JPH03176992A - El点灯回路 - Google Patents
El点灯回路Info
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- JPH03176992A JPH03176992A JP2084569A JP8456990A JPH03176992A JP H03176992 A JPH03176992 A JP H03176992A JP 2084569 A JP2084569 A JP 2084569A JP 8456990 A JP8456990 A JP 8456990A JP H03176992 A JPH03176992 A JP H03176992A
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- switch
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- choke coil
- coil
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Links
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Landscapes
- Control Of Indicators Other Than Cathode Ray Tubes (AREA)
- Control Of El Displays (AREA)
- Electroluminescent Light Sources (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
庄光上グ姻址立汀
本発明は液晶デイスプレィのバックライト等に用いる有
機分散型ELなどの点灯回路のうち、特に、−走躯動1
.’、1波数、1°晶効率、ELの長山命を5現てきる
EL点灯回路に関する。
機分散型ELなどの点灯回路のうち、特に、−走躯動1
.’、1波数、1°晶効率、ELの長山命を5現てきる
EL点灯回路に関する。
従来旦伎直
有機分散型ELは、フレキシブル、軽量、安価。
薄型等の理由により広く賞月されており、特に各種計測
器等の文字5図形を表示する液晶デイスプレィ(以下L
CDと称する)のバックライトとして利用されている。
器等の文字5図形を表示する液晶デイスプレィ(以下L
CDと称する)のバックライトとして利用されている。
上記ELを点灯させるためには、容量性負荷としてのE
Lに例えば120V、600Hzなどの交流電圧を印加
し、ELに交流電流を流すことによっておこなう。
Lに例えば120V、600Hzなどの交流電圧を印加
し、ELに交流電流を流すことによっておこなう。
一方、パーソナルコンピュータなどのLCDのバックラ
イトに用いる場合、パーソナルコンピュータ本体は通常
12V程度の直流電圧しか持っておらず、ELの点灯に
はこの12V程度の直流電圧から120Vの交流電圧に
変換するDC−ACインバータ回路が必要である。
イトに用いる場合、パーソナルコンピュータ本体は通常
12V程度の直流電圧しか持っておらず、ELの点灯に
はこの12V程度の直流電圧から120Vの交流電圧に
変換するDC−ACインバータ回路が必要である。
このインバータ回路として、従来EL用の専用インバー
タが使われており、代表的なものとして1、′J公昭G
2−15032て提室されているインバータ回路がある
。このインバータ回路の構成、動作原理を第15図を参
照して詳述する。
タが使われており、代表的なものとして1、′J公昭G
2−15032て提室されているインバータ回路がある
。このインバータ回路の構成、動作原理を第15図を参
照して詳述する。
第15図のインバータ回路はELに接続したトランスT
1と、トランスT1の二次側にELと並列接続したコン
デンサC3と、入力端子端子VlnとトランスT1との
間に設けられたスイッチング回路S1とからなる。そし
て、前記スイッチング回路S1は、トランスT1と入力
端子Vin間にエミッタ及びコレクタを接続したトラン
ジスタQ15− と、トランジスタQ1のベースとコレクタ間に接続した
抵抗R1,R2及びコンデンサC1と、トランジスタQ
1のベースとトランスT1間に前記抵抗R2を介して接
続した結合用のコンデンサC2とからなる。
1と、トランスT1の二次側にELと並列接続したコン
デンサC3と、入力端子端子VlnとトランスT1との
間に設けられたスイッチング回路S1とからなる。そし
て、前記スイッチング回路S1は、トランスT1と入力
端子Vin間にエミッタ及びコレクタを接続したトラン
ジスタQ15− と、トランジスタQ1のベースとコレクタ間に接続した
抵抗R1,R2及びコンデンサC1と、トランジスタQ
1のベースとトランスT1間に前記抵抗R2を介して接
続した結合用のコンデンサC2とからなる。
上記構成において直流電圧VinをトランジスタQ1の
0N−OFF動作によって交流電圧に変換してトランス
T1の一次側に印加し、この−次側電圧にトランスT1
の一次巻線と二次巻線の比N2/N1をかけて得られる
二次側の出力電圧をELに印加するものである。この動
作を以下に説明する。
0N−OFF動作によって交流電圧に変換してトランス
T1の一次側に印加し、この−次側電圧にトランスT1
の一次巻線と二次巻線の比N2/N1をかけて得られる
二次側の出力電圧をELに印加するものである。この動
作を以下に説明する。
まず、Vin−抵抗R1−抵抗R2−トランジスタQ1
ベースー同エミッタートランスT1のコイルN1−GN
Dと電流が流れることによりトランジスタQ1がONに
なりトランスT(のコイルN1へVjnが印加される。
ベースー同エミッタートランスT1のコイルN1−GN
Dと電流が流れることによりトランジスタQ1がONに
なりトランスT(のコイルN1へVjnが印加される。
したかってトランスT1のコイルN1に流れる電流は時
間と共に増大するので、トランスT1に接続されたコン
デンサC2への電圧も上昇する。これがトランジスタQ
1の6 ベース電流となってトランジスタQ1はON状fr3を
維持できる。
間と共に増大するので、トランスT1に接続されたコン
デンサC2への電圧も上昇する。これがトランジスタQ
1の6 ベース電流となってトランジスタQ1はON状fr3を
維持できる。
一方、トランスT1のコアを通る磁束も時間と共に増大
するが、やがて飽和磁束密度に逮し、磁束の増加が停止
する。するとコンデンサC2への電圧か低下し、これが
トランジスタQ(のベースバイアスを逆にするように働
くのでトランジスタQ1は急速にOFFになり、トラン
スT1のコイルN1に流れる電流が遮断されこの状態が
加速される。
するが、やがて飽和磁束密度に逮し、磁束の増加が停止
する。するとコンデンサC2への電圧か低下し、これが
トランジスタQ(のベースバイアスを逆にするように働
くのでトランジスタQ1は急速にOFFになり、トラン
スT1のコイルN1に流れる電流が遮断されこの状態が
加速される。
l・ランジスタQ1がONのときに充電されたコンデン
サC2の電荷はトランジスタQ1のOFFの期間に、v
In−抵抗R1−コンデンサC2−トランスT1−GN
Dの経路で放電を続け、やがてトランジスタQ1のベー
ス電圧は、同エミッタよりも高くなり、再びトランジス
タQ1はONになる。
サC2の電荷はトランジスタQ1のOFFの期間に、v
In−抵抗R1−コンデンサC2−トランスT1−GN
Dの経路で放電を続け、やがてトランジスタQ1のベー
