JPH03176992A

JPH03176992A - Ｅｌ点灯回路

Info

Publication number: JPH03176992A
Application number: JP2084569A
Authority: JP
Inventors: Kozo Iwata; 岩田　孝造; Yuji Fujita; 裕司藤田
Original assignee: Renesas Semiconductor Manufacturing Co Ltd; Kansai Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: Renesas Semiconductor Manufacturing Co Ltd; Kansai Nippon Electric Co Ltd
Priority date: 1989-04-26
Filing date: 1990-03-29
Publication date: 1991-07-31
Anticipated expiration: 2011-02-21
Also published as: JPH0817114B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】庄光上グ姻址立汀本発明は液晶デイスプレィのバックライト等に用いる有
機分散型ＥＬなどの点灯回路のうち、特に、−走躯動１
．’、１波数、１°晶効率、ＥＬの長山命を５現てきる
ＥＬ点灯回路に関する。

従来旦伎直有機分散型ＥＬは、フレキシブル、軽量、安価。

薄型等の理由により広く賞月されており、特に各種計測
器等の文字５図形を表示する液晶デイスプレィ（以下Ｌ
ＣＤと称する）のバックライトとして利用されている。

上記ＥＬを点灯させるためには、容量性負荷としてのＥ
Ｌに例えば１２０Ｖ、６００Ｈｚなどの交流電圧を印加
し、ＥＬに交流電流を流すことによっておこなう。

一方、パーソナルコンピュータなどのＬＣＤのバックラ
イトに用いる場合、パーソナルコンピュータ本体は通常
１２Ｖ程度の直流電圧しか持っておらず、ＥＬの点灯に
はこの１２Ｖ程度の直流電圧から１２０Ｖの交流電圧に
変換するＤＣ−ＡＣインバータ回路が必要である。

このインバータ回路として、従来ＥＬ用の専用インバー
タが使われており、代表的なものとして１、′Ｊ公昭Ｇ
２−１５０３２て提室されているインバータ回路がある
。このインバータ回路の構成、動作原理を第１５図を参
照して詳述する。

第１５図のインバータ回路はＥＬに接続したトランスＴ
１と、トランスＴ１の二次側にＥＬと並列接続したコン
デンサＣ３と、入力端子端子ＶｌｎとトランスＴ１との
間に設けられたスイッチング回路Ｓ１とからなる。そし
て、前記スイッチング回路Ｓ１は、トランスＴ１と入力
端子Ｖｉｎ間にエミッタ及びコレクタを接続したトラン
ジスタＱ１５− と、トランジスタＱ１のベースとコレクタ間に接続した
抵抗Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサＣ１と、トランジスタＱ
１のベースとトランスＴ１間に前記抵抗Ｒ２を介して接
続した結合用のコンデンサＣ２とからなる。

上記構成において直流電圧ＶｉｎをトランジスタＱ１の
０Ｎ−ＯＦＦ動作によって交流電圧に変換してトランス
Ｔ１の一次側に印加し、この−次側電圧にトランスＴ１
の一次巻線と二次巻線の比Ｎ２／Ｎ１をかけて得られる
二次側の出力電圧をＥＬに印加するものである。この動
作を以下に説明する。

まず、Ｖｉｎ−抵抗Ｒ１−抵抗Ｒ２−トランジスタＱ１
ベースー同エミッタートランスＴ１のコイルＮ１−ＧＮ
Ｄと電流が流れることによりトランジスタＱ１がＯＮに
なりトランスＴ（のコイルＮ１へＶｊｎが印加される。

したかってトランスＴ１のコイルＮ１に流れる電流は時
間と共に増大するので、トランスＴ１に接続されたコン
デンサＣ２への電圧も上昇する。これがトランジスタＱ
１の６ベース電流となってトランジスタＱ１はＯＮ状ｆｒ３を
維持できる。

一方、トランスＴ１のコアを通る磁束も時間と共に増大
するが、やがて飽和磁束密度に逮し、磁束の増加が停止
する。するとコンデンサＣ２への電圧か低下し、これが
トランジスタＱ（のベースバイアスを逆にするように働
くのでトランジスタＱ１は急速にＯＦＦになり、トラン
スＴ１のコイルＮ１に流れる電流が遮断されこの状態が
加速される。

ｌ・ランジスタＱ１がＯＮのときに充電されたコンデン
サＣ２の電荷はトランジスタＱ１のＯＦＦの期間に、ｖ
Ｉｎ−抵抗Ｒ１−コンデンサＣ２−トランスＴ１−ＧＮ
Ｄの経路で放電を続け、やがてトランジスタＱ１のベー
ス電圧は、同エミッタよりも高くなり、再びトランジス
タＱ１はＯＮになる。

ここで、コンデンサＣ１はトランジスタＱ１の０Ｎ−Ｏ
ＦＦ動作時の応答性を低く抑え、トランスＴＩの出力電
圧波形を方形波からサイン波に近づけると共に回路の異
常発振防止も兼ねている。

