ｆ₀が６０ｋＨｚ、圧電トラン
ス１の入力容量Ｃｄが３０ｎＦ、チョークコイルＬ₁の
インダクタンスが３５０μＨ、コンデンサＣ₁の容量が
３０ｎＦ、チョークコイルＬ₀ ₁，Ｌ₀₂のインダクタンス
がそれぞれ６００μＨ、出力一定として、温度を変化さ
せたときの動作について図４ないし図６を参照しながら
説明する。ここにおいて、図４は３０℃（常温）時の動
作説明図、図５は１２０℃（高温）時の動作説明図、図
６は−３０℃（低温）時の動作説明図である。また、図
４〜図６の（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧
Ｖ_g1、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧
（両端電圧）Ｖ_d1、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のド
レイン電流Ｉ_d1、（ｄ）は圧電トランス１の１次電流Ｉ
_pである。

【００５５】３０℃のときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２のスイッチング周波数は６５ｋＨｚ、１２０℃のとき
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は
６１ｋＨｚ、−３０℃のときのスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のスイッチング周波数は６８ｋＨｚとなり、−３０
℃〜１２０℃の温度範囲でもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２のゼロボルトスイッチングが実現されている。なお、
このような周波数制御は、上記制御回路として、例えば
従来例で説明した図１５の周波数制御回路３を採用する
ことで実現できる。

【００５６】しかして、本実施形態では、上述の直列共
振回路と上述の駆動回路とを備えていることにより、圧
電トランス１の入力容量Ｃｄと関係なくスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2を正弦波の半波波形
状の電圧波形とすることができ、温度変動によってスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング時に過大なサー
ジ電流が流れるのを防ぐことができるから、より広い温
度範囲（−３０℃〜１２０℃）で使用することができ、
しかも、図２１の従来例で説明した圧電トランス１の入
力容量成分と並列的にコンデンサＣ_s1，Ｃ_s2を設けた場
合のように共振電流が大幅に増大することによるスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２などの部品の大型化を防ぐことが
できる。また、温度が変動しても圧電トランス１への入
力電流（１次電流Ｉ_p）が正弦波状の波形になるので、
圧電トランス１を効率よく駆動できる。また、圧電トラ
ンス１の入力容量成分と共振用インダクタンス要素たる
チョークコイルＬ₁との直列共振を利用しているので、
直列共振による昇圧作用を利用して圧電トランス１へ高
電圧を供給することができ、結果として負荷２へより高
電圧を供給することができ、直流電源Ｅとしてより低電
圧のものに対応することが可能になる。

【００５７】なお、本実施形態では、圧電トランス１の
入力容量成分とチョークコイルＬ₁とを直列共振させて
いるので、直列共振の昇圧作用を利用でき、上記各従来
例で説明した電磁トランスＴ１、Ｔ２の代わりにチョー
クコイルＬ₀₁，Ｌ₀₂を用いている。

【００５８】（実施形態２）本実施形態の基本構成は実
施形態１と略同じであって、図７に示すように、それぞ
れオートトランスよりなる２つの電磁トランスＴ１，Ｔ
２を有するプッシュプル構成の駆動回路を用いている点
に特徴がある。なお、実施形態１と同様の構成要素には
同一の符号を付して説明を省略する。

【００５９】すなわち、本実施形態における駆動回路
は、直流電源Ｅの高電位側に１次側端子が接続され中間
端子と直流電源Ｅの低電位側との間にスイッチング素子
Ｑ１が挿入された電磁トランスＴ１と、直流電源Ｅの高
電位側に１次側端子が接続され中間端子と直流電源Ｅの
低電位側との間にスイッチング素子Ｑ２が挿入された電
磁トランスＴ２とを備え、電磁トランスＴ１の２次側端
子と電磁トランスＴ２の２次側端子との間に上述の直列
共振回路が挿入され、上述の直列共振回路に容量素子た
るコンデンサＣ₁が並列的に接続されている。ここにお
いて、本実施形態では、コンデンサＣ₁と電磁トランス
Ｔ１，Ｔ２のインダクタンス成分とにより実施形態１で
説明したＬＣ共振回路を構成している。