ス電圧は、同エミッタよりも高くなり、再びトランジス
タQ1はONになる。
ここで、コンデンサC1はトランジスタQ1の0N−O
FF動作時の応答性を低く抑え、トランスTIの出力電
圧波形を方形波からサイン波に近づけると共に回路の異
常発振防止も兼ねている。
FF動作時の応答性を低く抑え、トランスTIの出力電
圧波形を方形波からサイン波に近づけると共に回路の異
常発振防止も兼ねている。
コンデンサC3も同様の目的及びELの動作安定のため
の使用されるものであり、このコンデンサCI、及びC
3は無くても本来の動作は可能である。
の使用されるものであり、このコンデンサCI、及びC
3は無くても本来の動作は可能である。
以上のように上記トランジスタQ1の0N−OFFの繰
り返しによってELに交流電圧が印加されて点灯するが
、このインバータはELに印加される交流電圧の電圧値
と周波数がVin、 R1,C2、C3,Tl、及びE
Lのインピーダンスなとによって決定される自励式のイ
ンバータで、トランジスタQ1が0N−OFFを繰り返
すので、通常ブロッキング発振インバータと呼ばれてい
る。
り返しによってELに交流電圧が印加されて点灯するが
、このインバータはELに印加される交流電圧の電圧値
と周波数がVin、 R1,C2、C3,Tl、及びE
Lのインピーダンスなとによって決定される自励式のイ
ンバータで、トランジスタQ1が0N−OFFを繰り返
すので、通常ブロッキング発振インバータと呼ばれてい
る。
また、自励式ではなく外部信号によってスイッチを0N
−OFFLで交流電圧の周波数を決める他励式のインバ
ータについて第16図を参照して詳述する。
−OFFLで交流電圧の周波数を決める他励式のインバ
ータについて第16図を参照して詳述する。
第16図の回路は、トランスT2とトランスT2の二次
側にチョークコイルL1とELとを直列に接続し、トラ
ンスT2の一次側にスイッチング用のトランジスタQ1
とQ2を接続した構成からなり、タト部から与えられた
EL点灯周波数に相当する駆動信号により0N−OFF
を繰り返すがトランジスタQ1とトランジスタQ2か同
時にONすることがないように外部駆動信号は設計され
ている。また、抵抗R1,R2はトランジスタQl。
側にチョークコイルL1とELとを直列に接続し、トラ
ンスT2の一次側にスイッチング用のトランジスタQ1
とQ2を接続した構成からなり、タト部から与えられた
EL点灯周波数に相当する駆動信号により0N−OFF
を繰り返すがトランジスタQ1とトランジスタQ2か同
時にONすることがないように外部駆動信号は設計され
ている。また、抵抗R1,R2はトランジスタQl。
Q2へ外部駆動信号を印加するためのものであり、コン
デンサC1,C2はトランジスタQl、 Q2のスイッ
チ特性を改善する目的で使用されている。
デンサC1,C2はトランジスタQl、 Q2のスイッ
チ特性を改善する目的で使用されている。
この+1111成において、トランジスタQ1.Q2を
0N−OFF動作によって交流電圧に変換してトランス
TIの一次側に印加し、この−次側電圧にトランスT1
の一次巻線と二次巻線の比N2/N1をかけて得られる
二次側の出力電圧をELに印加するものであるが、EL
の力率が通常0.25程度の容量性であるので直列にチ
ョークコイルL1を1Φ人して力率の改善がなされる一
方、そのリアクタンス分によりELの輝度低下の補償も
なされている。
0N−OFF動作によって交流電圧に変換してトランス
TIの一次側に印加し、この−次側電圧にトランスT1
の一次巻線と二次巻線の比N2/N1をかけて得られる
二次側の出力電圧をELに印加するものであるが、EL
の力率が通常0.25程度の容量性であるので直列にチ
ョークコイルL1を1Φ人して力率の改善がなされる一
方、そのリアクタンス分によりELの輝度低下の補償も
なされている。
か よ゛
一〇−
上記による自励式ブロッキング発振回路では、ELに印
加される交流電圧の周波数が回路定数とELのインピー
ダンスによって決定されるが、ELの静電容是か点灯1
1.l1間と共に変化する傾同があるため、駆動周波数
が変動していた。これは、例えばLCDのバックライト
として用いた場合、LCDの駆動周波数と同期する可能
性が高く、ちらつきの原因になっていた。さらに、動作
原理」−トランスを磁気飽和点まて使うため磁気ひずみ
によるうなりが発生したり、一つのトランスで発振と昇
圧を兼ねているためロスか大きく効率は一般的に60%
以下であった。
加される交流電圧の周波数が回路定数とELのインピー
ダンスによって決定されるが、ELの静電容是か点灯1
1.l1間と共に変化する傾同があるため、駆動周波数
が変動していた。これは、例えばLCDのバックライト
として用いた場合、LCDの駆動周波数と同期する可能
性が高く、ちらつきの原因になっていた。さらに、動作
原理」−トランスを磁気飽和点まて使うため磁気ひずみ
によるうなりが発生したり、一つのトランスで発振と昇
圧を兼ねているためロスか大きく効率は一般的に60%
以下であった。
一方、」1記による他励式インバータでは、ELのイン
ピーダンスの経時変化によるEL点灯周波数の変動はさ
けることができるが、トランスT2とチョークコイルL
1が必要であるため小型化が困難である他、変換時の損
失か多くなり変換効率も高くできないなどの欠点があっ
た。
ピーダンスの経時変化によるEL点灯周波数の変動はさ
けることができるが、トランスT2とチョークコイルL
1が必要であるため小型化が困難である他、変換時の損
失か多くなり変換効率も高くできないなどの欠点があっ
た。
10
ルとを直列に接続し、前記ELとチョークコイルとの直
列回路の共振周波数が、交流電圧の周波数より高くなる
ようにチョークコイルのインダクタンスを設定し、前記
ELとチョークコイルの直列回路の片側に、直流電源の
一方の極に接続する第1のスイッチと前記直流電源の他
方の極に接続する第2のスイッチとを備える。
列回路の共振周波数が、交流電圧の周波数より高くなる
ようにチョークコイルのインダクタンスを設定し、前記
ELとチョークコイルの直列回路の片側に、直流電源の
一方の極に接続する第1のスイッチと前記直流電源の他
方の極に接続する第2のスイッチとを備える。
これらのスイッチの開閉は外部制御回路でおこなわれる
が、前記第1のスイッチは先行しておこなわれた第2の
スイッチによるELの充電電荷を放゛市させ、さらにE
Lとチョークコイルとの直列共振回路によりELを逆充
電させ、第2のスイッチによるELの充電電荷を放電さ
せ、さらにELとチョークコイルとの直列共振回路によ
りELを逆充電させて前記交流電圧の1周期を完了させ
、且つ第1のスイッチによる充電から第2のスイッチの
jJ父市、及び第2のスイッチによる充電から第1のス
イッチの放電の切り換え期間に第1のスイツチ,第2の
スイッチを共に開とすることを特徴とする。
が、前記第1のスイッチは先行しておこなわれた第2の
スイッチによるELの充電電荷を放゛市させ、さらにE
Lとチョークコイルとの直列共振回路によりELを逆充
電させ、第2のスイッチによるELの充電電荷を放電さ
せ、さらにELとチョークコイルとの直列共振回路によ
りELを逆充電させて前記交流電圧の1周期を完了させ
、且つ第1のスイッチによる充電から第2のスイッチの
jJ父市、及び第2のスイッチによる充電から第1のス
イッチの放電の切り換え期間に第1のスイツチ,第2の
スイッチを共に開とすることを特徴とする。
1−
さらに、前記ELとチョークコイルの直列回路の他端側