コンデンサＣ３も同様の目的及びＥＬの動作安定のため
の使用されるものであり、このコンデンサＣＩ、及びＣ
３は無くても本来の動作は可能である。

以上のように上記トランジスタＱ１の０Ｎ−ＯＦＦの繰
り返しによってＥＬに交流電圧が印加されて点灯するが
、このインバータはＥＬに印加される交流電圧の電圧値
と周波数がＶｉｎ、　Ｒ１，Ｃ２、Ｃ３，Ｔｌ、及びＥ
Ｌのインピーダンスなとによって決定される自励式のイ
ンバータで、トランジスタＱ１が０Ｎ−ＯＦＦを繰り返
すので、通常ブロッキング発振インバータと呼ばれてい
る。

また、自励式ではなく外部信号によってスイッチを０Ｎ
−ＯＦＦＬで交流電圧の周波数を決める他励式のインバ
ータについて第１６図を参照して詳述する。

第１６図の回路は、トランスＴ２とトランスＴ２の二次
側にチョークコイルＬ１とＥＬとを直列に接続し、トラ
ンスＴ２の一次側にスイッチング用のトランジスタＱ１
とＱ２を接続した構成からなり、タト部から与えられた
ＥＬ点灯周波数に相当する駆動信号により０Ｎ−ＯＦＦ
を繰り返すがトランジスタＱ１とトランジスタＱ２か同
時にＯＮすることがないように外部駆動信号は設計され
ている。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２はトランジスタＱｌ。

Ｑ２へ外部駆動信号を印加するためのものであり、コン
デンサＣ１，Ｃ２はトランジスタＱｌ、　Ｑ２のスイッ
チ特性を改善する目的で使用されている。

この＋１１１１成において、トランジスタＱ１．Ｑ２を
０Ｎ−ＯＦＦ動作によって交流電圧に変換してトランス
ＴＩの一次側に印加し、この−次側電圧にトランスＴ１
の一次巻線と二次巻線の比Ｎ２／Ｎ１をかけて得られる
二次側の出力電圧をＥＬに印加するものであるが、ＥＬ
の力率が通常０．２５程度の容量性であるので直列にチ
ョークコイルＬ１を１Φ人して力率の改善がなされる一
方、そのリアクタンス分によりＥＬの輝度低下の補償も
なされている。

か　　　　よ゛一〇− 上記による自励式ブロッキング発振回路では、ＥＬに印
加される交流電圧の周波数が回路定数とＥＬのインピー
ダンスによって決定されるが、ＥＬの静電容是か点灯１
１．ｌ１間と共に変化する傾同があるため、駆動周波数
が変動していた。これは、例えばＬＣＤのバックライト
として用いた場合、ＬＣＤの駆動周波数と同期する可能
性が高く、ちらつきの原因になっていた。さらに、動作
原理」−トランスを磁気飽和点まて使うため磁気ひずみ
によるうなりが発生したり、一つのトランスで発振と昇
圧を兼ねているためロスか大きく効率は一般的に６０％
以下であった。

一方、」１記による他励式インバータでは、ＥＬのイン
ピーダンスの経時変化によるＥＬ点灯周波数の変動はさ
けることができるが、トランスＴ２とチョークコイルＬ
１が必要であるため小型化が困難である他、変換時の損
失か多くなり変換効率も高くできないなどの欠点があっ
た。

１０ルとを直列に接続し、前記ＥＬとチョークコイルとの直
列回路の共振周波数が、交流電圧の周波数より高くなる
ようにチョークコイルのインダクタンスを設定し、前記
ＥＬとチョークコイルの直列回路の片側に、直流電源の
一方の極に接続する第１のスイッチと前記直流電源の他
方の極に接続する第２のスイッチとを備える。

これらのスイッチの開閉は外部制御回路でおこなわれる
が、前記第１のスイッチは先行しておこなわれた第２の
スイッチによるＥＬの充電電荷を放゛市させ、さらにＥ
Ｌとチョークコイルとの直列共振回路によりＥＬを逆充
電させ、第２のスイッチによるＥＬの充電電荷を放電さ
せ、さらにＥＬとチョークコイルとの直列共振回路によ
りＥＬを逆充電させて前記交流電圧の１周期を完了させ
、且つ第１のスイッチによる充電から第２のスイッチの
ｊＪ父市、及び第２のスイッチによる充電から第１のス
イッチの放電の切り換え期間に第１のスイツチ，第２の
スイッチを共に開とすることを特徴とする。

１− さらに、前記ＥＬとチョークコイルの直列回路の他端側
に前記直流電源の一方の極に接続する第３のスイッチと
、前記直流電源の他方の極に接続する第４のスイッチと
を備えたＥＬ点灯回路を開小する。

さらに−に記載３、第４のスイッチにかえて、前記ＥＬ
とチョークコイルの直列回路の他端側を前記直流電ｌ原
の一方の極と他方の極の間を、直列接続した２個のコン
デンサで２分した点に接続したＥＬ点灯回路を開示する
。