【００６０】しかして、本実施形態においても、実施形
態１と同様、圧電トランス１の入力容量Ｃｄと関係なく
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2を正
弦波の半波波形状の電圧波形とすることができ、温度変
動によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング
時に過大なサージ電流が流れるのを防ぐことができるか
ら、より広い温度範囲（−３０℃〜１２０℃）で使用す
ることができ、しかも、図２１の従来例で説明した圧電
トランス１の入力容量成分と並列的にコンデンサＣ_s1，
Ｃ_s2を設けた場合のように共振電流が大幅に増大するこ
とによるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２などの部品の大型
化を防ぐことができる。また、温度が変動しても圧電ト
ランス１への入力電流（１次電流Ｉ_p）が正弦波状の波
形になるので、圧電トランス１を効率よく駆動できる。
また、圧電トランス１の入力容量成分と共振用インダク
タンス要素たるチョークコイルＬ₁との直列共振を利用
しているので、直列共振による昇圧作用を利用して圧電
トランス１へ高電圧を供給することができ、結果として
負荷２へより高電圧を供給することができ、直流電源Ｅ
としてより低電圧のものに対応することが可能になる。

【００６１】（実施形態３）本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態１と略同じであって、図８に示すよう
に、チョークコイルＬ₀₁とスイッチング素子Ｑ１との接
続点とチョークコイルＬ₁との間にチョークコイルＬ₂を
挿入し、チョークコイルＬ₂とチョークコイルＬ₁と圧電
トランス１との直列回路にコンデンサＣ₂を並列的に接
続した点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要
素には同一の符号を付して説明を省略する。

【００６２】要するに、本実施形態の電源装置は、実施
形態１の電源装置におけるチョークコイルＬ₀₁，Ｌ₀₂と
コンデンサＣ₁とからなるＬＣ共振回路（以下、第１の
ＬＣ共振回路と称す）に、チョークコイルＬ₂とコンデ
ンサＣ₂とを含む第２のＬＣ共振回路を追加した点に特
徴がある。ここにおいて、第２のＬＣ共振回路の共振周
波数は、上述の直列共振回路の共振周波数よりも低く設
定してある。

【００６３】しかして、本実施形態では、圧電トランス
１の入力容量Ｃｄがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端
電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2へ影響しにくくなる。

【００６４】なお、図８の電源装置にさらに第３のＬＣ
共振回路、第４のＬＣ共振回路、…、第ｎのＬＣ共振回
路を追加して図９のような電源装置を構成してもよい。
ここに、第ｎのＬＣ共振回路は、チョークコイルＬｎと
コンデンサＣｎとを含んで構成される。この場合、第２
のＬＣ共振回路の共振周波数ｆ₁₂は上述の直列共振回路
の共振周波数ｆ₁₁よりも低く設定され、第３のＬＣ共振
回路の共振周波数ｆ₁₃は共振周波数ｆ₁₂よりも低く設定
され、第ｎのＬＣ共振回路の共振周波数ｆ_1nは共振周波
数ｆ_1n-1よりも低く設定されている。要するに、ＬＣ共
振回路を一段ずつ追加していく毎にその共振周波数を低
下させてあり、圧電トランス１の出力電圧の周波数特性
は図１０に示すような特性になる。

【００６５】図９の電源装置では、上述の直列共振回路
に複数個のコイルおよび複数個のコンデンサを接続して
ｎ重共振回路を構成し、上述の直列共振回路にｎ番目に
接続されるコイルと上述の直列共振回路にｎ番目に接続
されるコンデンサとの共振周波数をｆ_1n、前記圧電トラ
ンスの共振周波数をｆ₀、前記スイッチング素子の両端
間に発生する共振電圧の周波数をｆ₂、上述の直列共振
回路の共振周波数をｆ₁ ₁、前記スイッチング素子のスイ
ッチング周波数をｆ_rとするとき、ｆ_1n＜ｆ_1n-1＜…＜
ｆ₁₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂の条件を満たすようにスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２を制御する制御手段を有している。図
９の電源装置では、ＬＣ共振回路の段数を増やすほど、
圧電トランス１の入力容量Ｃｄがスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の両端電圧Ｖ_d1，Ｖ_d2へ与える影響を小さくす
ることができる。

【００６６】（実施形態４）本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態２と略同じであって、図１１に示すよ
うに、電磁トランスＴ１，Ｔ２の代わりにリーケージト
ランスＴ１_L，Ｔ２_Lを用い、各リーケージトランスＴ１
_L，Ｔ２_Lそれぞれのリーケージインダクタンス成分
Ｌ_1L，Ｌ_2Lと圧電トランス１の入力容量成分とで直列共
振回路を構成している点に特徴がある。要するに、リー
ケージインダクタンス成分Ｌ_1L，Ｌ_2Lの合成インダクタ
ンスがチョークコイルＬ₁のインダクタンスに等価にな
るようにしてある。なお、実施形態２と同様の構成要素
には同一の符号を付して説明を省略する。