に前記直流電源の一方の極に接続する第3のスイッチと
、前記直流電源の他方の極に接続する第4のスイッチと
を備えたEL点灯回路を開小する。
に前記直流電源の一方の極に接続する第3のスイッチと
、前記直流電源の他方の極に接続する第4のスイッチと
を備えたEL点灯回路を開小する。
さらに−に記載3、第4のスイッチにかえて、前記EL
とチョークコイルの直列回路の他端側を前記直流電l原
の一方の極と他方の極の間を、直列接続した2個のコン
デンサで2分した点に接続したEL点灯回路を開示する
。
とチョークコイルの直列回路の他端側を前記直流電l原
の一方の極と他方の極の間を、直列接続した2個のコン
デンサで2分した点に接続したEL点灯回路を開示する
。
さらに、ELの経時的な変化による輝度の補償をおこな
うため、前記直/A7Ti〆h;(に定木力出力のDC
−DCコンバータを用いる。
うため、前記直/A7Ti〆h;(に定木力出力のDC
−DCコンバータを用いる。
企址
」−記の構成によれば、ELか点灯する周波数はELの
特性変化に関係なく外部制御回路の周波数によって定ま
っているので安定している。
特性変化に関係なく外部制御回路の周波数によって定ま
っているので安定している。
また、チョークコイルは従来の技術の項に記載のブロッ
キング発振回路や他励式インバータに使用するトランス
に比較して共振周波数を高く設定2 するので寸法を小さくでき、チョークコイルを磁気飽和
させない領域で使うため磁気ひずみによるうなりも生し
ない。
キング発振回路や他励式インバータに使用するトランス
に比較して共振周波数を高く設定2 するので寸法を小さくでき、チョークコイルを磁気飽和
させない領域で使うため磁気ひずみによるうなりも生し
ない。
また、ELとチョークコイルとの直列共振特性を利用し
、先行してELに充電されている電荷を放電させ、さら
に逆方向に充電させるためエネルギーロスが少なく効率
の良いインバータが実現できる。
、先行してELに充電されている電荷を放電させ、さら
に逆方向に充電させるためエネルギーロスが少なく効率
の良いインバータが実現できる。
さらに、ELとチョークコイルの直列回路の他端側に第
3、第4のスイッチを備えたのてELにかかる電圧が正
負同しとなりELの信頼性を向」ニする。
3、第4のスイッチを備えたのてELにかかる電圧が正
負同しとなりELの信頼性を向」ニする。
さらに、上記の第3、第4のスイッチにかえて直列に接
続したコンデンサで直流電源の両極間を分圧する点にE
Lとチョークコイルの直列回路の他端側を接続したので
、ELには正負同し電圧が印加されるとともに万−EL
がショートシてもコンデンサが電流を制限するので、直
流電源やDC−ACインバータがこわれることはない。
続したコンデンサで直流電源の両極間を分圧する点にE
Lとチョークコイルの直列回路の他端側を接続したので
、ELには正負同し電圧が印加されるとともに万−EL
がショートシてもコンデンサが電流を制限するので、直
流電源やDC−ACインバータがこわれることはない。
さらに、直流電源を定電力にすることによりEL3
Lの寿命に伴う高インピーダンス化に対してELの駆動
電圧か高くなり輝度低下を低減するため、見掛けl:E
Lの点灯寿命を長くする。
電圧か高くなり輝度低下を低減するため、見掛けl:E
Lの点灯寿命を長くする。
史胤檄
以下、本発明についての一実施例を第1図を参ij(’
j Lで説明する。
j Lで説明する。
第1図はELとチョークコイルL1とを直列に接続し、
この直列回路のEL側をGNDに接続し、チョークコイ
ル側を直流電圧VEL或はGND端子に切り換えるスイ
ッチング素子Q1.Q2に接続したインバータ部分と、
前記スイッチング素子Q1、Q2にFETを用い、これ
らのFETの0N−OFFのタイミングを制御する回路
111ELの駆動周波数fELを発生する発振回路12
、及び直流電圧VELをVinから発生するl) C−
D Cコンバータ13とから構成されている。
この直列回路のEL側をGNDに接続し、チョークコイ
ル側を直流電圧VEL或はGND端子に切り換えるスイ
ッチング素子Q1.Q2に接続したインバータ部分と、
前記スイッチング素子Q1、Q2にFETを用い、これ
らのFETの0N−OFFのタイミングを制御する回路
111ELの駆動周波数fELを発生する発振回路12
、及び直流電圧VELをVinから発生するl) C−
D Cコンバータ13とから構成されている。
次に、この回路の動作原理を第1図と第2図のタイミン
グチャートを参!1(4して詳述する。
グチャートを参!1(4して詳述する。
なお第2図において、a及びbはFETの制御信号であ
りaはLレベルてFETQIがON、b14 はHレベルでFETQ2がONになることを示している
。
りaはLレベルてFETQIがON、b14 はHレベルでFETQ2がONになることを示している
。
いま仮に第2図に示す10のタイミングであったとする
とELにはB端子が負極性でV2’の電圧で充電されて
おり、t○のタイミングでFETQiがONになるとV
EL−Ql−Di−Ll−EL−GNDの経路てELの
電荷は放電され、その後ELのB端子が正極性で充電さ
れるが、ELとチョークコイルLLの直列共振特性によ
りELのB■端子は直流電圧VELよりさらに高いVl
まで充電される(タイミングtl)。この時ELに流れ
る電流は零になるが、これと同時に第1図のA端子はv
lまで」1昇するためFETQlは逆バイアスになるが
ダイオードD1によって逆電流が阻止されFETQlの
制御信号がON状態でも電置か流れず、見掛け」二FE
TQIはOFFになる。
とELにはB端子が負極性でV2’の電圧で充電されて
おり、t○のタイミングでFETQiがONになるとV
EL−Ql−Di−Ll−EL−GNDの経路てELの
電荷は放電され、その後ELのB端子が正極性で充電さ
れるが、ELとチョークコイルLLの直列共振特性によ
りELのB■端子は直流電圧VELよりさらに高いVl
まで充電される(タイミングtl)。この時ELに流れ
る電流は零になるが、これと同時に第1図のA端子はv
lまで」1昇するためFETQlは逆バイアスになるが
ダイオードD1によって逆電流が阻止されFETQlの
制御信号がON状態でも電置か流れず、見掛け」二FE
TQIはOFFになる。
次にt2のタイミングてFETQ2をONにするが、t
l−t2の期間にはFETQI、FETQ2JuOFF
になっているためELのB端子の電圧はELの自己放電
てt2のタイミングではVl’−15= になっている。そして、FETQ2をONL、EL−L
l−D2−Q2−GNDの経路でELの電荷の放電が進
むにつれてELのB端子電圧は下降するが、ELとチョ
ークコイルL1の直列共振特性により電荷か完全に放電
した後もELのB端子はG N I)レベルよりさらに
低い一■2まて逆方向に充電される(タイミングt3)
。この時E Lに流れる電流は零になるか、これと同時
に第1図のA端子は−V2まて下がるためFETQ2は
逆バイアスになるか、ダイオードD2によって逆電流が
阻止され、FETQ2の制御信号かON状態でも電流が
流れず、見掛は上FETQ2はOFFになる。
l−t2の期間にはFETQI、FETQ2JuOFF
になっているためELのB端子の電圧はELの自己放電
てt2のタイミングではVl’−15= になっている。そして、FETQ2をONL、EL−L
l−D2−Q2−GNDの経路でELの電荷の放電が進
むにつれてELのB端子電圧は下降するが、ELとチョ
ークコイルL1の直列共振特性により電荷か完全に放電