さらに、ＥＬの経時的な変化による輝度の補償をおこな
うため、前記直／Ａ７Ｔｉ〆ｈ；（に定木力出力のＤＣ
−ＤＣコンバータを用いる。

企址」−記の構成によれば、ＥＬか点灯する周波数はＥＬの
特性変化に関係なく外部制御回路の周波数によって定ま
っているので安定している。

また、チョークコイルは従来の技術の項に記載のブロッ
キング発振回路や他励式インバータに使用するトランス
に比較して共振周波数を高く設定２するので寸法を小さくでき、チョークコイルを磁気飽和
させない領域で使うため磁気ひずみによるうなりも生し
ない。

また、ＥＬとチョークコイルとの直列共振特性を利用し
、先行してＥＬに充電されている電荷を放電させ、さら
に逆方向に充電させるためエネルギーロスが少なく効率
の良いインバータが実現できる。

さらに、ＥＬとチョークコイルの直列回路の他端側に第
３、第４のスイッチを備えたのてＥＬにかかる電圧が正
負同しとなりＥＬの信頼性を向」ニする。

さらに、上記の第３、第４のスイッチにかえて直列に接
続したコンデンサで直流電源の両極間を分圧する点にＥ
Ｌとチョークコイルの直列回路の他端側を接続したので
、ＥＬには正負同し電圧が印加されるとともに万−ＥＬ
がショートシてもコンデンサが電流を制限するので、直
流電源やＤＣ−ＡＣインバータがこわれることはない。

さらに、直流電源を定電力にすることによりＥＬ３Ｌの寿命に伴う高インピーダンス化に対してＥＬの駆動
電圧か高くなり輝度低下を低減するため、見掛けｌ：Ｅ
Ｌの点灯寿命を長くする。

史胤檄以下、本発明についての一実施例を第１図を参ｉｊ（’
ｊ　Ｌで説明する。

第１図はＥＬとチョークコイルＬ１とを直列に接続し、
この直列回路のＥＬ側をＧＮＤに接続し、チョークコイ
ル側を直流電圧ＶＥＬ或はＧＮＤ端子に切り換えるスイ
ッチング素子Ｑ１．Ｑ２に接続したインバータ部分と、
前記スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にＦＥＴを用い、これ
らのＦＥＴの０Ｎ−ＯＦＦのタイミングを制御する回路
１１１ＥＬの駆動周波数ｆＥＬを発生する発振回路１２
、及び直流電圧ＶＥＬをＶｉｎから発生するｌ）　Ｃ−
Ｄ　Ｃコンバータ１３とから構成されている。

次に、この回路の動作原理を第１図と第２図のタイミン
グチャートを参！１（４して詳述する。

なお第２図において、ａ及びｂはＦＥＴの制御信号であ
りａはＬレベルてＦＥＴＱＩがＯＮ、ｂ１４はＨレベルでＦＥＴＱ２がＯＮになることを示している
。

いま仮に第２図に示す１０のタイミングであったとする
とＥＬにはＢ端子が負極性でＶ２’の電圧で充電されて
おり、ｔ○のタイミングでＦＥＴＱｉがＯＮになるとＶ
ＥＬ−Ｑｌ−Ｄｉ−Ｌｌ−ＥＬ−ＧＮＤの経路てＥＬの
電荷は放電され、その後ＥＬのＢ端子が正極性で充電さ
れるが、ＥＬとチョークコイルＬＬの直列共振特性によ
りＥＬのＢ■端子は直流電圧ＶＥＬよりさらに高いＶｌ
まで充電される（タイミングｔｌ）。この時ＥＬに流れ
る電流は零になるが、これと同時に第１図のＡ端子はｖ
ｌまで」１昇するためＦＥＴＱｌは逆バイアスになるが
ダイオードＤ１によって逆電流が阻止されＦＥＴＱｌの
制御信号がＯＮ状態でも電置か流れず、見掛け」二ＦＥ
ＴＱＩはＯＦＦになる。

次にｔ２のタイミングてＦＥＴＱ２をＯＮにするが、ｔ
ｌ−ｔ２の期間にはＦＥＴＱＩ、ＦＥＴＱ２ＪｕＯＦＦ
になっているためＥＬのＢ端子の電圧はＥＬの自己放電
てｔ２のタイミングではＶｌ’−１５＝になっている。そして、ＦＥＴＱ２をＯＮＬ、ＥＬ−Ｌ
ｌ−Ｄ２−Ｑ２−ＧＮＤの経路でＥＬの電荷の放電が進
むにつれてＥＬのＢ端子電圧は下降するが、ＥＬとチョ
ークコイルＬ１の直列共振特性により電荷か完全に放電
した後もＥＬのＢ端子はＧ　Ｎ　Ｉ）レベルよりさらに
低い一■２まて逆方向に充電される（タイミングｔ３）
。この時Ｅ　Ｌに流れる電流は零になるか、これと同時
に第１図のＡ端子は−Ｖ２まて下がるためＦＥＴＱ２は
逆バイアスになるか、ダイオードＤ２によって逆電流が
阻止され、ＦＥＴＱ２の制御信号かＯＮ状態でも電流が
流れず、見掛は上ＦＥＴＱ２はＯＦＦになる。