【００６７】しかして、本実施形態では、実施形態２と
同様の効果があるだけではなく、各リーケージトランス
Ｔ１_L，Ｔ２_Lそれぞれのリーケージインダクタンス成分
Ｌ_1L，Ｌ_2Lが上述の直列共振回路の共振用インダクタン
ス要素を兼ねるので、実施形態２で説明したチョークコ
イルＬ₁が不要になり、部品数を少なくすることができ
る。

【００６８】（実施形態５）実施形態の電源装置の基本
構成は実施形態１と略同じであって、圧電トランス１と
チョークコイルＬ₁との直列共振回路にコンデンサＣ₁を
並列接続する代わりに、図１２に示すように各スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２それぞれにコンデンサＣ ₁₁，Ｃ₁₂を
並列接続した点に特徴がある。なお、実施形態１と同様
の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

【００６９】図１３に動作波形を示すが、同図（ａ）は
スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧Ｖ_g1、（ｂ）はスイ
ッチング素子Ｑ１のドレイン電圧（両端電圧）Ｖ_d1、
（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉ_d1、
（ｅ）は圧電トランス１の１次電流Ｉ_pである。なお、
スイッチング素子Ｑ２に流れるドレイン電流Ｉ_d2の波形
もスイッチング素子Ｑ１に流れる電流Ｉ_d1と同様であ
る。

【００７０】本実施形態では、各スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２それぞれにコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂が並列接続さ
れていることにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流
れるドレイン電流Ｉ_d1，Ｉ_d2の波形に含まれる高調波成
分が実施形態１に比べて少なく、スイッチングノイズな
どのノイズを抑制することができる。

【００７１】（実施形態６）本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態１と略同じであり、図１４に示すよう
に、直流電源Ｅと駆動回路との間に、ＭＯＳＦＥＴより
なるスイッチング素子Ｑ３、電流保持手段たるダイオー
ドＤを備えたチョッパ回路２５を挿入してある点に特徴
がある。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の
符号を付して説明を省略する。

【００７２】本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の
両端電圧Ｖ_d1およびスイッチング素子Ｑ２の両端電圧Ｖ
_d2が所定の電圧値になるように、チョッパ回路２５のス
イッチング素子Ｑ３をＰＷＭ制御する手段を備えている
ので、より広い入力電圧範囲に対応できる。

【００７３】なお、図１４に示した電源装置では、チョ
ッパ回路２５として、スイッチング素子Ｑ３とダイオー
ドＤからなる降圧チョッパ回路を採用しているが、チョ
ッパ回路２５としては、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョ
ッパ回路を採用してもよいことは勿論である。

【００７４】

【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源と、１次側
に共振用インダクタンス要素が接続され２次出力を負荷
へ与える圧電トランスと前記共振用インダクタンス要素
との直列共振回路と、前記共振用インダクタンス要素と
は別のインダクタンス要素とスイッチング素子と容量素
子とからなり前記直流電源を電源として前記スイッチン
グ素子の両端電圧を前記直列共振回路へ供給し且つ前記
スイッチング素子の両端電圧が正弦波の半波波形状とな
るような駆動回路とを備えるものであり、前記直列共振
回路と前記駆動回路とを備えていることにより、圧電ト
ランスの入力容量と関係なく前記スイッチング素子の両
端電圧を正弦波の半波波形状とすることができ、温度変
動によってスイッチング素子のスイッチング時に過大な
サージ電流が流れるのを防ぐことができるから、より広
い温度範囲で使用することができ、しかも、圧電トラン
スの入力容量成分と並列的に接続されるコンデンサを設
けた従来構成のように共振電流が大幅に増大することに
よる部品の大型化を防ぐことができるという効果があ
る。また、温度が変動しても圧電トランスへの入力電流
が正弦波状の波形になるので、圧電トランスを効率よく
駆動できるという効果がある。また、圧電トランスの入
力容量成分と前記共振用インダクタンス要素との直列共
振を利用しているので、直列共振による昇圧作用を利用
して負荷へ高電圧を供給することができ、直流電源とし
てより低電圧のものに対応することが可能になるという
効果がある。

【００７５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の両端間に第１のチ
ョークコイルを介して接続された第１のスイッチング素
子と、前記直流電源の両端間に第２のチョークコイルを
介して接続された第２のスイッチング素子とを備え、第
１のチョークコイルと第１のスイッチング素子との接続
点と第２のチョークコイルと第２のスイッチング素子と
の接続点との間に前記直列共振回路が挿入され、前記別
のインダクタンス要素は、前記各チョークコイルよりな
り、前記容量素子は、前記直列共振回路に並列的に接続
されたコンデンサよりなるので、駆動回路がプッシュプ
ル構成となり、高電圧を効率良く負荷へ供給することが
できるという効果がある。