した後もELのB端子はG N I)レベルよりさらに
低い一■2まて逆方向に充電される(タイミングt3)
。この時E Lに流れる電流は零になるか、これと同時
に第1図のA端子は−V2まて下がるためFETQ2は
逆バイアスになるか、ダイオードD2によって逆電流が
阻止され、FETQ2の制御信号かON状態でも電流が
流れず、見掛は上FETQ2はOFFになる。
次にt4のタイミングでFETQlをONにしEL駆動
電圧のi周期が完了するが、t3〜t4の期間には前述
と同様FETQ1.FETQ2具OFFになっているた
めELのB端子電圧は自己放電によってt4のタイミン
グではV2’になっている。以1to−t4を繰り返す
ことによってELは点灯を続ける。
電圧のi周期が完了するが、t3〜t4の期間には前述
と同様FETQ1.FETQ2具OFFになっているた
めELのB端子電圧は自己放電によってt4のタイミン
グではV2’になっている。以1to−t4を繰り返す
ことによってELは点灯を続ける。
6
一方、前記直流電圧VELはVinから定電力出力のD
C−DCコンバータ13によって発生させるが、この回
路はリンギングチョーク型のDC−DCコンバータで一
次側のスイッチングのON期間をVinの電圧によって
制御する回路である。また、発振回路12は例えばCR
定数を用いたμPc1555等のタイマIC等で+11
成でき、タイミング制御回路はフリップ・フロップやA
NDゲートなどのロジックICで構成できる。なお、コ
ンデンサC1は直流電圧VEL安定化のためのバイパス
コンデンサである。
C−DCコンバータ13によって発生させるが、この回
路はリンギングチョーク型のDC−DCコンバータで一
次側のスイッチングのON期間をVinの電圧によって
制御する回路である。また、発振回路12は例えばCR
定数を用いたμPc1555等のタイマIC等で+11
成でき、タイミング制御回路はフリップ・フロップやA
NDゲートなどのロジックICで構成できる。なお、コ
ンデンサC1は直流電圧VEL安定化のためのバイパス
コンデンサである。
次に、別の実施例としては第1図でスイッチング素子Q
l、Q2にFETを用いたが、このFETの代わりにバ
イポーラトランジスタやサイリスタを使用した回路があ
る。
l、Q2にFETを用いたが、このFETの代わりにバ
イポーラトランジスタやサイリスタを使用した回路があ
る。
特にサイリスタの場合にはサイリスタにトリガパルスを
与えるとONになり、電流が零になる点で自動的にOF
Fにる特徴があるが、これは前述のFETを使用した場
合に電流か零になるとFETとダイオードによってFE
Tの制御信号がONL7 になっていても見掛は上OFFになることからサイリス
クの使用は制御信号の」二で都合か良い。この回路図と
タイミングチャート図を第3図、第4図に示す。
与えるとONになり、電流が零になる点で自動的にOF
Fにる特徴があるが、これは前述のFETを使用した場
合に電流か零になるとFETとダイオードによってFE
Tの制御信号がONL7 になっていても見掛は上OFFになることからサイリス
クの使用は制御信号の」二で都合か良い。この回路図と
タイミングチャート図を第3図、第4図に示す。
第3図は、第1図のFETQlに代えてサイリスタ構成
にした2個のトランジスタQll、 Ql2と、第1図
のFETQ2に代えてトランジスタQ2にした構成の回
路である。なお、第3図はインバータ部分の回路のみを
示し、上記で説明したタイミング制御回路、DC−DC
コンバータ、発振回路は省略しである。
にした2個のトランジスタQll、 Ql2と、第1図
のFETQ2に代えてトランジスタQ2にした構成の回
路である。なお、第3図はインバータ部分の回路のみを
示し、上記で説明したタイミング制御回路、DC−DC
コンバータ、発振回路は省略しである。
このサイリスタ構成のトラン/スフQll、 Ql2の
制御信号aは第4図に示すように前述のFETのONと
同しタイミングてトリガパルスを与えるだけで良く、O
FFのタイミングは流れる電流が零になった時点でおこ
なわれるため、外部制御は必要ない。一方トランジスタ
Q2の制御信号すは第1図と全く同してあり、これらの
スイッチング素子の制御によってELに印加される交流
電圧の駆動波形、動作原理も前述の第1図、第2図で説
8 明したものと全く同じである。
制御信号aは第4図に示すように前述のFETのONと
同しタイミングてトリガパルスを与えるだけで良く、O
FFのタイミングは流れる電流が零になった時点でおこ
なわれるため、外部制御は必要ない。一方トランジスタ
Q2の制御信号すは第1図と全く同してあり、これらの
スイッチング素子の制御によってELに印加される交流
電圧の駆動波形、動作原理も前述の第1図、第2図で説
8 明したものと全く同じである。
ところで上記の実施例はいずれもELの片面はいずれも
GNDに接続したが、VEL側に接続しても同様に動作
する。
GNDに接続したが、VEL側に接続しても同様に動作
する。
しかしながら、いずれもELに印加される電圧は正負ア
ンバランスとなる。
ンバランスとなる。
ELの耐圧設計の問題、イオンマイグレーションの問題
等により、ELには正負バランスのとれた電圧を印加す
る事が好ましい場合が多い。
等により、ELには正負バランスのとれた電圧を印加す
る事が好ましい場合が多い。
そこで、正負の電圧を同じにした実施例について説明す
る。
る。
第5図は直流電圧VELをスイッチング素子であるFE
TQI〜Q4で0N−OFFし、これをチョークコイル
LlとELとを直列接続した回路に印加するインバータ
部分とF E TQI−Q4のタイミングを制御する回
路111、駆動周波数fELを発生する回路12、及び
直流電圧Vlnから発生させるDC−DCコンバータ1
3とからI賛成されている。
TQI〜Q4で0N−OFFし、これをチョークコイル
LlとELとを直列接続した回路に印加するインバータ
部分とF E TQI−Q4のタイミングを制御する回
路111、駆動周波数fELを発生する回路12、及び
直流電圧Vlnから発生させるDC−DCコンバータ1
3とからI賛成されている。
次に、この回路の動作原理を第5図から第6図のタイミ
ングチャートを参照して詳述する。
ングチャートを参照して詳述する。
9
なお、第6図において、a及びCはFETQI及びQ3
を制御する信号であり、」二はOH2下はOFFするこ
とを示す。
を制御する信号であり、」二はOH2下はOFFするこ
とを示す。
今、仮に第6図に示すTOのタイミングであったとする
と、第5図においてFETO2とFETO3がON状態
であり、直流電圧VEL−F E TO3−ダイオード
D3− E L−チョークコイルLl−F E TQ2
GNDの回路か構成され、ELの電圧はB端子を基準に
したA端子の電圧で第6図に示すようにA端子が負の極
性V3’の電圧まで充電されている。
と、第5図においてFETO2とFETO3がON状態
であり、直流電圧VEL−F E TO3−ダイオード
D3− E L−チョークコイルLl−F E TQ2
GNDの回路か構成され、ELの電圧はB端子を基準に
したA端子の電圧で第6図に示すようにA端子が負の極
性V3’の電圧まで充電されている。
次に、T1のタイミングてFETO3とを0FF1FE
TQ4をONL、EL−FETO4−GND−ダイオー
ドD4−チョークコイルLlの回路によりToで充電さ
れていたELの電荷の放電を開始する。
TQ4をONL、EL−FETO4−GND−ダイオー