次にｔ４のタイミングでＦＥＴＱｌをＯＮにしＥＬ駆動
電圧のｉ周期が完了するが、ｔ３〜ｔ４の期間には前述
と同様ＦＥＴＱ１．ＦＥＴＱ２具ＯＦＦになっているた
めＥＬのＢ端子電圧は自己放電によってｔ４のタイミン
グではＶ２’になっている。以１ｔｏ−ｔ４を繰り返す
ことによってＥＬは点灯を続ける。

６一方、前記直流電圧ＶＥＬはＶｉｎから定電力出力のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１３によって発生させるが、この回
路はリンギングチョーク型のＤＣ−ＤＣコンバータで一
次側のスイッチングのＯＮ期間をＶｉｎの電圧によって
制御する回路である。また、発振回路１２は例えばＣＲ
定数を用いたμＰｃ１５５５等のタイマＩＣ等で＋１１
成でき、タイミング制御回路はフリップ・フロップやＡ
ＮＤゲートなどのロジックＩＣで構成できる。なお、コ
ンデンサＣ１は直流電圧ＶＥＬ安定化のためのバイパス
コンデンサである。

次に、別の実施例としては第１図でスイッチング素子Ｑ
ｌ、Ｑ２にＦＥＴを用いたが、このＦＥＴの代わりにバ
イポーラトランジスタやサイリスタを使用した回路があ
る。

特にサイリスタの場合にはサイリスタにトリガパルスを
与えるとＯＮになり、電流が零になる点で自動的にＯＦ
Ｆにる特徴があるが、これは前述のＦＥＴを使用した場
合に電流か零になるとＦＥＴとダイオードによってＦＥ
Ｔの制御信号がＯＮＬ７になっていても見掛は上ＯＦＦになることからサイリス
クの使用は制御信号の」二で都合か良い。この回路図と
タイミングチャート図を第３図、第４図に示す。

第３図は、第１図のＦＥＴＱｌに代えてサイリスタ構成
にした２個のトランジスタＱｌｌ、　Ｑｌ２と、第１図
のＦＥＴＱ２に代えてトランジスタＱ２にした構成の回
路である。なお、第３図はインバータ部分の回路のみを
示し、上記で説明したタイミング制御回路、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ、発振回路は省略しである。

このサイリスタ構成のトラン／スフＱｌｌ、　Ｑｌ２の
制御信号ａは第４図に示すように前述のＦＥＴのＯＮと
同しタイミングてトリガパルスを与えるだけで良く、Ｏ
ＦＦのタイミングは流れる電流が零になった時点でおこ
なわれるため、外部制御は必要ない。一方トランジスタ
Ｑ２の制御信号すは第１図と全く同してあり、これらの
スイッチング素子の制御によってＥＬに印加される交流
電圧の駆動波形、動作原理も前述の第１図、第２図で説
８明したものと全く同じである。

ところで上記の実施例はいずれもＥＬの片面はいずれも
ＧＮＤに接続したが、ＶＥＬ側に接続しても同様に動作
する。

しかしながら、いずれもＥＬに印加される電圧は正負ア
ンバランスとなる。

ＥＬの耐圧設計の問題、イオンマイグレーションの問題
等により、ＥＬには正負バランスのとれた電圧を印加す
る事が好ましい場合が多い。

そこで、正負の電圧を同じにした実施例について説明す
る。

第５図は直流電圧ＶＥＬをスイッチング素子であるＦＥ
ＴＱＩ〜Ｑ４で０Ｎ−ＯＦＦし、これをチョークコイル
ＬｌとＥＬとを直列接続した回路に印加するインバータ
部分とＦ　Ｅ　ＴＱＩ−Ｑ４のタイミングを制御する回
路１１１、駆動周波数ｆＥＬを発生する回路１２、及び
直流電圧Ｖｌｎから発生させるＤＣ−ＤＣコンバータ１
３とからＩ賛成されている。

次に、この回路の動作原理を第５図から第６図のタイミ
ングチャートを参照して詳述する。

９なお、第６図において、ａ及びＣはＦＥＴＱＩ及びＱ３
を制御する信号であり、」二はＯＨ２下はＯＦＦするこ
とを示す。

今、仮に第６図に示すＴＯのタイミングであったとする
と、第５図においてＦＥＴＯ２とＦＥＴＯ３がＯＮ状態
であり、直流電圧ＶＥＬ−Ｆ　Ｅ　ＴＯ３−ダイオード
Ｄ３−　Ｅ　Ｌ−チョークコイルＬｌ−Ｆ　Ｅ　ＴＱ２
ＧＮＤの回路か構成され、ＥＬの電圧はＢ端子を基準に
したＡ端子の電圧で第６図に示すようにＡ端子が負の極
性Ｖ３’の電圧まで充電されている。