【００７６】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の高電位側に１次側
端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側との
間に第１のスイッチング素子が挿入された第１のオート
トランスと、前記直流電源の高電位側に１次側端子が接
続され中間端子と前記直流電源の低電位側との間に第２
のスイッチング素子が挿入された第２のオートトランス
とを備え、第１のオートトランスの２次側端子と第２の
オートトランスの２次側端子との間に前記直列共振回路
が挿入され、前記別のインダクタンス要素は、前記各オ
ートトランスよりなり、前記容量素子は、前記直列共振
回路に並列的に接続されたコンデンサよりなるので、駆
動回路がプッシュプル構成となり、高電圧を効率良く負
荷へ供給することができるという効果がある。

【００７７】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、前記圧電トランスの共振周波数をｆ
₀、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧
の周波数をｆ₂、前記直列共振回路の共振周波数をｆ₁、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数をｆ_rとす
るとき、ｆ₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂の条件を満たすようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段を有するので、圧電ト
ランスの入力容量がスイッチング素子の両端電圧へ影響
しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給することができ
るという効果がある。

【００７８】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、前記直列共振回路に複数個のコイルおよび複数個の
コンデンサを接続してｎ重共振回路を構成し、前記直列
共振回路にｎ番目に接続されるコイルと前記直列共振回
路にｎ番目に接続されるコンデンサとの共振周波数をｆ
_1n、前記圧電トランスの共振周波数をｆ₀、前記スイッ
チング素子の両端間に発生する共振電圧の周波数を
ｆ₂、前記直列共振回路の共振周波数をｆ₁₁、前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をｆ_rとするとき、
ｆ_1n＜ｆ_1n-1＜…＜ｆ₁₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂の条件を満た
すようにスイッチング素子を制御する制御手段を有する
ので、圧電トランスの入力容量がスイッチング素子の両
端電圧へ影響しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給す
ることができるという効果がある。

【００７９】請求項６の発明は、請求項３の発明におい
て、前記共振用インダクタンス要素は、前記オートトラ
ンスのリーケージインダクタンス成分よりなるので、部
品点数を少なくすることができるという効果がある。

【００８０】請求項７の発明は、請求項２または請求項
３の発明において、前記コンデンサは、第１のスイッチ
ング素子および第２のスイッチング素子それぞれに並列
接続されているので、各スイッチング素子に流れる電流
の高調波成分を少なくすることができ、スイッチングノ
イズなどのノイズを抑制することができるという効果が
ある。

【００８１】請求項８の発明は、請求項２または請求項
３の発明において、チョッパ用スイッチング素子を含み
前記直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動
回路の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えるので、
直流電源の電圧範囲を広くすることができるという効果
がある。つまり、入力電圧範囲を広くできるという効果
がある。

【００８２】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記チョッパ用スイッチング素子をＰＷＭ制御する
手段を有するので、前記チョッパ用スイッチング素子を
周期一定でオン期間のみ変えることによって前記チョッ
パ回路の出力電圧を略一定にすることができるという効
果がある。

【００８３】請求項１０の発明は、請求項９の発明にお
いて、前記チョッパ回路が、昇圧チョッパ回路なので、
直流電源を昇圧して駆動回路の電源とすることができる
という効果がある。

【００８４】請求項１１の発明は、請求項９の発明にお
いて、前記チョッパ回路が、降圧チョッパ回路なので、
直流電源を降圧して駆動回路の電源とすることができる
という効果がある。

【００８５】請求項１２の発明は、請求項９の発明にお
いて、前記チョッパ回路が、昇降圧チョッパ回路なの
で、入力電圧の範囲をより一層広くすることができると
いう効果がある。

【００８６】請求項１３の発明は、請求項１ないし請求
項１２の発明において、前記負荷が放電灯なので、一般
の照明分野や車載用の照明分野で用いられる放電灯を所
望の温度範囲で点灯させることができるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の動作説明図である。