ドD4−チョークコイルLlの回路によりToで充電さ
れていたELの電荷の放電を開始する。
この放電電流はチョークコイルLlのインダクタンスと
ELのキャパシタンスの効果により時間と共に増大し、
やがて減少して零に達しTr2逆方向に流れようとする
か、FETO2がOFFなので電流は流れない。この1
1.+J!、′、(てEL端子?[fTEはチョ−クコ
イルL1のインダクタンスとELのキャパシタ0 ンスの直列接続回路の効果により、T1時の極性とは逆
にA端子が正の極性でVlの電圧になる。
ELのキャパシタンスの効果により時間と共に増大し、
やがて減少して零に達しTr2逆方向に流れようとする
か、FETO2がOFFなので電流は流れない。この1
1.+J!、′、(てEL端子?[fTEはチョ−クコ
イルL1のインダクタンスとELのキャパシタ0 ンスの直列接続回路の効果により、T1時の極性とは逆
にA端子が正の極性でVlの電圧になる。
次に、T3のタイミングでは、FETO4に加えてFE
TQIもONになり、直流電圧VEL−F E TQI
−ダイオードDI−チョークコイルLl−EL−FET
O4−G E Dの回路が構成され、直流電圧VELか
らELへ充電電流が流れるが、T2のタイミングでEL
へ同極性の電荷が充電されているのでT3のタイミング
にわける充電電荷はELの発光により消費した電力に回
路損失分を加えた分の電荷となる。
TQIもONになり、直流電圧VEL−F E TQI
−ダイオードDI−チョークコイルLl−EL−FET
O4−G E Dの回路が構成され、直流電圧VELか
らELへ充電電流が流れるが、T2のタイミングでEL
へ同極性の電荷が充電されているのでT3のタイミング
にわける充電電荷はELの発光により消費した電力に回
路損失分を加えた分の電荷となる。
次に、T4のタイミングてはF E TQIとFETO
4とが0FF1FETQ2がONになるので、ELの電
荷はTIのタイミングとは逆方向に放電し、T5のタイ
ミングでは11〜T2のタイミングて詳述した理由より
ELはT2と逆の極性の電圧Vl’で充電される。
4とが0FF1FETQ2がONになるので、ELの電
荷はTIのタイミングとは逆方向に放電し、T5のタイ
ミングでは11〜T2のタイミングて詳述した理由より
ELはT2と逆の極性の電圧Vl’で充電される。
そして、最後のT6のタイミングではFETO2に加え
てFETO3もONt、T3のタイミングとは逆極性で
あるがT3のタイミングで詳述した押出によりELは充
電される。以下TO〜T6を繰り返すこと21− によりELは一定の周波数で駆動されることになり、T
I−T2及び14〜T5タイミング間に強い発光を示す
。
てFETO3もONt、T3のタイミングとは逆極性で
あるがT3のタイミングで詳述した押出によりELは充
電される。以下TO〜T6を繰り返すこと21− によりELは一定の周波数で駆動されることになり、T
I−T2及び14〜T5タイミング間に強い発光を示す
。
ここで、DI、D3は直列共振の性質によりELの充電
完了電圧V3及びV3’がVELよりも高くなるために
VEL側に流れ込まないようにするためのダイオードで
、D4.D5のダイオードはFETQI、Q4に寄生的
に入るもので外付けする必要はない。
完了電圧V3及びV3’がVELよりも高くなるために
VEL側に流れ込まないようにするためのダイオードで
、D4.D5のダイオードはFETQI、Q4に寄生的
に入るもので外付けする必要はない。
また、前記直流電圧VELはVjnから定電力出力のD
C−DCコンバータ13によって発生させる。
C−DCコンバータ13によって発生させる。
次に別の実施例としては第5図でスイッチング素子Ql
−Q4にFETを用いたが、このFETの代ワリにバイ
ポーラトランジスタやサイリスタも使用できる。
−Q4にFETを用いたが、このFETの代ワリにバイ
ポーラトランジスタやサイリスタも使用できる。
特にサイリスタの場合には、サイリスタをONするタイ
ミングだけを外部からコントロールし、OFFの制御は
電流が零になる点で自動的にOFFになる特徴がある。
ミングだけを外部からコントロールし、OFFの制御は
電流が零になる点で自動的にOFFになる特徴がある。
この回路図とタイミングチャート図を第7図、第8図に
示す。
示す。
第7図において、スイッチング素子Ql−Q2をす2
イリスタに変えると共に、QlとQ3の制御にパルスト
ランスTPI 、TP2を使い、タイミング制御回路で
コントロールする。このサイリスタのONのタイミング
は、前述のFETと時と全く同じで、OFFのタイミン
グは流れる電流が零でOFFになるため外部制御は必要
ない。尚、第7図では第5図のDC−DCコンバータ、
発振回路は省略しであるが、第5図のものと同じもので
構成される。
ランスTPI 、TP2を使い、タイミング制御回路で
コントロールする。このサイリスタのONのタイミング
は、前述のFETと時と全く同じで、OFFのタイミン
グは流れる電流が零でOFFになるため外部制御は必要
ない。尚、第7図では第5図のDC−DCコンバータ、
発振回路は省略しであるが、第5図のものと同じもので
構成される。
次に、別の実施例としてELとチョークコイルとの直列
回路のEL側をVEL/2の電圧にし、ELに充電され
る正極性の電圧と負極性の電圧か同しになるようにした
回路について第9図、第10図を参照して説明する。
回路のEL側をVEL/2の電圧にし、ELに充電され
る正極性の電圧と負極性の電圧か同しになるようにした
回路について第9図、第10図を参照して説明する。
第9図は、ELとチョークコイルL1とを直列に接続し
、この直列回路のチョークコイル側のスイッチング素子
のを前述のサイリスク構成のトランジスタQ11. Q
l2とトランジスタQ2で構1mし、EL側を直流電圧
VELとGNDの間に押入されたコンデンサCI、C2
及び抵抗R1,R2の中点に接続する。ただしコンデン
サC1とコンデンサ3− C2の静電容量値、及び抵抗R1と抵抗R2の抵抗値は
同じ値にする。このインバータ部分に加えて前述と同様
、前記トラン7スタの0N−OFFのタイミングを制御
する回路311.ELの駆動周波数fELカラ発生する
発振回路、@12.及び直流電圧VELをVinから発
生させるDC−DCコンバータ13とで構成する。
、この直列回路のチョークコイル側のスイッチング素子
のを前述のサイリスク構成のトランジスタQ11. Q
l2とトランジスタQ2で構1mし、EL側を直流電圧
VELとGNDの間に押入されたコンデンサCI、C2
及び抵抗R1,R2の中点に接続する。ただしコンデン
サC1とコンデンサ3− C2の静電容量値、及び抵抗R1と抵抗R2の抵抗値は
同じ値にする。このインバータ部分に加えて前述と同様
、前記トラン7スタの0N−OFFのタイミングを制御
する回路311.ELの駆動周波数fELカラ発生する
発振回路、@12.及び直流電圧VELをVinから発
生させるDC−DCコンバータ13とで構成する。
この構成によっELに印加される交流電圧の動作原理は
、前述の動作原理と同しであるが、ELの片側は前述の
ようにGNDレベルでなく、静電容量の同じコンデンサ
C1,C2を直列に並べたその中点に接続しているため
、ELの片側の電圧はこの中点のレベルであるVEL/
2になり、ELに印加される電圧は正負対象になってい
る。
、前述の動作原理と同しであるが、ELの片側は前述の
ようにGNDレベルでなく、静電容量の同じコンデンサ
C1,C2を直列に並べたその中点に接続しているため
、ELの片側の電圧はこの中点のレベルであるVEL/