次に、Ｔ１のタイミングてＦＥＴＯ３とを０ＦＦ１ＦＥ
ＴＱ４をＯＮＬ、ＥＬ−ＦＥＴＯ４−ＧＮＤ−ダイオー
ドＤ４−チョークコイルＬｌの回路によりＴｏで充電さ
れていたＥＬの電荷の放電を開始する。

この放電電流はチョークコイルＬｌのインダクタンスと
ＥＬのキャパシタンスの効果により時間と共に増大し、
やがて減少して零に達しＴｒ２逆方向に流れようとする
か、ＦＥＴＯ２がＯＦＦなので電流は流れない。この１
１．＋Ｊ！、′、（てＥＬ端子？［ｆＴＥはチョ−クコ
イルＬ１のインダクタンスとＥＬのキャパシタ０ンスの直列接続回路の効果により、Ｔ１時の極性とは逆
にＡ端子が正の極性でＶｌの電圧になる。

次に、Ｔ３のタイミングでは、ＦＥＴＯ４に加えてＦＥ
ＴＱＩもＯＮになり、直流電圧ＶＥＬ−Ｆ　Ｅ　ＴＱＩ
−ダイオードＤＩ−チョークコイルＬｌ−ＥＬ−ＦＥＴ
Ｏ４−Ｇ　Ｅ　Ｄの回路が構成され、直流電圧ＶＥＬか
らＥＬへ充電電流が流れるが、Ｔ２のタイミングでＥＬ
へ同極性の電荷が充電されているのでＴ３のタイミング
にわける充電電荷はＥＬの発光により消費した電力に回
路損失分を加えた分の電荷となる。

次に、Ｔ４のタイミングてはＦ　Ｅ　ＴＱＩとＦＥＴＯ
４とが０ＦＦ１ＦＥＴＱ２がＯＮになるので、ＥＬの電
荷はＴＩのタイミングとは逆方向に放電し、Ｔ５のタイ
ミングでは１１〜Ｔ２のタイミングて詳述した理由より
ＥＬはＴ２と逆の極性の電圧Ｖｌ’で充電される。

そして、最後のＴ６のタイミングではＦＥＴＯ２に加え
てＦＥＴＯ３もＯＮｔ、Ｔ３のタイミングとは逆極性で
あるがＴ３のタイミングで詳述した押出によりＥＬは充
電される。以下ＴＯ〜Ｔ６を繰り返すこと２１− によりＥＬは一定の周波数で駆動されることになり、Ｔ
Ｉ−Ｔ２及び１４〜Ｔ５タイミング間に強い発光を示す
。

ここで、ＤＩ、Ｄ３は直列共振の性質によりＥＬの充電
完了電圧Ｖ３及びＶ３’がＶＥＬよりも高くなるために
ＶＥＬ側に流れ込まないようにするためのダイオードで
、Ｄ４．Ｄ５のダイオードはＦＥＴＱＩ、Ｑ４に寄生的
に入るもので外付けする必要はない。

また、前記直流電圧ＶＥＬはＶｊｎから定電力出力のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１３によって発生させる。

次に別の実施例としては第５図でスイッチング素子Ｑｌ
−Ｑ４にＦＥＴを用いたが、このＦＥＴの代ワリにバイ
ポーラトランジスタやサイリスタも使用できる。

特にサイリスタの場合には、サイリスタをＯＮするタイ
ミングだけを外部からコントロールし、ＯＦＦの制御は
電流が零になる点で自動的にＯＦＦになる特徴がある。

この回路図とタイミングチャート図を第７図、第８図に
示す。

第７図において、スイッチング素子Ｑｌ−Ｑ２をす２イリスタに変えると共に、ＱｌとＱ３の制御にパルスト
ランスＴＰＩ　、ＴＰ２を使い、タイミング制御回路で
コントロールする。このサイリスタのＯＮのタイミング
は、前述のＦＥＴと時と全く同じで、ＯＦＦのタイミン
グは流れる電流が零でＯＦＦになるため外部制御は必要
ない。尚、第７図では第５図のＤＣ−ＤＣコンバータ、
発振回路は省略しであるが、第５図のものと同じもので
構成される。

次に、別の実施例としてＥＬとチョークコイルとの直列
回路のＥＬ側をＶＥＬ／２の電圧にし、ＥＬに充電され
る正極性の電圧と負極性の電圧か同しになるようにした
回路について第９図、第１０図を参照して説明する。

第９図は、ＥＬとチョークコイルＬ１とを直列に接続し
、この直列回路のチョークコイル側のスイッチング素子
のを前述のサイリスク構成のトランジスタＱ１１．　Ｑ
ｌ２とトランジスタＱ２で構１ｍし、ＥＬ側を直流電圧
ＶＥＬとＧＮＤの間に押入されたコンデンサＣＩ、Ｃ２
及び抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点に接続する。ただしコンデン
サＣ１とコンデンサ３− Ｃ２の静電容量値、及び抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値は
同じ値にする。このインバータ部分に加えて前述と同様
、前記トラン７スタの０Ｎ−ＯＦＦのタイミングを制御
する回路３１１．ＥＬの駆動周波数ｆＥＬカラ発生する
発振回路、＠１２．及び直流電圧ＶＥＬをＶｉｎから発
生させるＤＣ−ＤＣコンバータ１３とで構成する。