【図７】実施形態２を示す回路図である。

【図８】実施形態３を示す回路図である。

【図９】同上の他の構成例を示す回路図である。

【図１０】同上の動作説明図である。

【図１１】実施形態４を示す回路図である。

【図１２】実施形態５を示す回路図である。

【図１３】同上の動作説明図である。

【図１４】実施形態６を示す回路図である。

【図１５】従来例を示す回路図である。

【図１６】同上の動作説明図である。

【図１７】同上の動作説明図である。

【図１８】同上の動作説明図である。

【図１９】同上の動作説明図である。

【図２０】同上の動作説明図である。

【図２１】他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１圧電トランス２負荷Ｃ₁ コンデンサＥ直流電源Ｌ₀₁ チョークコイルＬ₀₂ チョークコイルＱ１，Ｑ２スイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H007 BB03 CA02 CB06 CB22 CB25 CC09 EA13 FA01 FA03 5H730 AA20 AS11 BB24 BB72 CC25 DD04 EE48 FD31 FG05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、１次側に共振用インダクタ
ンス要素が接続され２次出力を負荷へ与える圧電トラン
スと前記共振用インダクタンス要素との直列共振回路
と、前記共振用インダクタンス要素とは別のインダクタ
ンス要素とスイッチング素子と容量素子とからなり前記
直流電源を電源として前記スイッチング素子の両端電圧
を前記直列共振回路へ供給し且つ前記スイッチング素子
の両端電圧が正弦波の半波波形状となるような駆動回路
とを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】前記駆動回路は、前記直流電源の両端間
に第１のチョークコイルを介して接続された第１のスイ
ッチング素子と、前記直流電源の両端間に第２のチョー
クコイルを介して接続された第２のスイッチング素子と
を備え、第１のチョークコイルと第１のスイッチング素
子との接続点と第２のチョークコイルと第２のスイッチ
ング素子との接続点との間に前記直列共振回路が挿入さ
れ、前記別のインダクタンス要素は、前記各チョークコ
イルよりなり、前記容量素子は、前記直列共振回路に並
列的に接続されたコンデンサよりなることを特徴とする
請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記駆動回路は、前記直流電源の高電位
側に１次側端子が接続され中間端子と前記直流電源の低
電位側との間に第１のスイッチング素子が挿入された第
１のオートトランスと、前記直流電源の高電位側に１次
側端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側と
の間に第２のスイッチング素子が挿入された第２のオー
トトランスとを備え、第１のオートトランスの２次側端
子と第２のオートトランスの２次側端子との間に前記直
列共振回路が挿入され、前記別のインダクタンス要素
は、前記各オートトランスよりなり、前記容量素子は、
前記直列共振回路に並列的に接続されたコンデンサより
なることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】前記圧電トランスの共振周波数をｆ₀、
前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧の周
波数をｆ₂、前記直列共振回路の共振周波数をｆ₁、前記
スイッチング素子のスイッチング周波数をｆ_rとすると
き、ｆ₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂の条件を満たすようにスイッチ
ング素子を制御する制御手段を有することを特徴とする
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】前記直列共振回路に複数個のコイルおよ
び複数個のコンデンサを接続してｎ重共振回路を構成
し、前記直列共振回路にｎ番目に接続されるコイルと前
記直列共振回路にｎ番目に接続されるコンデンサとの共
振周波数をｆ_1n、前記圧電トランスの共振周波数を
ｆ₀、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電
圧の周波数をｆ₂、前記直列共振回路の共振周波数をｆ
₁₁、前記スイッチング素子のスイッチング周波数をｆ_r
とするとき、ｆ_1n＜ｆ_1n-1＜…＜ｆ₁₁＜ｆ₀＜ｆ_r＜ｆ₂
の条件を満たすようにスイッチング素子を制御する制御
手段を有することを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項６】前記共振用インダクタンス要素は、前記
オートトランスのリーケージインダクタンス成分よりな
ることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項７】前記コンデンサは、第１のスイッチング
素子および第２のスイッチング素子それぞれに並列接続
されてなることを特徴とする請求項２または請求項３記
載の電源装置。
【請求項８】チョッパ用スイッチング素子を含み前記
直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動回路
の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えることを特徴
とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項９】前記チョッパ用スイッチング素子をＰＷ
Ｍ制御する手段を有することを特徴とする請求項８記載
の電源装置。
【請求項１０】前記チョッパ回路は、昇圧チョッパ回
路であることを特徴とする請求項８または請求項９記載
の電源装置。
【請求項１１】前記チョッパ回路は、降圧チョッパ回
路であることを特徴とする請求項８または請求項９記載
の電源装置。
【請求項１２】前記チョッパ回路は、昇降圧チョッパ
回路であることを特徴とする請求項８または請求項９記
載の電源装置。
【請求項１３】前記負荷は、放電灯であることを特徴
とする請求項１ないし請求項１２のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項１４】前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥ
Ｔよりなることを特徴とする請求項１ないし請求項１３
のいずれかに記載の電源装置。