2になり、ELに印加される電圧は正負対象になってい
る。
その為ELの信頼性を損なう事かないばかりか、万−E
LがショートしてもコンデンサCI、C2が電流を制限
するので、DC−DCコンバータやDC−ACインバー
タがこわれることがない。
LがショートしてもコンデンサCI、C2が電流を制限
するので、DC−DCコンバータやDC−ACインバー
タがこわれることがない。
次にDC−DCコンバータについて説明する。
ELは劣化に伴いインピーダンスが大きいので、24
従来DC−ACコンバータ第15図のような回路では、
ELの劣化とともに出力電圧や発振周波数が高くなり、
みかけ上輝度の時間的低下を防いているが、上記のごと
きDC−ACインバータではその機能がないためDC−
DCコンバータを定電力出力としてELが劣化し、イン
ピーダンスが高くなっても定電力(すなわち電圧が高く
なる)出力として輝度の時間的低下を防ぐものである。
ELの劣化とともに出力電圧や発振周波数が高くなり、
みかけ上輝度の時間的低下を防いているが、上記のごと
きDC−ACインバータではその機能がないためDC−
DCコンバータを定電力出力としてELが劣化し、イン
ピーダンスが高くなっても定電力(すなわち電圧が高く
なる)出力として輝度の時間的低下を防ぐものである。
そこで、DC−DCコンバータの実施例を第11図乃至
第I4図を参照して次に示す。まず第1■図に示すDC
−DCコンバータDC1はトランス とスイッチを用い
たリンギングチョーク型で図においてVjnは入力端子
、VELは出力端子、T3はトランス、Ql2はスイッ
チング用電界効果トランジスタ、Rpはピーク電流検出
用抵抗、Dllは整流用ダイオード、C4は平滑コンデ
ンサ、Slはスイッチングパルス発生回路、S2はピー
ク電流検出回路である。上記トランスT2は一次側コイ
ルに入力端子VinとトランジスタQ2のソース、ドレ
インと抵抗Rpとを直列に接続すると共25− に、二次側コイルを出力端子VELとGNDより出力す
る。そして、上記二次側のコイルにダイオードDllを
直列に接続すると共に、ダイオードDI+を介して平滑
コンティンサC4を並列に接続する。
第I4図を参照して次に示す。まず第1■図に示すDC
−DCコンバータDC1はトランス とスイッチを用い
たリンギングチョーク型で図においてVjnは入力端子
、VELは出力端子、T3はトランス、Ql2はスイッ
チング用電界効果トランジスタ、Rpはピーク電流検出
用抵抗、Dllは整流用ダイオード、C4は平滑コンデ
ンサ、Slはスイッチングパルス発生回路、S2はピー
ク電流検出回路である。上記トランスT2は一次側コイ
ルに入力端子VinとトランジスタQ2のソース、ドレ
インと抵抗Rpとを直列に接続すると共25− に、二次側コイルを出力端子VELとGNDより出力す
る。そして、上記二次側のコイルにダイオードDllを
直列に接続すると共に、ダイオードDI+を介して平滑
コンティンサC4を並列に接続する。
スイッチングパルス発生回路S1は入力端子Vinより
入力電圧が印加され、第12図に示す方形スイッチング
パルスA1をトランジスタQI2のゲートに送出する。
入力電圧が印加され、第12図に示す方形スイッチング
パルスA1をトランジスタQI2のゲートに送出する。
ピーク電流検出回路S2はスイッチングパルス発生回路
Slの入力、及びトランジスタQI2と抵抗Rpの接続
点に接続される。
Slの入力、及びトランジスタQI2と抵抗Rpの接続
点に接続される。
上記構成に基づき本性eQの動作を次に示す。ます入力
6R,I子Vinより直流人力重圧Vi1例えばI2V
の電圧を印加すると、トランスT3の一次側コイルとス
イッチングパルス発生回路Slに入力電圧Viが印加さ
れる。そして、スイッチングパルスAIの立ち上がりt
llのタイミングでトランジスタQI2のゲートがON
してトランジスタQ12が導通し、第12図に示すよう
に、電流11が立ち上がる。そこで、予めピーク電流検
出回路S2に26− おいてピーク電流Ipを設定しておき、電流■1がピー
ク電流Ipに達した時点t21を電圧(Tp−Rp)よ
り検出し、その時点j21でスイッチンクパルスAIを
OFFしてトランジスタQ12を遮断する。そうすると
、トランスT3の一次側コイルに電流■1が流れている
時、二次側コイルに電流I21か流れようとするが、ダ
イオードD11によって遮断され出力されずエネルギー
として蓄えられる。そして、−次側コイルの電流■1の
遮断と共に、−次側コイルに電流I+の逆向きの過渡電
流が流れると、同時に二次側コイルに蓄えられたエネル
ギーかダイオードD11を通して流れる。
6R,I子Vinより直流人力重圧Vi1例えばI2V
の電圧を印加すると、トランスT3の一次側コイルとス
イッチングパルス発生回路Slに入力電圧Viが印加さ
れる。そして、スイッチングパルスAIの立ち上がりt
llのタイミングでトランジスタQI2のゲートがON
してトランジスタQ12が導通し、第12図に示すよう
に、電流11が立ち上がる。そこで、予めピーク電流検
出回路S2に26− おいてピーク電流Ipを設定しておき、電流■1がピー
ク電流Ipに達した時点t21を電圧(Tp−Rp)よ
り検出し、その時点j21でスイッチンクパルスAIを
OFFしてトランジスタQ12を遮断する。そうすると
、トランスT3の一次側コイルに電流■1が流れている
時、二次側コイルに電流I21か流れようとするが、ダ
イオードD11によって遮断され出力されずエネルギー
として蓄えられる。そして、−次側コイルの電流■1の
遮断と共に、−次側コイルに電流I+の逆向きの過渡電
流が流れると、同時に二次側コイルに蓄えられたエネル
ギーかダイオードD11を通して流れる。
そこで、同様にスイッチングパルスAIの次の立ち」二
がりt12のタイミングで再びトランジスタQ+2が導
通し、−次側コイルに電流IIが立ち」二かり、ピーク
電流Ipに達した時点t22でトランジスタQI2が遮
断する。」1記動作を繰返すことによりトランスT3の
二次側コイルにダイオードI)IIを介して一方向に電
流I31が流れ、出力端子VELに直流電圧がトランス
T3により昇厚されて出=27− カされる。
がりt12のタイミングで再びトランジスタQ+2が導
通し、−次側コイルに電流IIが立ち」二かり、ピーク
電流Ipに達した時点t22でトランジスタQI2が遮
断する。」1記動作を繰返すことによりトランスT3の
二次側コイルにダイオードI)IIを介して一方向に電
流I31が流れ、出力端子VELに直流電圧がトランス
T3により昇厚されて出=27− カされる。
このII、!、、出力端子をpaとすると、Pa:l/
2・L111p@f・η(但し、L:トランジスタのイ
ンダクタンス、II) ニー次側ピーク電流、f ニス
イツチング周波数、η:コンバータ変換効率)て与えら
れる。従って、」二式によれば、Lとfは一定であり、
ηもほぼ一定となるため、ピーク電流Ipをピーク電流
検出回路S2により検出して常に一定に設定することに
よりコンバータDCIの出力電力Paを一定に保持てき
る。更に、入力端子Vlnに印加される入力電圧v1が
変動した場合、トランスT3の一次側コイルに流れる電
流Itの立ち」二かる傾きか変動(入力電圧穴で傾が大
きくなる)する。ところが、ピーク電流Ipはピーク電
流検出回路S2によって一定に設定されているため、ト
ランジスタQI2の遮断の時点が変わるだけで入力電圧
Viが変動しても出力電力Paは一定になる。
2・L111p@f・η(但し、L:トランジスタのイ