この構成によっＥＬに印加される交流電圧の動作原理は
、前述の動作原理と同しであるが、ＥＬの片側は前述の
ようにＧＮＤレベルでなく、静電容量の同じコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２を直列に並べたその中点に接続しているため
、ＥＬの片側の電圧はこの中点のレベルであるＶＥＬ／
２になり、ＥＬに印加される電圧は正負対象になってい
る。

その為ＥＬの信頼性を損なう事かないばかりか、万−Ｅ
ＬがショートしてもコンデンサＣＩ、Ｃ２が電流を制限
するので、ＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣインバー
タがこわれることがない。

次にＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。

ＥＬは劣化に伴いインピーダンスが大きいので、２４従来ＤＣ−ＡＣコンバータ第１５図のような回路では、
ＥＬの劣化とともに出力電圧や発振周波数が高くなり、
みかけ上輝度の時間的低下を防いているが、上記のごと
きＤＣ−ＡＣインバータではその機能がないためＤＣ−
ＤＣコンバータを定電力出力としてＥＬが劣化し、イン
ピーダンスが高くなっても定電力（すなわち電圧が高く
なる）出力として輝度の時間的低下を防ぐものである。

そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を第１１図乃至
第Ｉ４図を参照して次に示す。まず第１■図に示すＤＣ
−ＤＣコンバータＤＣ１はトランス　とスイッチを用い
たリンギングチョーク型で図においてＶｊｎは入力端子
、ＶＥＬは出力端子、Ｔ３はトランス、Ｑｌ２はスイッ
チング用電界効果トランジスタ、Ｒｐはピーク電流検出
用抵抗、Ｄｌｌは整流用ダイオード、Ｃ４は平滑コンデ
ンサ、Ｓｌはスイッチングパルス発生回路、Ｓ２はピー
ク電流検出回路である。上記トランスＴ２は一次側コイ
ルに入力端子ＶｉｎとトランジスタＱ２のソース、ドレ
インと抵抗Ｒｐとを直列に接続すると共２５− に、二次側コイルを出力端子ＶＥＬとＧＮＤより出力す
る。そして、上記二次側のコイルにダイオードＤｌｌを
直列に接続すると共に、ダイオードＤＩ＋を介して平滑
コンティンサＣ４を並列に接続する。

スイッチングパルス発生回路Ｓ１は入力端子Ｖｉｎより
入力電圧が印加され、第１２図に示す方形スイッチング
パルスＡ１をトランジスタＱＩ２のゲートに送出する。

ピーク電流検出回路Ｓ２はスイッチングパルス発生回路
Ｓｌの入力、及びトランジスタＱＩ２と抵抗Ｒｐの接続
点に接続される。

上記構成に基づき本性ｅＱの動作を次に示す。ます入力
６Ｒ，Ｉ子Ｖｉｎより直流人力重圧Ｖｉ１例えばＩ２Ｖ
の電圧を印加すると、トランスＴ３の一次側コイルとス
イッチングパルス発生回路Ｓｌに入力電圧Ｖｉが印加さ
れる。そして、スイッチングパルスＡＩの立ち上がりｔ
ｌｌのタイミングでトランジスタＱＩ２のゲートがＯＮ
してトランジスタＱ１２が導通し、第１２図に示すよう
に、電流１１が立ち上がる。そこで、予めピーク電流検
出回路Ｓ２に２６− おいてピーク電流Ｉｐを設定しておき、電流■１がピー
ク電流Ｉｐに達した時点ｔ２１を電圧（Ｔｐ−Ｒｐ）よ
り検出し、その時点ｊ２１でスイッチンクパルスＡＩを
ＯＦＦしてトランジスタＱ１２を遮断する。そうすると
、トランスＴ３の一次側コイルに電流■１が流れている
時、二次側コイルに電流Ｉ２１か流れようとするが、ダ
イオードＤ１１によって遮断され出力されずエネルギー
として蓄えられる。そして、−次側コイルの電流■１の
遮断と共に、−次側コイルに電流Ｉ＋の逆向きの過渡電
流が流れると、同時に二次側コイルに蓄えられたエネル
ギーかダイオードＤ１１を通して流れる。

そこで、同様にスイッチングパルスＡＩの次の立ち」二
がりｔ１２のタイミングで再びトランジスタＱ＋２が導
通し、−次側コイルに電流ＩＩが立ち」二かり、ピーク
電流Ｉｐに達した時点ｔ２２でトランジスタＱＩ２が遮
断する。」１記動作を繰返すことによりトランスＴ３の
二次側コイルにダイオードＩ）ＩＩを介して一方向に電
流Ｉ３１が流れ、出力端子ＶＥＬに直流電圧がトランス
Ｔ３により昇厚されて出＝２７− カされる。

このＩＩ、！、、出力端子をｐａとすると、Ｐａ：ｌ／
２・Ｌ１１１ｐ＠ｆ・η（但し、Ｌ：トランジスタのイ
ンダクタンス、ＩＩ）　ニー次側ピーク電流、ｆ　ニス
イツチング周波数、η：コンバータ変換効率）て与えら
れる。従って、」二式によれば、Ｌとｆは一定であり、
ηもほぼ一定となるため、ピーク電流Ｉｐをピーク電流
検出回路Ｓ２により検出して常に一定に設定することに
よりコンバータＤＣＩの出力電力Ｐａを一定に保持てき
る。更に、入力端子Ｖｌｎに印加される入力電圧ｖ１が
変動した場合、トランスＴ３の一次側コイルに流れる電
流Ｉｔの立ち」二かる傾きか変動（入力電圧穴で傾が大
きくなる）する。ところが、ピーク電流Ｉｐはピーク電
流検出回路Ｓ２によって一定に設定されているため、ト
ランジスタＱＩ２の遮断の時点が変わるだけで入力電圧
Ｖｉが変動しても出力電力Ｐａは一定になる。

次に、」二記コンバータＤＣＩの２つの具体例を第１３
図及び第（４図を参照して示す。まず第１８− ３図に示すＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２において、Ｓｌ
はスイッチングパルス発生回路Ｓ２はピーク電流検出回
路である。上記スイッチングパルス発生回路Ｓ１はＩＣ
３５２４型と呼ばれるスイッチングパルス電源制御用Ｉ
Ｃで、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ６の時定数で発振周波数
ｆを決め、出力端子Ｓ１０よりスイッチングパルスＡＩ
を出力する。ピーク電流検出回路Ｓ２はトランジスタＱ
＋３とセットリセット形フリップフロップｌ”Ｉ　と反
転回路Ｆ２と抵抗Ｒ４，Ｒ５とコンデンサＣ７とからな
る。

」二記構成において入力端子■ｉｎより入力電圧Ｖ１を
印加すると、出力Ｇ１１ｊ子８１０よりスイツイッチン
グパルスＡＩが出力し、その立ち士、がりのタイミング
てトランジスタＱＩ２が導通し、抵抗ＲｐにトランスＴ
３の一次側電流■１が流れる。

そして、電流ＩＩがピーク電流Ｉｐに達し、抵抗Ｒｐの
電圧（Ｉｐ−Ｒｐ）がトランジスタＱＩ３のベースに印
加されると、トランジスタＱＩ３が導通してコレクタ電
位が接地電位となる。そこで、フリップフロップＦｌの
人力Ｆｉｌがロウレベルと２９なって出力ＦＩ２より端子ＳＩ２にハイレベルの信号が
印加され、スイッチングパルスＡＩはＯＦＦとなる。次
に、端子Ｓ１１においてスイッチングパルスＡＩの次の
パルスの立ち上がりを検出し、パルスか立ち」二がると
、反転回路Ｆ２の入力がハイレベル、出力がロウレベル
となる。そこで、フリップフロップＦ１の出力ＦＩ３か
ハイレベルとなり、この時、入力Ｆ１１には電圧ＶＯが
加わっていてハイレベルにあるため、出力ＦＩ２はロウ
レベルとなって端子Ｓ１２に印加され、スイッチングパ
ルスＡｌが出力端子ＳＩＯより出力される。上記動作を
繰返すことによりピーク電流Ｉｐは一定に保持され、一
定の電力ｐａが出力される。

次に、第１４図に示すコンバータ（ＤＣ３）において第
１１図及び第１３図と同一参照符号は同一物を示しその
説明を省略する。第１３図はコンバータ（ＤＣ２）と相
違する点は、コンバータを内蔵したスイッチング電源制
御用Ｉ　Ｃ（ＮＥ５５ＢＩ）を用いることにより、コン
バータをピーク電流検出回路Ｓ２どしてスイッチングパ
ルス発生回路Ｓ１０と一体にＩＣに組込んたことである。

又この定電力出力のＤＣ−ＤＣコンバータ本発明のＤＣ
−ＡＣインバータに好適するのみならす、従来のブロッ
キング発振方式のインバータ第１５図の他、例えば直列
共振方式のインバータも適用できる。

発動１わ４吐以」二説明したように、本発明によるＥＬ点灯回路は外
部発振回路による周波数でＥＬを点灯するが、これはこ
のＥＬをＬＣＤのバックライトとして用いた場合、ＬＣ
Ｄとの駆動周波数と同期しない周波数に設定でき、経時
変化によるＥＬのインピーダンスの変化にも関係なく同
じ周波数で点灯できるためＬＣＤのちらつきは起こらな
い。

また、チョークコイルのインダクタンスとＥＬの静電容
量との共振周波数はＥＬ点灯周波数よりも高く設定する
ためチョークコイルか小型にできる他、このチョークコ
イルを磁気飽和させない領域で使うため磁気ひずみによ
るうなりも生しない。

一方、効果面では、原理的にチョークコイルと＝３１ＥＬのＬＣ直列共振を利用しているため、直流電圧を発
生させるＤＣ−ＤＣコンバータを含めても７０〜８０％
高効率のインバータが実現できる。

さらに、インバータの直流電圧を発生させるＤＣ＞ＤＣ
コンバータに定電力出力型のものを使うため、ＥＬの点
灯による輝度低下の補偵′が可能で、ブロッキング発振
インバータの約１．５倍の長寿命化か実現できる他、定
電力出力、定電力人力のためラップトツブ型のパーソナ
ルコンピュータなどのバッテリー駆動にも理想的なイン
バータとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図、第３図と第４図、第５図と第６図、第
７図と第８図、第９図と第１０図はそれぞれ本発明のＥ
Ｌ点灯回路図とそのタイミングチャート図である。第１１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
り、第１２図はその動作を示すタイミングチャート図で
あり、第１３図、第１４図、は第２１２図の具体的回路図である。第１５図、第１６図は従来のＥＬ点灯回路図である。１１．１１１，２１１，３１１・・・タイミング制御回路、１２・・・発振回路、１３、ＤＣＩ　、ＤＣ２，ＤＣ３・・・定電力出力のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ、Ｌ＋・・・チョークコイル、Ｔ３・・・トランス、Ｑｌ　、　　Ｑ２　、　　Ｑ３　、　　Ｑ４　、　　Ｑ
ＩＬ　　Ｑｌ２・・・スイッチング素子。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源を交流電圧に変換してＥＬに印加し、Ｅ
Ｌを点灯させるＥＬ点灯回路において、ＥＬとチヨーク
コイルとを直列に接続し、前記ＥＬとチヨークコイルと
の直列回路の共振周波数が、前記交流電圧の周波数より
高くなるようにチヨークコイルのインダクタンスを設定
し、前記ＥＬとチヨークコイルの直列回路の片側に、前
記直流電源の一方の極に接続する第１のスイツチと前記
直流電源の他方の極に接続する第２のスイツチとを具備
し、前記交流電圧の周波数に相当する周期で制御信号を
発生するタイミング制御回路を具備し、前記制御信号に
よりそれらのスイツチを制御して前記直流電源よりＥＬ
への充電を方向をかえて交互に行うにあたり、前記第１
のスイツチは先行しておこなわれた第２のスイツチによ
るＥＬの充電電荷を放電させ、さらにＥＬとチヨークコ
イルとの直列共振回路によりＥＬを逆充電させ、第２の
スイツチは、第１のスイツチによるＥＬの充電電荷を放
電させ、さらにＥＬとチヨークコイルとの直列共振回路
によりＥＬ逆充電させて前記交流電圧の１周期を完了さ
せ、且つ第１のスイツチによる充電から第２のスイツチ
の放電、及び第２のスイツチによる充電から第１のスイ
ツチの放電への切り換え期間に第１のスイツチ，第２の
スイツチを共に開とするタイミングに前記制御信号が設
定されていることを特徴とするＥＬ点灯回路。
（２）前記ＥＬとチヨークコイルとの直列回路の他方側
を、前記直流電源の両極間をコンデンサの直列回路で２
分する点に接続したことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のＥＬ点灯回路。
（３）直流電源を交流電圧に変換して、ＥＬに印加し、
ＥＬを点灯させるＥＬ点灯回路において、ＥＬとチヨークコイルを直列接続し、前記ＥＬとチヨー
クコイルとの直列回路の共振周波数が、前記交流電圧の
周波数より高くなるようにチョークコイルのインダクタ
ンスを設定し、前記ＥＬとチョークコイルとの直列回路
には、前記直流電源の一方の極に接続するスイッチを両
端に具備し、かつ前記直流電源の他方の極に接続するス
イッチを各々具備し、制御信号を前記交流の周期に相当
する周期で発生するタイミング制御回路を具備し、前記
制御信号によりそれらのスイッチを制御して前記直流電
源よりＥＬへの充電を方向をかえて交互に行うにあたり
、先行して行われたＥＬへの反対方向の充電電荷を前記
ＥＬとチョークコイルとの直列回路の両端を閉じ放電さ
せ、共振現象によるＥＬへの逆充電の後、スイッチを切
り換え前記直流電源に前記ＥＬとチョークコイルとの直
列回路を接続し、一方への電源よりの充電と他方への放
電（及び他方への電源からの放電と一方への放電）の間
にスイッチ開となる時間を有するごとく制御信号のタイ
ミングが設定されていることを特徴とするＥＬ点灯回路
。
（４）定電力出力のＤＣ−ＤＣコンバータと前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの直流電圧を交流電圧にかえるＤＣ−Ａ
Ｃインバータを含むＥＬ点灯回路。
（５）前記直流電源が、定電力出力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータであることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は
第２項又は第３項に記載のＥＬ点灯回路。