ンダクタンス、II) ニー次側ピーク電流、f ニス
イツチング周波数、η:コンバータ変換効率)て与えら
れる。従って、」二式によれば、Lとfは一定であり、
ηもほぼ一定となるため、ピーク電流Ipをピーク電流
検出回路S2により検出して常に一定に設定することに
よりコンバータDCIの出力電力Paを一定に保持てき
る。更に、入力端子Vlnに印加される入力電圧v1が
変動した場合、トランスT3の一次側コイルに流れる電
流Itの立ち」二かる傾きか変動(入力電圧穴で傾が大
きくなる)する。ところが、ピーク電流Ipはピーク電
流検出回路S2によって一定に設定されているため、ト
ランジスタQI2の遮断の時点が変わるだけで入力電圧
Viが変動しても出力電力Paは一定になる。
次に、」二記コンバータDCIの2つの具体例を第13
図及び第(4図を参照して示す。まず第18− 3図に示すDC−DCコンバータDC2において、Sl
はスイッチングパルス発生回路S2はピーク電流検出回
路である。上記スイッチングパルス発生回路S1はIC
3524型と呼ばれるスイッチングパルス電源制御用I
Cで、抵抗R3とコンデンサC6の時定数で発振周波数
fを決め、出力端子S10よりスイッチングパルスAI
を出力する。ピーク電流検出回路S2はトランジスタQ
+3とセットリセット形フリップフロップl”I と反
転回路F2と抵抗R4,R5とコンデンサC7とからな
る。
図及び第(4図を参照して示す。まず第18− 3図に示すDC−DCコンバータDC2において、Sl
はスイッチングパルス発生回路S2はピーク電流検出回
路である。上記スイッチングパルス発生回路S1はIC
3524型と呼ばれるスイッチングパルス電源制御用I
Cで、抵抗R3とコンデンサC6の時定数で発振周波数
fを決め、出力端子S10よりスイッチングパルスAI
を出力する。ピーク電流検出回路S2はトランジスタQ
+3とセットリセット形フリップフロップl”I と反
転回路F2と抵抗R4,R5とコンデンサC7とからな
る。
」二記構成において入力端子■inより入力電圧V1を
印加すると、出力G11j子810よりスイツイッチン
グパルスAIが出力し、その立ち士、がりのタイミング
てトランジスタQI2が導通し、抵抗RpにトランスT
3の一次側電流■1が流れる。
印加すると、出力G11j子810よりスイツイッチン
グパルスAIが出力し、その立ち士、がりのタイミング
てトランジスタQI2が導通し、抵抗RpにトランスT
3の一次側電流■1が流れる。
そして、電流IIがピーク電流Ipに達し、抵抗Rpの
電圧(Ip−Rp)がトランジスタQI3のベースに印
加されると、トランジスタQI3が導通してコレクタ電
位が接地電位となる。そこで、フリップフロップFlの
人力Filがロウレベルと29 なって出力FI2より端子SI2にハイレベルの信号が
印加され、スイッチングパルスAIはOFFとなる。次
に、端子S11においてスイッチングパルスAIの次の
パルスの立ち上がりを検出し、パルスか立ち」二がると
、反転回路F2の入力がハイレベル、出力がロウレベル
となる。そこで、フリップフロップF1の出力FI3か
ハイレベルとなり、この時、入力F11には電圧VOが
加わっていてハイレベルにあるため、出力FI2はロウ
レベルとなって端子S12に印加され、スイッチングパ
ルスAlが出力端子SIOより出力される。上記動作を
繰返すことによりピーク電流Ipは一定に保持され、一
定の電力paが出力される。
電圧(Ip−Rp)がトランジスタQI3のベースに印
加されると、トランジスタQI3が導通してコレクタ電
位が接地電位となる。そこで、フリップフロップFlの
人力Filがロウレベルと29 なって出力FI2より端子SI2にハイレベルの信号が
印加され、スイッチングパルスAIはOFFとなる。次
に、端子S11においてスイッチングパルスAIの次の
パルスの立ち上がりを検出し、パルスか立ち」二がると
、反転回路F2の入力がハイレベル、出力がロウレベル
となる。そこで、フリップフロップF1の出力FI3か
ハイレベルとなり、この時、入力F11には電圧VOが
加わっていてハイレベルにあるため、出力FI2はロウ
レベルとなって端子S12に印加され、スイッチングパ
ルスAlが出力端子SIOより出力される。上記動作を
繰返すことによりピーク電流Ipは一定に保持され、一
定の電力paが出力される。
次に、第14図に示すコンバータ(DC3)において第
11図及び第13図と同一参照符号は同一物を示しその
説明を省略する。第13図はコンバータ(DC2)と相
違する点は、コンバータを内蔵したスイッチング電源制
御用I C(NE55BI)を用いることにより、コン
バータをピーク電流検出回路S2どしてスイッチングパ
ルス発生回路S10 と一体にICに組込んたことである。
11図及び第13図と同一参照符号は同一物を示しその
説明を省略する。第13図はコンバータ(DC2)と相
違する点は、コンバータを内蔵したスイッチング電源制
御用I C(NE55BI)を用いることにより、コン
バータをピーク電流検出回路S2どしてスイッチングパ
ルス発生回路S10 と一体にICに組込んたことである。
又この定電力出力のDC−DCコンバータ本発明のDC
−ACインバータに好適するのみならす、従来のブロッ
キング発振方式のインバータ第15図の他、例えば直列
共振方式のインバータも適用できる。
−ACインバータに好適するのみならす、従来のブロッ
キング発振方式のインバータ第15図の他、例えば直列
共振方式のインバータも適用できる。
発動1わ4吐
以」二説明したように、本発明によるEL点灯回路は外
部発振回路による周波数でELを点灯するが、これはこ
のELをLCDのバックライトとして用いた場合、LC
Dとの駆動周波数と同期しない周波数に設定でき、経時
変化によるELのインピーダンスの変化にも関係なく同
じ周波数で点灯できるためLCDのちらつきは起こらな
い。
部発振回路による周波数でELを点灯するが、これはこ
のELをLCDのバックライトとして用いた場合、LC
Dとの駆動周波数と同期しない周波数に設定でき、経時
変化によるELのインピーダンスの変化にも関係なく同
じ周波数で点灯できるためLCDのちらつきは起こらな
い。
また、チョークコイルのインダクタンスとELの静電容
量との共振周波数はEL点灯周波数よりも高く設定する
ためチョークコイルか小型にできる他、このチョークコ
イルを磁気飽和させない領域で使うため磁気ひずみによ
るうなりも生しない。
量との共振周波数はEL点灯周波数よりも高く設定する
ためチョークコイルか小型にできる他、このチョークコ
イルを磁気飽和させない領域で使うため磁気ひずみによ
るうなりも生しない。
一方、効果面では、原理的にチョークコイルと=31
ELのLC直列共振を利用しているため、直流電圧を発
生させるDC−DCコンバータを含めても70〜80%
高効率のインバータが実現できる。
生させるDC−DCコンバータを含めても70〜80%
高効率のインバータが実現できる。
さらに、インバータの直流電圧を発生させるDC>DC
コンバータに定電力出力型のものを使うため、ELの点
灯による輝度低下の補偵′が可能で、ブロッキング発振
インバータの約1.5倍の長寿命化か実現できる他、定
電力出力、定電力人力のためラップトツブ型のパーソナ
ルコンピュータなどのバッテリー駆動にも理想的なイン
バータとなる。
コンバータに定電力出力型のものを使うため、ELの点
灯による輝度低下の補偵′が可能で、ブロッキング発振
インバータの約1.5倍の長寿命化か実現できる他、定
電力出力、定電力人力のためラップトツブ型のパーソナ
ルコンピュータなどのバッテリー駆動にも理想的なイン
バータとなる。
第1図と第2図、第3図と第4図、第5図と第6図、第
7図と第8図、第9図と第10図はそれぞれ本発明のE
L点灯回路図とそのタイミングチャート図である。 第11図は本発明のDC−DCコンバータの回路図であ
り、第12図はその動作を示すタイミングチャート図で
あり、第13図、第14図、は第2 12図の具体的回路図である。 第15図、第16図は従来のEL点灯回路図である。 11.111,211,311・・・ タイミング制御回路、 12・・・発振回路、 13、DCI 、DC2,DC3・・・定電力出力のD
C−DCコンバータ、 L+・・・チョークコイル、 T3・・・トランス、 Ql 、 Q2 、 Q3 、 Q4 、 Q
IL Ql2・・・スイッチング素子。
7図と第8図、第9図と第10図はそれぞれ本発明のE
L点灯回路図とそのタイミングチャート図である。 第11図は本発明のDC−DCコンバータの回路図であ
り、第12図はその動作を示すタイミングチャート図で
あり、第13図、第14図、は第2 12図の具体的回路図である。 第15図、第16図は従来のEL点灯回路図である。 11.111,211,311・・・ タイミング制御回路、 12・・・発振回路、 13、DCI 、DC2,DC3・・・定電力出力のD
C−DCコンバータ、 L+・・・チョークコイル、 T3・・・トランス、 Ql 、 Q2 、 Q3 、 Q4 、 Q
IL Ql2・・・スイッチング素子。
Claims (5)
- (1)直流電源を交流電圧に変換してELに印加し、E
Lを点灯させるEL点灯回路において、ELとチヨーク
コイルとを直列に接続し、前記ELとチヨークコイルと
の直列回路の共振周波数が、前記交流電圧の周波数より
高くなるようにチヨークコイルのインダクタンスを設定
し、前記ELとチヨークコイルの直列回路の片側に、前
記直流電源の一方の極に接続する第1のスイツチと前記
直流電源の他方の極に接続する第2のスイツチとを具備
し、前記交流電圧の周波数に相当する周期で制御信号を
発生するタイミング制御回路を具備し、前記制御信号に
よりそれらのスイツチを制御して前記直流電源よりEL
への充電を方向をかえて交互に行うにあたり、前記第1
のスイツチは先行しておこなわれた第2のスイツチによ
るELの充電電荷を放電させ、さらにELとチヨークコ
イルとの直列共振回路によりELを逆充電させ、第2の
スイツチは、第1のスイツチによるELの充電電荷を放
電させ、さらにELとチヨークコイルとの直列共振回路
によりEL逆充電させて前記交流電圧の1周期を完了さ
せ、且つ第1のスイツチによる充電から第2のスイツチ
の放電、及び第2のスイツチによる充電から第1のスイ
ツチの放電への切り換え期間に第1のスイツチ,第2の
スイツチを共に開とするタイミングに前記制御信号が設
定されていることを特徴とするEL点灯回路。 - (2)前記ELとチヨークコイルとの直列回路の他方側
を、前記直流電源の両極間をコンデンサの直列回路で2
分する点に接続したことを特徴とする特許請求の範囲第
1項記載のEL点灯回路。 - (3)直流電源を交流電圧に変換して、ELに印加し、
ELを点灯させるEL点灯回路において、 ELとチヨークコイルを直列接続し、前記ELとチヨー
クコイルとの直列回路の共振周波数が、前記交流電圧の
周波数より高くなるようにチョークコイルのインダクタ
ンスを設定し、前記ELとチョークコイルとの直列回路
には、前記直流電源の一方の極に接続するスイッチを両
端に具備し、かつ前記直流電源の他方の極に接続するス
イッチを各々具備し、制御信号を前記交流の周期に相当
する周期で発生するタイミング制御回路を具備し、前記
制御信号によりそれらのスイッチを制御して前記直流電
源よりELへの充電を方向をかえて交互に行うにあたり
、先行して行われたELへの反対方向の充電電荷を前記
ELとチョークコイルとの直列回路の両端を閉じ放電さ
せ、共振現象によるELへの逆充電の後、スイッチを切
り換え前記直流電源に前記ELとチョークコイルとの直
列回路を接続し、一方への電源よりの充電と他方への放
電(及び他方への電源からの放電と一方への放電)の間
にスイッチ開となる時間を有するごとく制御信号のタイ
ミングが設定されていることを特徴とするEL点灯回路
。 - (4)定電力出力のDC−DCコンバータと前記DC−
DCコンバータの直流電圧を交流電圧にかえるDC−A
Cインバータを含むEL点灯回路。 - (5)前記直流電源が、定電力出力のDC−DCコンバ
ータであることを特徴とする特許請求の範囲第1項又は
第2項又は第3項に記載のEL点灯回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2084569A JPH0817114B2 (ja) | 1989-04-26 | 1990-03-29 | El点灯回路 |
Applications Claiming Priority (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4977089 | 1989-04-26 | ||
JP13856889 | 1989-05-31 | ||
JP1-49770 | 1989-08-29 | ||
JP1-222097 | 1989-08-29 | ||
JP1-138568 | 1989-08-29 | ||
JP22209789 | 1989-08-29 | ||
JP2084569A JPH0817114B2 (ja) | 1989-04-26 | 1990-03-29 | El点灯回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03176992A true JPH03176992A (ja) | 1991-07-31 |
JPH0817114B2 JPH0817114B2 (ja) | 1996-02-21 |
Family
ID=27462411
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2084569A Expired - Fee Related JPH0817114B2 (ja) | 1989-04-26 | 1990-03-29 | El点灯回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0817114B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998057524A1 (en) * | 1997-06-09 | 1998-12-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | An inverter circuit for illuminating an electroluminescent lamp |
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-
1990
- 1990-03-29 JP JP2084569A patent/JPH0817114B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
JPH0817114B2 (ja) | 1996-02-21 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |