JP2778554B2 - 圧電トランス駆動回路 - Google Patents
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランス素子を
用いて電圧の変換を行う為の圧電トランス駆動回路に関
し、特に入力電圧が広い範囲で変動した場合でも、効率
の高い動作を行うことが可能な圧電トランス駆動回路に
関するものである。
用いて電圧の変換を行う為の圧電トランス駆動回路に関
し、特に入力電圧が広い範囲で変動した場合でも、効率
の高い動作を行うことが可能な圧電トランス駆動回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは圧電素子のピエゾ
効果を利用して機械振動を発生させ、二次側電極側から
変換された電圧を取り出す電圧変換素子である。これは
電磁トランスと比較して小型化や薄型化を図れる特徴が
あり、冷陰極管を点灯させるインバータとして利用した
り、高圧電源として注目されている素子である。
効果を利用して機械振動を発生させ、二次側電極側から
変換された電圧を取り出す電圧変換素子である。これは
電磁トランスと比較して小型化や薄型化を図れる特徴が
あり、冷陰極管を点灯させるインバータとして利用した
り、高圧電源として注目されている素子である。
【０００３】本発明はこの圧電トランスの駆動回路に関
するものであり、直流電源を交流の高電圧に変換するイ
ンバータや、直流の高電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバ
ータとして構成する際に用いるものである。例えば、
９．４インチ用のカラー液晶用のバックライトに使用す
る場合では入力電圧として５［Ｖ］から２０［Ｖ］の直
流電圧をインバータに入力して、負荷となる管長２２０
ｍｍ管径３ｍｍφの冷陰極管に対して管電圧が約５００
［Ｖrms]、管電流が約５［ｍＡrms]、周波数１００［ｋ
Ｈｚ］程度の交流に変換して供給する必要がある。ま
た、レーザプリンタの静電気発生用の電源では、２４
［Ｖ］程度の直流電源から、約１［ｋＶ］から５［ｋ
Ｖ］程度の直流電圧を得る必要がある。
するものであり、直流電源を交流の高電圧に変換するイ
ンバータや、直流の高電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバ
ータとして構成する際に用いるものである。例えば、
９．４インチ用のカラー液晶用のバックライトに使用す
る場合では入力電圧として５［Ｖ］から２０［Ｖ］の直
流電圧をインバータに入力して、負荷となる管長２２０
ｍｍ管径３ｍｍφの冷陰極管に対して管電圧が約５００
［Ｖrms]、管電流が約５［ｍＡrms]、周波数１００［ｋ
Ｈｚ］程度の交流に変換して供給する必要がある。ま
た、レーザプリンタの静電気発生用の電源では、２４
［Ｖ］程度の直流電源から、約１［ｋＶ］から５［ｋ
Ｖ］程度の直流電圧を得る必要がある。
【０００４】この種の圧電トランスの駆動回路において
公知なものとしては、本願発明者による特願平７−６９
２０７としてその技術が開示されている。図１０がその
ブロック図で、圧電トランス１と、これを交流電圧で駆
動する昇圧回路４と、圧電トランス１を共振周波数付近
で駆動して一定の出力に制御する為の周波数制御回路３
から構成され、直流入力電圧ＶDDを印加して負荷２に交
流電圧Ｖ0[Ｖrms]を出力するインバータである。圧電ト
ランス１の一次側電極に共振周波数である正弦波の駆動
電圧を加えると圧電トランス１が機械的な振動を始め
る。圧電トランス１はその形状で定まる昇圧比を有して
おり、二次側電極から昇圧比だけ高くなった交流電圧と
して取り出すことが出来る素子である。
公知なものとしては、本願発明者による特願平７−６９
２０７としてその技術が開示されている。図１０がその
ブロック図で、圧電トランス１と、これを交流電圧で駆
動する昇圧回路４と、圧電トランス１を共振周波数付近
で駆動して一定の出力に制御する為の周波数制御回路３
から構成され、直流入力電圧ＶDDを印加して負荷２に交
流電圧Ｖ0[Ｖrms]を出力するインバータである。圧電ト
ランス１の一次側電極に共振周波数である正弦波の駆動
電圧を加えると圧電トランス１が機械的な振動を始め
る。圧電トランス１はその形状で定まる昇圧比を有して
おり、二次側電極から昇圧比だけ高くなった交流電圧と
して取り出すことが出来る素子である。
【０００５】図１４に圧電トランス１と、これに交流電
圧を加える昇圧回路４、負荷２による電気等価回路の例
を示す。圧電トランス１は一次側電極から入力した駆動
電圧をＬＣＲの等価回路による共振回路と理想トランス
ＴによってＡV の昇圧比を持ち、二次側電極に昇圧した
電圧を出力することが出来る。圧電トランス１を共振周
波数以外の成分で駆動した場合には、圧電トランス１が
寄生振動を発生するが、二次側では共振周波数成分しか
取り出すことが出来ずエネルギの損失となって、圧電ト
ランス１の効率を低下させることになる。従って、共振
周波数以外の成分を含まない正弦波で圧電トランス１を
駆動することが重要である。その上コイルや電磁トラン
スで入力された電源電圧より高い電圧の正弦波を発生で
きるので、より低い入力電圧で動作させることが出来る
利点がある。
圧を加える昇圧回路４、負荷２による電気等価回路の例
を示す。圧電トランス１は一次側電極から入力した駆動
電圧をＬＣＲの等価回路による共振回路と理想トランス
ＴによってＡV の昇圧比を持ち、二次側電極に昇圧した
電圧を出力することが出来る。圧電トランス１を共振周
波数以外の成分で駆動した場合には、圧電トランス１が
寄生振動を発生するが、二次側では共振周波数成分しか
取り出すことが出来ずエネルギの損失となって、圧電ト
ランス１の効率を低下させることになる。従って、共振
周波数以外の成分を含まない正弦波で圧電トランス１を
駆動することが重要である。その上コイルや電磁トラン
スで入力された電源電圧より高い電圧の正弦波を発生で
きるので、より低い入力電圧で動作させることが出来る
利点がある。
【０００６】そこで図１０の昇圧回路４では電磁トラン
スのインダクタンスと共振させて正弦波を発生させて圧
電トランス１を駆動している。図１０では圧電トランス
１の一次側電極に電磁トランスＴ1 、Ｔ2 をオートトラ
ンスとして接続し、２位相駆動回路９から出力された逆
相のクロックによってトランジスタＱ1 、Ｑ2 が交互に
オン状態になり、電磁トランスＴ1 、Ｔ2 の一次側に直
流入力電圧源ＶDDから電流を流し電磁エネルギとしてチ
ャージする。
スのインダクタンスと共振させて正弦波を発生させて圧
電トランス１を駆動している。図１０では圧電トランス
１の一次側電極に電磁トランスＴ1 、Ｔ2 をオートトラ
ンスとして接続し、２位相駆動回路９から出力された逆
相のクロックによってトランジスタＱ1 、Ｑ2 が交互に
オン状態になり、電磁トランスＴ1 、Ｔ2 の一次側に直
流入力電圧源ＶDDから電流を流し電磁エネルギとしてチ
ャージする。
【０００７】トランジスタＱ1 、Ｑ2 がオフになるとチ
ャージしたエネルギを放出し、電圧エネルギとして電源
電圧より高い電圧を発生する。これは図１４の圧電トラ
ンス１の一次側から見た入力等価容量Ｃd1と電圧共振波
形になるように設定してあり、直流入力電圧ＶDDの約３
倍のピーク電圧の半波正弦波になる。この半波正弦波Ｖ
d1［Ｖo-p ］、Ｖd2［Ｖo-p ］は電磁トランスＴ1 、Ｔ
2 の二次側で巻線比Ｎ＋１倍に昇圧されて同じく半波正
弦波Ｖs1［Ｖo-p ］、Ｖs2［Ｖo-p ］になり圧電トラン
ス１の一次側電極に印加される。
ャージしたエネルギを放出し、電圧エネルギとして電源
電圧より高い電圧を発生する。これは図１４の圧電トラ
ンス１の一次側から見た入力等価容量Ｃd1と電圧共振波
形になるように設定してあり、直流入力電圧ＶDDの約３
倍のピーク電圧の半波正弦波になる。この半波正弦波Ｖ
d1［Ｖo-p ］、Ｖd2［Ｖo-p ］は電磁トランスＴ1 、Ｔ
2 の二次側で巻線比Ｎ＋１倍に昇圧されて同じく半波正
弦波Ｖs1［Ｖo-p ］、Ｖs2［Ｖo-p ］になり圧電トラン
ス１の一次側電極に印加される。
【０００８】この２つの位相の異なる半波の正弦波は等
価的に振幅Ｖs1＋Ｖs2［Ｖp-p ］の正弦波になって圧電
トランス１を振動させ、二次側電極から圧電トランス１
の形状によって定まる昇圧された交流電圧Ｖ0[Ｖrms]と
して出力される。
価的に振幅Ｖs1＋Ｖs2［Ｖp-p ］の正弦波になって圧電
トランス１を振動させ、二次側電極から圧電トランス１
の形状によって定まる昇圧された交流電圧Ｖ0[Ｖrms]と
して出力される。
【０００９】この交流電圧Ｖ0[Ｖrms]は負荷２に印加さ
れて交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrm
s]）が周波数制御回路３に入る。この周波数制御回路３
は、２位相駆動回路９に対して圧電トランス１を駆動す
る駆動周波数を発生し、圧電トランス１から出力する交
流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）が所
定の値になるまで駆動周波数の掃引を続け、所定の値が
得られた周波数で停止する処理を行なう回路である。
れて交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrm
s]）が周波数制御回路３に入る。この周波数制御回路３
は、２位相駆動回路９に対して圧電トランス１を駆動す
る駆動周波数を発生し、圧電トランス１から出力する交
流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）が所
定の値になるまで駆動周波数の掃引を続け、所定の値が
得られた周波数で停止する処理を行なう回路である。
【００１０】この周波数制御回路３の内部は電流電圧変
換回路１０、整流回路１１、比較器１２、積分回路１
３、比較器１４、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１５から構
成されている。まず負荷２に流れる交流電流Ｉ0[ｍＡrm
s]が電流電圧変換回路１０で電圧信号に変換され、さら
に整流回路１１で整流され直流の検出信号として比較器
１２に入力される。この比較器１２で基準電圧Ｖref と
比較されて検出信号電圧の方が小さい場合、積分回路１
３に高レベルの信号を出力する。この積分回路１３は高
レベルの電圧が入力された期間、出力電圧が一定の割合
で低下する様に構成されており、この積分回路１３の出
力電圧がＶＣＯ１５に入力される。ＶＣＯ１５は入力さ
れた制御電圧に比例した周波数のパルスを出力する電圧
制御発振器であり、このＶＣＯ１５の周波数で圧電トラ
ンス１を駆動する。そこで検出信号電圧の方が基準電圧
Ｖref より小さい場合、駆動周波数は下がり続けること
になる。
換回路１０、整流回路１１、比較器１２、積分回路１
３、比較器１４、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１５から構
成されている。まず負荷２に流れる交流電流Ｉ0[ｍＡrm
s]が電流電圧変換回路１０で電圧信号に変換され、さら
に整流回路１１で整流され直流の検出信号として比較器
１２に入力される。この比較器１２で基準電圧Ｖref と
比較されて検出信号電圧の方が小さい場合、積分回路１
３に高レベルの信号を出力する。この積分回路１３は高
レベルの電圧が入力された期間、出力電圧が一定の割合
で低下する様に構成されており、この積分回路１３の出
力電圧がＶＣＯ１５に入力される。ＶＣＯ１５は入力さ
れた制御電圧に比例した周波数のパルスを出力する電圧
制御発振器であり、このＶＣＯ１５の周波数で圧電トラ
ンス１を駆動する。そこで検出信号電圧の方が基準電圧
Ｖref より小さい場合、駆動周波数は下がり続けること
になる。
【００１１】駆動周波数を高域側から掃引するのは圧電
トランス１の共振周波数ｆr より高い周波数領域を使用
するようにしたためであり、整流回路１１の出力信号で
ある検出信号が基準電圧Ｖref より低いと周波数が下が
る方向に設定されており、共振周波数ｆr に近付くに従
って圧電トランス１の昇圧比が増加するため、交流電流
Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）が時間的に
増加することになる。この状態で比較器１２に入力され
る電圧が基準電圧Ｖref を越えた場合には、比較器１２
の出力が低レベル側になりこの信号によって積分回路１
３の積分動作は停止し、以後その出力信号は低レベルに
なる直前の電圧を保ったままになる。従ってＶＣＯ１５
の出力周波数は一定になって圧電トランス１も一定の駆
動周波数で駆動される為、圧電トランス１から出力され
る交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）
も一定に保たれる。
トランス１の共振周波数ｆr より高い周波数領域を使用
するようにしたためであり、整流回路１１の出力信号で
ある検出信号が基準電圧Ｖref より低いと周波数が下が
る方向に設定されており、共振周波数ｆr に近付くに従
って圧電トランス１の昇圧比が増加するため、交流電流
Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）が時間的に
増加することになる。この状態で比較器１２に入力され
る電圧が基準電圧Ｖref を越えた場合には、比較器１２
の出力が低レベル側になりこの信号によって積分回路１
３の積分動作は停止し、以後その出力信号は低レベルに
なる直前の電圧を保ったままになる。従ってＶＣＯ１５
の出力周波数は一定になって圧電トランス１も一定の駆
動周波数で駆動される為、圧電トランス１から出力され
る交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）
も一定に保たれる。
【００１２】もし定格以下の直流入力電圧ＶDDが入力さ
れた場合や、負荷２として使用される冷陰極管が放電を
開始するまでの時間は当然、負荷２に所定の交流電流Ｉ
0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）を供給できな
いことになる。そこでＶＣＯ１５の駆動周波数が圧電ト
ランスの共振周波数以下まで低下してしまうことになる
ので、その後、直流入力電圧ＶDDが定格以上に上昇した
場合や、負荷２の冷陰極管が放電を開始した場合に、圧
電トランス１の昇圧比が足りず負荷２には所定の出力を
供給出来ない状態が続いてしまうことになる。そこで駆
動周波数がＶＣＯ１５の最低周波数まで低下してしまっ
た場合には、新たに駆動周波数を圧電トランス１の共振
周波数より高域側に戻す必要がある。この動作を以下に
説明する。
れた場合や、負荷２として使用される冷陰極管が放電を
開始するまでの時間は当然、負荷２に所定の交流電流Ｉ
0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）を供給できな
いことになる。そこでＶＣＯ１５の駆動周波数が圧電ト
ランスの共振周波数以下まで低下してしまうことになる
ので、その後、直流入力電圧ＶDDが定格以上に上昇した
場合や、負荷２の冷陰極管が放電を開始した場合に、圧
電トランス１の昇圧比が足りず負荷２には所定の出力を
供給出来ない状態が続いてしまうことになる。そこで駆
動周波数がＶＣＯ１５の最低周波数まで低下してしまっ
た場合には、新たに駆動周波数を圧電トランス１の共振
周波数より高域側に戻す必要がある。この動作を以下に
説明する。
【００１３】もし負荷２に所定の交流電流Ｉ0[ｍＡrms]
（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）を供給できない場合に
は、比較器１２の出力は高レベルのままとなり、駆動周
波数は共振周波数以下に低下し続ける。そこで、積分回
路１３の出力電圧がＶＣＯ１５の最低周波数に相当する
値に設定された基準電圧Ｖmin 以下になると、比較器１
４の出力は高レベルになり積分回路１３にリセット信号
を出力する。この信号で積分回路１３は最高電圧にな
り、駆動周波数がＶＣＯ１５の最高周波数になって負荷
２に所定の交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ
0[Ｖrms]）が得られるまで上記の動作を繰り返すことに
なる。
（または交流電圧Ｖ0[Ｖrms]）を供給できない場合に
は、比較器１２の出力は高レベルのままとなり、駆動周
波数は共振周波数以下に低下し続ける。そこで、積分回
路１３の出力電圧がＶＣＯ１５の最低周波数に相当する
値に設定された基準電圧Ｖmin 以下になると、比較器１
４の出力は高レベルになり積分回路１３にリセット信号
を出力する。この信号で積分回路１３は最高電圧にな
り、駆動周波数がＶＣＯ１５の最高周波数になって負荷
２に所定の交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交流電圧Ｖ
0[Ｖrms]）が得られるまで上記の動作を繰り返すことに
なる。
【００１４】そこで直流入力電圧ＶDDが定格以上の電圧
に回復した場合や、負荷２として使用された冷陰極管が
放電を開始した場合には、所定の出力を供給することが
出来る。
に回復した場合や、負荷２として使用された冷陰極管が
放電を開始した場合には、所定の出力を供給することが
出来る。
【００１５】このように入力電圧が定格以上の場合に
は、負荷２には一定の交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交
流電圧Ｖ0[Ｖrms]）が出力されるので周囲温度、電源電
圧、負荷の変動に対し一定の交流電流（または交流電
圧）の出力を得ることが出来る。
は、負荷２には一定の交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または交
流電圧Ｖ0[Ｖrms]）が出力されるので周囲温度、電源電
圧、負荷の変動に対し一定の交流電流（または交流電
圧）の出力を得ることが出来る。
【００１６】他の従来技術による公知例としては、特開
平４−２１０７３３が知られている。これは図１１のブ
ロック図に示す様に圧電トランスを使用した高周波ＤＣ
／ＤＣコンバータの出力制御方法であり、圧電トランス
１の駆動波形を作り出す為に一次側駆動回路３１によっ
て、直流電源３０から交流電圧を作り出している。この
交流電圧で駆動された圧電トランス１は昇圧した交流電
圧を出力整流回路３２に出力する。この出力整流回路３
２によって直流となった電圧を負荷２に供給する。一方
出力整流回路３２の直流電力電圧は検出増幅回路３５に
入力して検出増幅して可変周波数発振器３３に加えてそ
の周波数を調整し、圧電トランス１の昇圧比を調整して
検出増幅器３５からフィードバックさせて負荷２に供給
する直流電圧を安定化させることが出来るものである。
平４−２１０７３３が知られている。これは図１１のブ
ロック図に示す様に圧電トランスを使用した高周波ＤＣ
／ＤＣコンバータの出力制御方法であり、圧電トランス
１の駆動波形を作り出す為に一次側駆動回路３１によっ
て、直流電源３０から交流電圧を作り出している。この
交流電圧で駆動された圧電トランス１は昇圧した交流電
圧を出力整流回路３２に出力する。この出力整流回路３
２によって直流となった電圧を負荷２に供給する。一方
出力整流回路３２の直流電力電圧は検出増幅回路３５に
入力して検出増幅して可変周波数発振器３３に加えてそ
の周波数を調整し、圧電トランス１の昇圧比を調整して
検出増幅器３５からフィードバックさせて負荷２に供給
する直流電圧を安定化させることが出来るものである。
【００１７】図１１の一次側駆動回路３１は、駆動電圧
のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）または駆動電流ゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行う様に共振型コンバ
ータを使用しており、スイッチング素子（図示せず）の
デューティ比（時比率）を制御して一次側駆動回路３１
のスイッチングのタイミングを調整するため、電圧・時
比率変換回路３４によってオン、オフのタイミングを制
御して半波の正弦波を作り出して圧電トランス１を駆動
している。
のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）または駆動電流ゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行う様に共振型コンバ
ータを使用しており、スイッチング素子（図示せず）の
デューティ比（時比率）を制御して一次側駆動回路３１
のスイッチングのタイミングを調整するため、電圧・時
比率変換回路３４によってオン、オフのタイミングを制
御して半波の正弦波を作り出して圧電トランス１を駆動
している。
【００１８】さらにこの図１１の構成と同様の従来技術
として、日経エレクトロニクス、１９９４年１１月７日
号（ＮＯ．６２１）Ｐ１４７〜Ｐ１５７の記事が知られ
ている。これは図１２のブロック図に示す様に直流入力
電圧を昇圧して負荷２に交流電圧を供給するインバータ
である。
として、日経エレクトロニクス、１９９４年１１月７日
号（ＮＯ．６２１）Ｐ１４７〜Ｐ１５７の記事が知られ
ている。これは図１２のブロック図に示す様に直流入力
電圧を昇圧して負荷２に交流電圧を供給するインバータ
である。
【００１９】図１２では電磁トランスＴ1 とトランジス
タＱ1 を使用してフォワード型コンバータを構成して、
デューティ比を制御してゼロ電流スイッチング（ＺＣ
Ｓ）を行い半波の正弦波を作り圧電トランス１に駆動電
圧を印加し、圧電トランス１によって昇圧した交流出力
電圧を負荷２の冷陰極管に印加する。負荷２に流れた電
流はＲ10とＤ10で半波の正弦波の電圧波形に変換した
後、制御ＩＣ４０に入力する。バッファ４５を通り、積
分回路４６で直流電圧に変換してＶＣＯ４２に入力して
圧電トランス１の駆動周波数を作り、駆動回路４３でＱ
1 を駆動する。こうして圧電トランス１の駆動周波数を
制御して圧電トランス１の昇圧比を変えながら負荷２の
電流を制御することが出来るように構成されている。制
御ＩＣ４０にはこの他に始動回路、負荷断線検出保護回
路４７や、入力電源電圧検出回路４１、異常点灯検出保
護回路、入力電圧低下検出保護回路４４があり、電源電
圧や負荷の異常時に図１２のインバータの動作を停止さ
せる保護回路として動作するものである。
タＱ1 を使用してフォワード型コンバータを構成して、
デューティ比を制御してゼロ電流スイッチング（ＺＣ
Ｓ）を行い半波の正弦波を作り圧電トランス１に駆動電
圧を印加し、圧電トランス１によって昇圧した交流出力
電圧を負荷２の冷陰極管に印加する。負荷２に流れた電
流はＲ10とＤ10で半波の正弦波の電圧波形に変換した
後、制御ＩＣ４０に入力する。バッファ４５を通り、積
分回路４６で直流電圧に変換してＶＣＯ４２に入力して
圧電トランス１の駆動周波数を作り、駆動回路４３でＱ
1 を駆動する。こうして圧電トランス１の駆動周波数を
制御して圧電トランス１の昇圧比を変えながら負荷２の
電流を制御することが出来るように構成されている。制
御ＩＣ４０にはこの他に始動回路、負荷断線検出保護回
路４７や、入力電源電圧検出回路４１、異常点灯検出保
護回路、入力電圧低下検出保護回路４４があり、電源電
圧や負荷の異常時に図１２のインバータの動作を停止さ
せる保護回路として動作するものである。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】図１０による公知技術
には次の問題点がある。ここでは圧電トランスの負荷と
して例えば冷陰極管が接続されている場合、冷陰極管の
輝度を安定化する為に駆動周波数を制御して、圧電トラ
ンスの昇圧比を増減させて、冷陰極管に流れる電流が所
定値になる様に制御している。
には次の問題点がある。ここでは圧電トランスの負荷と
して例えば冷陰極管が接続されている場合、冷陰極管の
輝度を安定化する為に駆動周波数を制御して、圧電トラ
ンスの昇圧比を増減させて、冷陰極管に流れる電流が所
定値になる様に制御している。
【００２１】一般的に圧電トランスは共振周波数付近で
最大の効率を示し、この周波数から離れるに従って一次
側からの入力電力を二次側に伝送する効率が低下する傾
向がある。
最大の効率を示し、この周波数から離れるに従って一次
側からの入力電力を二次側に伝送する効率が低下する傾
向がある。
【００２２】従って圧電トランスの効率が最大の周波数
で動作させると図１３（ｂ）のグラフによる共振周波数
付近の駆動周波数になるので、圧電トランスは最大の昇
圧比Ａv で動作することになる。ここで圧電トランスの
駆動電圧が低下すると先ほどの管電流は維持出来ないこ
とになる。
で動作させると図１３（ｂ）のグラフによる共振周波数
付近の駆動周波数になるので、圧電トランスは最大の昇
圧比Ａv で動作することになる。ここで圧電トランスの
駆動電圧が低下すると先ほどの管電流は維持出来ないこ
とになる。
【００２３】図１０による圧電トランス１の駆動電圧の
ピーク電圧Ｖs1［Ｖo-p ] は、トランジスタＱ1 のドレ
イン電圧のピーク電圧Ｖd1［Ｖo-p ] に比例するが、図
１３（ａ）の様にこの電圧は直流入力電圧ＶDDのおよそ
３倍のピーク電圧になるので、ＶDDにも比例することに
なる。そこで直流入力電圧が最低入力電圧（ＶDDmin[V]
）の場合、駆動周波数は圧電トランスの共振周波数ｆ
r になり、圧電トランスは高い効率で動作することにな
る。
ピーク電圧Ｖs1［Ｖo-p ] は、トランジスタＱ1 のドレ
イン電圧のピーク電圧Ｖd1［Ｖo-p ] に比例するが、図
１３（ａ）の様にこの電圧は直流入力電圧ＶDDのおよそ
３倍のピーク電圧になるので、ＶDDにも比例することに
なる。そこで直流入力電圧が最低入力電圧（ＶDDmin[V]
）の場合、駆動周波数は圧電トランスの共振周波数ｆ
r になり、圧電トランスは高い効率で動作することにな
る。
【００２４】直流入力電圧が上昇すると、圧電トランス
１の駆動周波数を共振周波数から高い周波数に移し、昇
圧比の低い状態にして二次側の負荷に一定の電流を供給
する制御を行うことになる。例えば、入力電圧が前記の
最低入力電圧の２倍の２ＶDDmin[V]になると圧電トラン
ス１の昇圧比が半分になるような駆動周波数ｆ1 に制御
し、３倍の３ＶDDmin [V] なら３分の１の昇圧比になる
ような周波数ｆ2 で動作することになる。
１の駆動周波数を共振周波数から高い周波数に移し、昇
圧比の低い状態にして二次側の負荷に一定の電流を供給
する制御を行うことになる。例えば、入力電圧が前記の
最低入力電圧の２倍の２ＶDDmin[V]になると圧電トラン
ス１の昇圧比が半分になるような駆動周波数ｆ1 に制御
し、３倍の３ＶDDmin [V] なら３分の１の昇圧比になる
ような周波数ｆ2 で動作することになる。
【００２５】そこでこの制御方法によれば、この駆動回
路に供給する電源電圧が高い電圧の場合、圧電トランス
を効率悪い駆動周波数で動作させることが避けられず、
広い電源の入力範囲で動作する場合には、平均的な効率
が低下する欠点を有していた。
路に供給する電源電圧が高い電圧の場合、圧電トランス
を効率悪い駆動周波数で動作させることが避けられず、
広い電源の入力範囲で動作する場合には、平均的な効率
が低下する欠点を有していた。
【００２６】またトランジスタＱ1 、Ｑ2 は直流入力電
圧ＶDDが最大の場合に発生するピーク電圧でブレークダ
ウンを発生させないように耐圧を上げる必要があり、入
力電圧範囲が広い場合には耐圧の高いトランジスタが必
要になり、オン抵抗が増加し効率が低下する原因となっ
たり、コストアップの要因になる問題点があった。
圧ＶDDが最大の場合に発生するピーク電圧でブレークダ
ウンを発生させないように耐圧を上げる必要があり、入
力電圧範囲が広い場合には耐圧の高いトランジスタが必
要になり、オン抵抗が増加し効率が低下する原因となっ
たり、コストアップの要因になる問題点があった。
【００２７】その他の問題点としては、直流入力電圧Ｖ
DDを高くすると圧電トランス１の昇圧比を下げるため駆
動周波数を上げるので、駆動波形が電圧共振波形を保つ
ことが出来なくなり、圧電トランスの一次側電圧がゼロ
にならない内にトランジスタＱ1 、Ｑ2 がオンになり、
ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を満足しなくなる現
象が発生する。
DDを高くすると圧電トランス１の昇圧比を下げるため駆
動周波数を上げるので、駆動波形が電圧共振波形を保つ
ことが出来なくなり、圧電トランスの一次側電圧がゼロ
にならない内にトランジスタＱ1 、Ｑ2 がオンになり、
ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を満足しなくなる現
象が発生する。
【００２８】そこで、トランジスタＱ1 、Ｑ2 には大き
な電流が流れ発熱が大きくなり、ついにはトランジスタ
を破損する原因になるため、入力電圧範囲を大きくする
には上限があった。
な電流が流れ発熱が大きくなり、ついにはトランジスタ
を破損する原因になるため、入力電圧範囲を大きくする
には上限があった。
【００２９】これらの制限によって入力電圧範囲が一般
に２倍程度（例えば直流電圧で８〜１６［Ｖ］）の入力
電圧範囲を大きく越えることは困難となる。一方電磁ト
ランスを利用したものは、駆動周波数を広く取れるこ
と、さらに電圧共振型や電流共振型の駆動せずに済むの
で、３〜４倍程度（例えば直流電圧で５〜２０［Ｖ］）
の入力電圧範囲を取ることも出来、それに比べて圧電ト
ランスを用いたインバータやＤＣ／ＤＣコンバータは入
力電圧範囲が狭く、用途が限られる等の欠点を有してい
た。
に２倍程度（例えば直流電圧で８〜１６［Ｖ］）の入力
電圧範囲を大きく越えることは困難となる。一方電磁ト
ランスを利用したものは、駆動周波数を広く取れるこ
と、さらに電圧共振型や電流共振型の駆動せずに済むの
で、３〜４倍程度（例えば直流電圧で５〜２０［Ｖ］）
の入力電圧範囲を取ることも出来、それに比べて圧電ト
ランスを用いたインバータやＤＣ／ＤＣコンバータは入
力電圧範囲が狭く、用途が限られる等の欠点を有してい
た。
【００３０】他の従来技術による公知例の、図１１の特
開平４−２１０７３３と日経エレクトロニクス、１９９
４年１１月７日号（ＮＯ．６２１）Ｐ１４７〜Ｐ１５７
の記事による図１２の圧電トランスの駆動回路において
も、圧電トランスの共振周波数範囲が狭くＱが高い特性
の為に駆動周波数が数％程度しか変えられず、一トラン
ジスタ型のフォワード型コンバータのトランジスタのオ
ン、オフのデューティ比もほとんど変えることが出来な
い。従って、入力電圧に比例して圧電トランスの駆動電
圧が大きくなる現象は同じである為に、圧電トランスの
駆動周波数を共振周波数から離して昇圧比の低い領域で
駆動させなければならない問題点は同じである。
開平４−２１０７３３と日経エレクトロニクス、１９９
４年１１月７日号（ＮＯ．６２１）Ｐ１４７〜Ｐ１５７
の記事による図１２の圧電トランスの駆動回路において
も、圧電トランスの共振周波数範囲が狭くＱが高い特性
の為に駆動周波数が数％程度しか変えられず、一トラン
ジスタ型のフォワード型コンバータのトランジスタのオ
ン、オフのデューティ比もほとんど変えることが出来な
い。従って、入力電圧に比例して圧電トランスの駆動電
圧が大きくなる現象は同じである為に、圧電トランスの
駆動周波数を共振周波数から離して昇圧比の低い領域で
駆動させなければならない問題点は同じである。
【００３１】さらにこれらの従来方式であれば入力電圧
が最大時において、電磁トランスの一次側に流れる電流
によって、磁気飽和を発生しない様に設定する必要があ
るため、電磁トランスの容量に余裕のあるものを使用す
る必要がある。電磁トランス一次側に流れる電流は入力
電圧に比例するので、駆動回路の入力電圧が２倍になる
と電磁トランスに流れる電流は２倍になり、最低電圧の
みで動作させる場合に比較して２倍の電流が流せる電磁
トランスが必要になる。
が最大時において、電磁トランスの一次側に流れる電流
によって、磁気飽和を発生しない様に設定する必要があ
るため、電磁トランスの容量に余裕のあるものを使用す
る必要がある。電磁トランス一次側に流れる電流は入力
電圧に比例するので、駆動回路の入力電圧が２倍になる
と電磁トランスに流れる電流は２倍になり、最低電圧の
みで動作させる場合に比較して２倍の電流が流せる電磁
トランスが必要になる。
【００３２】一般に電磁トランスが磁気飽和しないよう
に巻線に大きい電流を流す為には、形状が大型化する欠
点があった。圧電トランスは電磁トランスより薄い形状
にすることが出来るが、駆動用の電磁トランスが大型化
すればその特徴が活かせず薄型のインバータや電源が出
来ない問題点があった。
に巻線に大きい電流を流す為には、形状が大型化する欠
点があった。圧電トランスは電磁トランスより薄い形状
にすることが出来るが、駆動用の電磁トランスが大型化
すればその特徴が活かせず薄型のインバータや電源が出
来ない問題点があった。
【００３３】以上のように従来の技術では、広い入力電
圧範囲で動作させる為には効率が低下したり駆動回路が
大型化する欠点があり、入力電圧範囲を大きく出来ない
問題点があった。
圧範囲で動作させる為には効率が低下したり駆動回路が
大型化する欠点があり、入力電圧範囲を大きく出来ない
問題点があった。
【００３４】また、負荷に冷陰極管を使用したバックラ
イトを点灯させる高圧電源とする場合には、バックライ
トの輝度を変える為、冷陰極管に流れる電流値を制御す
る必要がある。冷陰極管は、管電流値が小さくなるとイ
ンピーダンスが増加する負性抵抗の性質を持つ上に、電
気等価回路で表わすと抵抗成分と容量成分によって構成
される。
イトを点灯させる高圧電源とする場合には、バックライ
トの輝度を変える為、冷陰極管に流れる電流値を制御す
る必要がある。冷陰極管は、管電流値が小さくなるとイ
ンピーダンスが増加する負性抵抗の性質を持つ上に、電
気等価回路で表わすと抵抗成分と容量成分によって構成
される。
【００３５】この冷陰極管に流れる電流の絶対値が小さ
くなると、浮遊容量に流れる電流が無視出来ず冷陰極管
の高圧側と低圧側の電流値に差が発生する。そこで輝度
が不均一になりバックライトを構成した場合、不具合を
発生することになる。
くなると、浮遊容量に流れる電流が無視出来ず冷陰極管
の高圧側と低圧側の電流値に差が発生する。そこで輝度
が不均一になりバックライトを構成した場合、不具合を
発生することになる。
【００３６】そこで輝度を大きく変化させる為には次の
バースト調光方式（またはＰＷＭ制御：Ｐｕｌｓｅ ｗ
ｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が知られている。こ
れは、冷陰極管の管電流を人間の目にちらつきを感じさ
せない所定の周期（例えば２１０［Ｈｚ］で点滅させ、
その点灯時間と消灯時間の比を変化させて等価的に輝度
を低下させる手法である。
バースト調光方式（またはＰＷＭ制御：Ｐｕｌｓｅ ｗ
ｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が知られている。こ
れは、冷陰極管の管電流を人間の目にちらつきを感じさ
せない所定の周期（例えば２１０［Ｈｚ］で点滅させ、
その点灯時間と消灯時間の比を変化させて等価的に輝度
を低下させる手法である。
【００３７】図１０の特開平７−６９２０７による公知
技術でこのバースト調光方式を採用する為には、二つの
トランジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にオン、オフする動作を
停止させて、圧電トランスに入力する駆動波形を周期的
に止める必要があるが、負荷のインダクタンスの片側を
解放するので、これに蓄えられた電流エネルギーを電圧
エネルギーとして放出するため、圧電トランスの駆動電
圧よりはるかに大きい電圧サージを発生する。
技術でこのバースト調光方式を採用する為には、二つの
トランジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にオン、オフする動作を
停止させて、圧電トランスに入力する駆動波形を周期的
に止める必要があるが、負荷のインダクタンスの片側を
解放するので、これに蓄えられた電流エネルギーを電圧
エネルギーとして放出するため、圧電トランスの駆動電
圧よりはるかに大きい電圧サージを発生する。
【００３８】そこでトランジスタをブレークダウンさせ
ない様に保護を行う必要があり、ツェナーダイオード等
を用いた保護回路が必要になる欠点があった。
ない様に保護を行う必要があり、ツェナーダイオード等
を用いた保護回路が必要になる欠点があった。
【００３９】本発明の目的はこれらの課題を解決し、広
い入力電圧範囲であっても効率良く動作することの可能
な小型薄型で、しかも保護回路の不要なバースト調光方
式を構成出来る圧電トランス駆動回路を提供することに
ある。
い入力電圧範囲であっても効率良く動作することの可能
な小型薄型で、しかも保護回路の不要なバースト調光方
式を構成出来る圧電トランス駆動回路を提供することに
ある。
【００４０】
【課題を解決するための手段】本発明による広入力電圧
範囲の圧電トランス駆動回路の構成は、圧電効果を利用
して、一次側から入力した交流電圧を二次側に出力する
圧電トランスと、前記圧電トランスの一次側電極の一方
の電極に接続された第一のコイルと第一のトランジスタ
と、前記圧電トランスの他方の一次側電極に片側を接続
した第二のコイルと第二のトランジスタと、これら第
一、第二のトランジスタを交互に駆動する分周回路から
構成された昇圧手段と、前記第一及び第二のコイルの他
方に、電源に接続された第三のトランジスタと電流保持
手段をそれぞれ接続し、前記第一または第二のトランジ
スタのオン時間内でデューティ比を可変した信号で前記
第三のトランジスタをオン、オフすることによって、前
記圧電トランスの駆動電圧を所定の電圧に制御する駆動
電圧制御手段と、前記第一及び第二のトランジスタ駆動
周波数を変化させて前記圧電トランスの二次電極から所
定の出力電流または出力電圧が得られるよう、前記圧電
トランスの昇圧比を制御する周波数制御手段から構成さ
れることを特徴とする。
範囲の圧電トランス駆動回路の構成は、圧電効果を利用
して、一次側から入力した交流電圧を二次側に出力する
圧電トランスと、前記圧電トランスの一次側電極の一方
の電極に接続された第一のコイルと第一のトランジスタ
と、前記圧電トランスの他方の一次側電極に片側を接続
した第二のコイルと第二のトランジスタと、これら第
一、第二のトランジスタを交互に駆動する分周回路から
構成された昇圧手段と、前記第一及び第二のコイルの他
方に、電源に接続された第三のトランジスタと電流保持
手段をそれぞれ接続し、前記第一または第二のトランジ
スタのオン時間内でデューティ比を可変した信号で前記
第三のトランジスタをオン、オフすることによって、前
記圧電トランスの駆動電圧を所定の電圧に制御する駆動
電圧制御手段と、前記第一及び第二のトランジスタ駆動
周波数を変化させて前記圧電トランスの二次電極から所
定の出力電流または出力電圧が得られるよう、前記圧電
トランスの昇圧比を制御する周波数制御手段から構成さ
れることを特徴とする。
【００４１】また本発明において前記電流保持手段がダ
イオードによって構成されることを特徴とする。
イオードによって構成されることを特徴とする。
【００４２】さらに本発明において前記電流保持手段が
トランジスタによって構成され、前記第三のトランジス
タと排他的にスイッチングすることを特徴とする。
トランジスタによって構成され、前記第三のトランジス
タと排他的にスイッチングすることを特徴とする。
【００４３】本発明において第三のトランジスタを時分
割にオフすることによって、前記圧電トランスの入力電
圧を停止させ、前記圧電トランスに接続された負荷に供
給する交流電流または交流電圧の実効値を可変すること
を特徴とする。
割にオフすることによって、前記圧電トランスの入力電
圧を停止させ、前記圧電トランスに接続された負荷に供
給する交流電流または交流電圧の実効値を可変すること
を特徴とする。
【００４４】また、本発明の他の広入力電圧範囲の圧電
トランス駆動回路の構成は、圧電効果を利用して、一次
側から入力した交流電圧を二次側に出力する圧電トラン
スと、前記圧電トランスの一次側電極の一方の電極に二
次側端子を接続し中間端子を第一のトランジスタに接続
した第一のオートトランスと、前記圧電トランスの他方
の一次側電極に二次側端子を接続し中間端子を第二のト
ランジスタに接続した第二のオートトランスと、これら
第一、第二のトランジスタを交互に駆動する分周回路か
ら構成された昇圧手段と、前記第一及び第二のオートト
ランスのそれぞれの一次側端子に、電源に接続された第
三のトランジスタと電流保持手段を接続し、前記第一ま
たは第二のトランジスタのオン時間内でデューティ比を
可変した信号で前記第三のトランジスタをオン、オフす
ることによって前記圧電トランスの駆動電圧を所定の電
圧に制御する駆動電圧制御手段と、前記第一及び第二の
トランジスタの駆動周波数を変化させて前記圧電トラン
スの二次電極から所定の出力電流または出力電圧が得ら
れるよう、前記圧電トランスの昇圧比を制御する周波数
制御手段から構成されることを特徴とする。
トランス駆動回路の構成は、圧電効果を利用して、一次
側から入力した交流電圧を二次側に出力する圧電トラン
スと、前記圧電トランスの一次側電極の一方の電極に二
次側端子を接続し中間端子を第一のトランジスタに接続
した第一のオートトランスと、前記圧電トランスの他方
の一次側電極に二次側端子を接続し中間端子を第二のト
ランジスタに接続した第二のオートトランスと、これら
第一、第二のトランジスタを交互に駆動する分周回路か
ら構成された昇圧手段と、前記第一及び第二のオートト
ランスのそれぞれの一次側端子に、電源に接続された第
三のトランジスタと電流保持手段を接続し、前記第一ま
たは第二のトランジスタのオン時間内でデューティ比を
可変した信号で前記第三のトランジスタをオン、オフす
ることによって前記圧電トランスの駆動電圧を所定の電
圧に制御する駆動電圧制御手段と、前記第一及び第二の
トランジスタの駆動周波数を変化させて前記圧電トラン
スの二次電極から所定の出力電流または出力電圧が得ら
れるよう、前記圧電トランスの昇圧比を制御する周波数
制御手段から構成されることを特徴とする。
【００４５】また本発明において前記電流保持手段がダ
イオードによって構成されることを特徴とする。
イオードによって構成されることを特徴とする。
【００４６】さらに本発明において前記電流保持手段が
トランジスタによって構成され、前記第三のトランジス
タと排他的にスイッチングすることを特徴とする。
トランジスタによって構成され、前記第三のトランジス
タと排他的にスイッチングすることを特徴とする。
【００４７】また本発明において第三のトランジスタを
時分割にオフすることによって、前記圧電トランス入力
電圧を停止させ、前記圧電トランスに接続された負荷に
供給する交流電流または交流電圧の実効値を可変するこ
とを特徴とする。
時分割にオフすることによって、前記圧電トランス入力
電圧を停止させ、前記圧電トランスに接続された負荷に
供給する交流電流または交流電圧の実効値を可変するこ
とを特徴とする。
【００４８】さらに本発明の他の広入力電圧範囲の圧電
トランス駆動回路の構成は、圧電効果を利用して、一次
側から入力した交流電圧を二次側に出力する圧電トラン
スと、前記圧電トランスの１駆動周期内で第一のトラン
ジスタをオンして電源から電流エネルギを入力し、前記
第一のトランジスタをオフして前記圧電トランス一次側
に電圧エネルギとして出力するコイルとを有した昇圧手
段と、前記コイルの他方に接続された電流保持手段と第
二のトランジスタとを有し、前記圧電トランスの１駆動
周期内において、前記コイルの片側に接続された前記第
一のトランジスタがオンする時間内で、前記第二のトラ
ンジスタをオン、オフして前記コイルに流れる電流を保
持する電流保持手段が動作するデューティ比を変化させ
て前記圧電トランスの駆動電圧を所定の電圧に制御する
駆動電圧制御手段と、前記昇圧手段の駆動周波数を変化
させて前記圧電トランスの二次電極から所定の出力電流
または出力電圧が得られるよう、前記圧電トランスの昇
圧比を制御する周波数制御手段を有することを特徴とす
る。
トランス駆動回路の構成は、圧電効果を利用して、一次
側から入力した交流電圧を二次側に出力する圧電トラン
スと、前記圧電トランスの１駆動周期内で第一のトラン
ジスタをオンして電源から電流エネルギを入力し、前記
第一のトランジスタをオフして前記圧電トランス一次側
に電圧エネルギとして出力するコイルとを有した昇圧手
段と、前記コイルの他方に接続された電流保持手段と第
二のトランジスタとを有し、前記圧電トランスの１駆動
周期内において、前記コイルの片側に接続された前記第
一のトランジスタがオンする時間内で、前記第二のトラ
ンジスタをオン、オフして前記コイルに流れる電流を保
持する電流保持手段が動作するデューティ比を変化させ
て前記圧電トランスの駆動電圧を所定の電圧に制御する
駆動電圧制御手段と、前記昇圧手段の駆動周波数を変化
させて前記圧電トランスの二次電極から所定の出力電流
または出力電圧が得られるよう、前記圧電トランスの昇
圧比を制御する周波数制御手段を有することを特徴とす
る。
【００４９】また本発明において前記コイルに磁気的に
結合した二次側コイルによって、前記コイルから昇圧し
た電圧を前記圧電トランスに印加することを特徴とす
る。
結合した二次側コイルによって、前記コイルから昇圧し
た電圧を前記圧電トランスに印加することを特徴とす
る。
【００５０】さらに本発明において前記電流保持手段が
ダイオードによって構成されることを特徴とする。
ダイオードによって構成されることを特徴とする。
【００５１】また本発明において前記電流保持手段が第
三のトランジスタによって構成され、前記第二のトラン
ジスタと排他的にスイッチングすることを特徴とする。
三のトランジスタによって構成され、前記第二のトラン
ジスタと排他的にスイッチングすることを特徴とする。
【００５２】本発明において前記第二のトランジスタを
時分割にオフすることによって、前記圧電トランスの入
力電圧を停止させ圧電トランスに接続された負荷に供給
する交流電圧または交流電流の実効値を可変することを
特徴とする。
時分割にオフすることによって、前記圧電トランスの入
力電圧を停止させ圧電トランスに接続された負荷に供給
する交流電圧または交流電流の実効値を可変することを
特徴とする。
【００５３】本発明の構成によって、電源として入力さ
れた電圧が変動しても、コイルや、電磁トランス一次側
に入力する電流の最大値が一定に制御される為に、圧電
トランスを駆動する正弦波の電圧が一定に保たれる効果
があり、広い入力電圧でも駆動周波数が共振周波数付近
で駆動出来るので効率が悪化しない作用がある。
れた電圧が変動しても、コイルや、電磁トランス一次側
に入力する電流の最大値が一定に制御される為に、圧電
トランスを駆動する正弦波の電圧が一定に保たれる効果
があり、広い入力電圧でも駆動周波数が共振周波数付近
で駆動出来るので効率が悪化しない作用がある。
【００５４】また、入力電圧が大きくなっても電磁トラ
ンス一次側に流れる電流の最大値を一定に制御すること
が出来るので、電磁トランスの容量に余裕のあるものを
使用する必要がなく小型薄型のものが使用できる作用が
ある。
ンス一次側に流れる電流の最大値を一定に制御すること
が出来るので、電磁トランスの容量に余裕のあるものを
使用する必要がなく小型薄型のものが使用できる作用が
ある。
【００５５】さらに、入力電圧の変化で駆動周波数が変
化しないので、圧電トランスの駆動波形が変化せず、ゼ
ロボルトスイッチング（ＺＶＳ）の条件が保たれる為
に、入力電圧が大きくなった場合でもトランジスタの発
熱を防止することができ、効率の低下や、トランジスタ
の破損を防止することが出来る。
化しないので、圧電トランスの駆動波形が変化せず、ゼ
ロボルトスイッチング（ＺＶＳ）の条件が保たれる為
に、入力電圧が大きくなった場合でもトランジスタの発
熱を防止することができ、効率の低下や、トランジスタ
の破損を防止することが出来る。
【００５６】圧電トランスの駆動回路を停止状態にする
場合、入力電源側のトランジスタをオフにすれば駆動回
路の電力を容易に切断することが出来るので、インバー
タやＤＣ／ＤＣコンバータの動作を停止し、低消費電力
の状態にすることが出来る作用がある。
場合、入力電源側のトランジスタをオフにすれば駆動回
路の電力を容易に切断することが出来るので、インバー
タやＤＣ／ＤＣコンバータの動作を停止し、低消費電力
の状態にすることが出来る作用がある。
【００５７】また、負荷に冷陰極管を使用したバックラ
イト用のインバータとして使用する時、管電流を周期的
に停止状態にするバースト調光制御を行って、冷陰極管
の明るさを変化させる場合、電源入力側のトランジスタ
をＰＷＭ制御すれば、圧電トランスの共振用コイルまた
は電磁トランスが高圧を発生しない形で圧電トランスの
駆動波形を停止できるので、ツェナーダイオード等の保
護回路を省略することが出来る作用がある。
イト用のインバータとして使用する時、管電流を周期的
に停止状態にするバースト調光制御を行って、冷陰極管
の明るさを変化させる場合、電源入力側のトランジスタ
をＰＷＭ制御すれば、圧電トランスの共振用コイルまた
は電磁トランスが高圧を発生しない形で圧電トランスの
駆動波形を停止できるので、ツェナーダイオード等の保
護回路を省略することが出来る作用がある。
【００５８】
【発明の実施の形態】次に本実施例について図面を参照
して説明する。図１は本発明による実施の一形態による
ブロック図である。
して説明する。図１は本発明による実施の一形態による
ブロック図である。
【００５９】図１による本実施の形態は大きく４個の回
路ブロックによってインバータを構成している。まず、
圧電トランス１の二次電極に接続された負荷２を流れる
交流電流Ｉ0[Ｖrms]または、印加する交流電圧Ｖ0[Ｖrm
s]を検出して、これらを所定の値に保持する為に圧電ト
ランス１の駆動周波数を制御する周波数制御回路３と、
直流入力電圧（ＶDD）から周波数制御回路３によって作
られた駆動周波数の交流信号を発生させて、圧電トラン
ス１の一次側電極に印加する昇圧回路４と、この圧電ト
ランス１に印加された正弦波の駆動電圧が、直流入力電
圧（ＶDD）が変化しても所定の値に制御する為の駆動電
圧制御回路５と、負荷２に流れる電流値をＰＷＭ制御す
る為の調光回路６から構成される。この構成は基本的に
は図１０の従来技術による構成に駆動電圧制御回路５と
調光回路６を加えたものに相当する。
路ブロックによってインバータを構成している。まず、
圧電トランス１の二次電極に接続された負荷２を流れる
交流電流Ｉ0[Ｖrms]または、印加する交流電圧Ｖ0[Ｖrm
s]を検出して、これらを所定の値に保持する為に圧電ト
ランス１の駆動周波数を制御する周波数制御回路３と、
直流入力電圧（ＶDD）から周波数制御回路３によって作
られた駆動周波数の交流信号を発生させて、圧電トラン
ス１の一次側電極に印加する昇圧回路４と、この圧電ト
ランス１に印加された正弦波の駆動電圧が、直流入力電
圧（ＶDD）が変化しても所定の値に制御する為の駆動電
圧制御回路５と、負荷２に流れる電流値をＰＷＭ制御す
る為の調光回路６から構成される。この構成は基本的に
は図１０の従来技術による構成に駆動電圧制御回路５と
調光回路６を加えたものに相当する。
【００６０】駆動電圧制御回路５は、比較器１６、整流
回路１７、ダイオード１８、トランジスタＱ3 から構成
されており、昇圧回路４のコイルＬ1 、Ｌ2 に供給する
ピーク電流値が直流入力電圧ＶDDによって変化しない様
に制御して、圧電トランス１の駆動電圧を所定の値に制
御する回路である。図１０に示した従来技術の場合には
ＶＣＯ１５の駆動周波数は駆動周波数と同じであった
が、本実施例では周波数制御回路３のＶＣＯ１５の発振
周波数は圧電トランス１の駆動周波数の２倍の周波数
（２xf）の三角波ｆvco と、同じく周波数２xfの矩形波
ｆCLK とを出力する様に構成しておく。この波形を昇圧
回路４の分周回路８によって２xfの周波数を半分に分周
して位相の反転した矩形波Ｖg1、Ｖg2を出力し、トラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にスイッチングさせる。
回路１７、ダイオード１８、トランジスタＱ3 から構成
されており、昇圧回路４のコイルＬ1 、Ｌ2 に供給する
ピーク電流値が直流入力電圧ＶDDによって変化しない様
に制御して、圧電トランス１の駆動電圧を所定の値に制
御する回路である。図１０に示した従来技術の場合には
ＶＣＯ１５の駆動周波数は駆動周波数と同じであった
が、本実施例では周波数制御回路３のＶＣＯ１５の発振
周波数は圧電トランス１の駆動周波数の２倍の周波数
（２xf）の三角波ｆvco と、同じく周波数２xfの矩形波
ｆCLK とを出力する様に構成しておく。この波形を昇圧
回路４の分周回路８によって２xfの周波数を半分に分周
して位相の反転した矩形波Ｖg1、Ｖg2を出力し、トラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にスイッチングさせる。
【００６１】図１によるＶＣＯ１５の回路図を図６に示
し、この動作を順に説明する。制御電圧Ｖinが最低電圧
Ｖmin の場合であって、かつ、比較器２２の出力が直流
電源電圧ＶDDに等しいＨレベルの場合、増幅器２３の反
転入力端子にＲosc を通じて電流Ｉ1 が流れ込むので、
反転入力端子の電圧が上昇する。増幅器２３の非反転入
力端子には直流入力電圧ＶDDの約半分の基準電圧Ｖref2
が接続されており、増幅器２３の反転入力端子の電圧よ
り高くなるので、増幅器２３の出力は、電源Ｉ1 と等し
い電流が流れ込む様に電圧が低下し続ける。増幅器２３
の反転入力端子と非反転入力端子の電位差がゼロになる
電流で増幅器２３は安定する為Ｉ1 ＝−Ｉ2 となる。ま
た比較器２２がＨレベルの時は、Ｑ7 がオンになるので
Ｑ6 はオフになり、Ｑ6 のコレクタ電流Ｉinが流れない
状態になる。
し、この動作を順に説明する。制御電圧Ｖinが最低電圧
Ｖmin の場合であって、かつ、比較器２２の出力が直流
電源電圧ＶDDに等しいＨレベルの場合、増幅器２３の反
転入力端子にＲosc を通じて電流Ｉ1 が流れ込むので、
反転入力端子の電圧が上昇する。増幅器２３の非反転入
力端子には直流入力電圧ＶDDの約半分の基準電圧Ｖref2
が接続されており、増幅器２３の反転入力端子の電圧よ
り高くなるので、増幅器２３の出力は、電源Ｉ1 と等し
い電流が流れ込む様に電圧が低下し続ける。増幅器２３
の反転入力端子と非反転入力端子の電位差がゼロになる
電流で増幅器２３は安定する為Ｉ1 ＝−Ｉ2 となる。ま
た比較器２２がＨレベルの時は、Ｑ7 がオンになるので
Ｑ6 はオフになり、Ｑ6 のコレクタ電流Ｉinが流れない
状態になる。
【００６２】そこで増幅器２３の出力電圧は、Ｃosc を
通じて定電流Ｉ1 ＝−Ｉ2 を流すため時間的に一定の割
合で低下し続けることになる。また比較器２２の出力が
Ｈレベルの時はＲ2 の片側がＶDDになり、Ｒ2 のもう一
方は比較器２２の非反転入力端子に接続されて、さらに
Ｒ1 を通じて増幅器２３の出力に接続される形になる。
そこで増幅器２３の出力電圧と電源との間の電圧をＲ1
とＲ2 で分圧した電圧が、比較器２２の非反転入力端子
に印加されるので、増幅器２３の出力電圧が低下するの
に従って、比較器２２の非反転入力端子の電圧も低下し
続けることになる。
通じて定電流Ｉ1 ＝−Ｉ2 を流すため時間的に一定の割
合で低下し続けることになる。また比較器２２の出力が
Ｈレベルの時はＲ2 の片側がＶDDになり、Ｒ2 のもう一
方は比較器２２の非反転入力端子に接続されて、さらに
Ｒ1 を通じて増幅器２３の出力に接続される形になる。
そこで増幅器２３の出力電圧と電源との間の電圧をＲ1
とＲ2 で分圧した電圧が、比較器２２の非反転入力端子
に印加されるので、増幅器２３の出力電圧が低下するの
に従って、比較器２２の非反転入力端子の電圧も低下し
続けることになる。
【００６３】そこで増幅器２３の出力電圧がＶL ［Ｖ］
になった場合に、比較器２２の非反転入力端子の電圧が
反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖref2に等しくなるよう
にＲ1 とＲ2 を設定してあるので、比較器２２の出力電
圧がＬレベルに反転することになる。するとＩ1 の向き
が逆になり、増幅器２３の出力は定電流−Ｉ1 ＝Ｉ2を
Ｃosc に流すので、増幅器２３の出力電圧は逆に時間的
に一定の割合で上昇することになる。
になった場合に、比較器２２の非反転入力端子の電圧が
反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖref2に等しくなるよう
にＲ1 とＲ2 を設定してあるので、比較器２２の出力電
圧がＬレベルに反転することになる。するとＩ1 の向き
が逆になり、増幅器２３の出力は定電流−Ｉ1 ＝Ｉ2を
Ｃosc に流すので、増幅器２３の出力電圧は逆に時間的
に一定の割合で上昇することになる。
【００６４】比較器２２の出力がＬレベルの時はＲ2 の
片側がグランド電位になり、Ｒ2 のもう一方は比較器２
２の非反転入力端子に接続されて、さらにＲ1 を通じて
増幅器２３の出力に接続される形になる。そこで増幅器
２３の出力電圧とグランド電位をＲ1 とＲ2 で分圧した
電圧が、比較器２２の非反転入力端子に印加されるの
で、増幅器２３の出力電圧が上昇するのに従って、比較
器２２の非反転入力端子の電圧も上昇し続けることにな
る。
片側がグランド電位になり、Ｒ2 のもう一方は比較器２
２の非反転入力端子に接続されて、さらにＲ1 を通じて
増幅器２３の出力に接続される形になる。そこで増幅器
２３の出力電圧とグランド電位をＲ1 とＲ2 で分圧した
電圧が、比較器２２の非反転入力端子に印加されるの
で、増幅器２３の出力電圧が上昇するのに従って、比較
器２２の非反転入力端子の電圧も上昇し続けることにな
る。
【００６５】比較器２２の出力電圧がＬレベルの状態で
は、Ｑ7 がオフしてＱ5 、Ｑ6 でシレントミラー回路を
構成して、制御電圧端子から流れ込む電流Ｉinと等しい
電流を増幅器２３の反転入力端子からグランドに流すこ
とになる。このＩinはＶinがＶmin の時にゼロになるよ
うに設定されており、Ｖin＝Ｖmin の場合にはＣosc に
は−Ｉ1 ＝Ｉ2 の電流が流れることになる。
は、Ｑ7 がオフしてＱ5 、Ｑ6 でシレントミラー回路を
構成して、制御電圧端子から流れ込む電流Ｉinと等しい
電流を増幅器２３の反転入力端子からグランドに流すこ
とになる。このＩinはＶinがＶmin の時にゼロになるよ
うに設定されており、Ｖin＝Ｖmin の場合にはＣosc に
は−Ｉ1 ＝Ｉ2 の電流が流れることになる。
【００６６】そこで比較器２２の出力がＬレベルの時は
増幅器２３の出力電圧は時間的に一定の割合で上昇する
ので、増幅器２３の出力に接続されたＲ1 と、Ｒ2 を通
じてグランドに分圧された比較器２２の非反転入力端子
の電圧も上昇する。そこで増幅器２３の出力電圧がＶH
［Ｖ］になった場合に、比較器２２の非反転入力端子の
電圧が反転入力端子につながれた基準電圧Ｖref2に等し
くなるようにＲ1 とＲ2 を設定してあり比較器２２の出
力電圧はＨレベルに戻ることになる。
増幅器２３の出力電圧は時間的に一定の割合で上昇する
ので、増幅器２３の出力に接続されたＲ1 と、Ｒ2 を通
じてグランドに分圧された比較器２２の非反転入力端子
の電圧も上昇する。そこで増幅器２３の出力電圧がＶH
［Ｖ］になった場合に、比較器２２の非反転入力端子の
電圧が反転入力端子につながれた基準電圧Ｖref2に等し
くなるようにＲ1 とＲ2 を設定してあり比較器２２の出
力電圧はＨレベルに戻ることになる。
【００６７】以上の様にして増幅器２３の出力からは三
角波ｆVCO が出力されて比較器２２の出力からは矩形波
ｆCLK が出力されることになる。図７にＶＣＯ１５の出
力する電圧波形を示す。制御電圧ＶinがＶmin の場合、
図７（ａ）が三角波ｆvco の出力電圧波形となり、図７
（ｂ）が矩形波ｆCLK の出力電圧波形になる。図７
（ｃ）は昇圧回路４の分周回路８で矩形波ｆCLK が分周
されてＶg1になった電圧波形図である。なお分周回路８
はｆCLK の立上りのタイミングで反転する形式のものを
想定している。一方、比較器２２の出力がＬレベルの場
合、Ｑ5 、Ｑ6 のカレントミラー回路によって、増幅器
２３の反転入力端子からグランドに制御電圧Ｖinに比例
したＩinを流すため、増幅器２３の出力はＩ2 ＝−Ｉ1
＋Ｉinの電流を流すことになる。そこで制御電圧Ｖinに
よってＩ2 が増加するので、Ｃosc を充電する電流が増
えることになり、増幅器２３の出力電圧が単位時間に上
昇する割合が大きくなる。そこで三角波の立上り波形の
時間が短くなり、制御電圧Ｖinが大きくなるに従って、
三角ｆVCO の周期が短くなる。同時にｆCLK の周期も短
くなるので、ＶＣＯ１５は入力電圧Ｖinに比例した周波
数の三角波ｆVCO 、矩形波ｆCLK を出力することが出来
る。
角波ｆVCO が出力されて比較器２２の出力からは矩形波
ｆCLK が出力されることになる。図７にＶＣＯ１５の出
力する電圧波形を示す。制御電圧ＶinがＶmin の場合、
図７（ａ）が三角波ｆvco の出力電圧波形となり、図７
（ｂ）が矩形波ｆCLK の出力電圧波形になる。図７
（ｃ）は昇圧回路４の分周回路８で矩形波ｆCLK が分周
されてＶg1になった電圧波形図である。なお分周回路８
はｆCLK の立上りのタイミングで反転する形式のものを
想定している。一方、比較器２２の出力がＬレベルの場
合、Ｑ5 、Ｑ6 のカレントミラー回路によって、増幅器
２３の反転入力端子からグランドに制御電圧Ｖinに比例
したＩinを流すため、増幅器２３の出力はＩ2 ＝−Ｉ1
＋Ｉinの電流を流すことになる。そこで制御電圧Ｖinに
よってＩ2 が増加するので、Ｃosc を充電する電流が増
えることになり、増幅器２３の出力電圧が単位時間に上
昇する割合が大きくなる。そこで三角波の立上り波形の
時間が短くなり、制御電圧Ｖinが大きくなるに従って、
三角ｆVCO の周期が短くなる。同時にｆCLK の周期も短
くなるので、ＶＣＯ１５は入力電圧Ｖinに比例した周波
数の三角波ｆVCO 、矩形波ｆCLK を出力することが出来
る。
【００６８】制御電圧Ｖinを高い電圧Ｖmax を入力して
周波数高くなった状態のｆVCO を図７（ｄ）に示す。さ
らに図７（ｅ）にｆCLK 、図７（ｆ）に昇圧回路４で矩
形波ｆCLK を分周してＶg1になった電圧波形図をそれぞ
れ示す。図７（ｄ）のように制御電圧が高くなると三角
波ｆVCO の立上り波形が急になって周波数が高くなって
いることが分かる。
周波数高くなった状態のｆVCO を図７（ｄ）に示す。さ
らに図７（ｅ）にｆCLK 、図７（ｆ）に昇圧回路４で矩
形波ｆCLK を分周してＶg1になった電圧波形図をそれぞ
れ示す。図７（ｄ）のように制御電圧が高くなると三角
波ｆVCO の立上り波形が急になって周波数が高くなって
いることが分かる。
【００６９】また図１ではＶＣＯ１５の発生する２倍の
周波数の三角波ｆVCO は駆動電圧制御回路５の比較器１
６にも入力されている。整流回路１７は圧電トランス１
の一次電圧波形を入力して整流し、これを整流電圧ＶC
に変換した後、比較器１６に入力する。
周波数の三角波ｆVCO は駆動電圧制御回路５の比較器１
６にも入力されている。整流回路１７は圧電トランス１
の一次電圧波形を入力して整流し、これを整流電圧ＶC
に変換した後、比較器１６に入力する。
【００７０】図８のタイミングチャートに三角波
ｆvco 、整流電圧ＶC 、Ｑ3 のゲート電圧Ｖg3、Ｑ1 、
Ｑ2 のゲート電圧Ｖg1、Ｖg2、さらにＱ1 、Ｑ2 のドレ
イン電圧Ｖd1、Ｖd2、コイル電流ｉL1、ｉL2を示す。図
８（ａ）のグラフは比較器１６に入力される二つの信号
ｆVCO とＶC を示し、図８（ｂ）は比較器１６の出力信
号を示し、トランジスタＱ3 のゲート波形Ｖg3になる。
Ｑ3 はＰチャンネルトランジスタで構成されているの
で、Ｖg3がＬレベルの時Ｑ3 がオンになり、Ｈレベルの
時Ｑ3 がオフになる。
ｆvco 、整流電圧ＶC 、Ｑ3 のゲート電圧Ｖg3、Ｑ1 、
Ｑ2 のゲート電圧Ｖg1、Ｖg2、さらにＱ1 、Ｑ2 のドレ
イン電圧Ｖd1、Ｖd2、コイル電流ｉL1、ｉL2を示す。図
８（ａ）のグラフは比較器１６に入力される二つの信号
ｆVCO とＶC を示し、図８（ｂ）は比較器１６の出力信
号を示し、トランジスタＱ3 のゲート波形Ｖg3になる。
Ｑ3 はＰチャンネルトランジスタで構成されているの
で、Ｖg3がＬレベルの時Ｑ3 がオンになり、Ｈレベルの
時Ｑ3 がオフになる。
【００７１】直流入力電圧ＶDDが最低電圧の時、整流電
圧ＶC が三角波ｆVCO の波形の最低電圧とほぼ等しくな
る様に設定しておく。この状態で入力電圧を上昇させる
と、整流電圧ＶC が上昇し三角波ｆVCO の振幅内に入る
ことになる。この状態を図８（ａ）に示す。
圧ＶC が三角波ｆVCO の波形の最低電圧とほぼ等しくな
る様に設定しておく。この状態で入力電圧を上昇させる
と、整流電圧ＶC が上昇し三角波ｆVCO の振幅内に入る
ことになる。この状態を図８（ａ）に示す。
【００７２】三角波ｆVCO の電圧が整流電圧ＶC より大
きい時間のｔ1 〜ｔ2 の間、比較器１６の出力信号Ｖg3
はＬレベルになる。図８（ｃ）ではこのときＶg1の電圧
がＨレベルのためＱ1 がオンになるのでコイルＬ1 に電
流が流れ始める。これを等価回路として図９（ａ）に示
す。コイルＬ1 に流れる電流は、ｉ（ｔ）＝ＶDD×ｔ／
Ｌ1 で表わされ直流入力電圧ＶDDと時間ｔに比例して大
きくなる。
きい時間のｔ1 〜ｔ2 の間、比較器１６の出力信号Ｖg3
はＬレベルになる。図８（ｃ）ではこのときＶg1の電圧
がＨレベルのためＱ1 がオンになるのでコイルＬ1 に電
流が流れ始める。これを等価回路として図９（ａ）に示
す。コイルＬ1 に流れる電流は、ｉ（ｔ）＝ＶDD×ｔ／
Ｌ1 で表わされ直流入力電圧ＶDDと時間ｔに比例して大
きくなる。
【００７３】次にｆVCO の三角波が整流電圧ＶC より小
さくなる時間ｔ2 〜ｔ4 の間、Ｖg3はＨレベルになるの
でＱ3 はオフになり、Ｌ1 は電源から切り離されるがダ
イオード１８を通じてグランドから供給される電流が流
れ、図８（ｇ）のようにｉL1の電流はｔ2 のままの電流
が流れ続ける。この時の等価回路を図９（ｂ）に示す。
ダイオード１８はコイルＬ1 の電流を保持する回路とし
て動作し、コイルＬ1に流れている電流ｉ（ｔ）はｔ2
の値を保持する為、グランド、ダイオード、Ｌ1 、Ｑ1
を通じて流れ続けることになる。
さくなる時間ｔ2 〜ｔ4 の間、Ｖg3はＨレベルになるの
でＱ3 はオフになり、Ｌ1 は電源から切り離されるがダ
イオード１８を通じてグランドから供給される電流が流
れ、図８（ｇ）のようにｉL1の電流はｔ2 のままの電流
が流れ続ける。この時の等価回路を図９（ｂ）に示す。
ダイオード１８はコイルＬ1 の電流を保持する回路とし
て動作し、コイルＬ1に流れている電流ｉ（ｔ）はｔ2
の値を保持する為、グランド、ダイオード、Ｌ1 、Ｑ1
を通じて流れ続けることになる。
【００７４】ｔ4 〜ｔ5 の間では、また三角波ｆVCO の
電圧が整流電圧ＶC より大きくなりＱ3 がオンになるの
で、コイルＬ1 の電流はまた時間に比例して増加し、ｔ
5 においてＩpeakの電流値になる。同様に等価回路は図
９（ｃ）となる。
電圧が整流電圧ＶC より大きくなりＱ3 がオンになるの
で、コイルＬ1 の電流はまた時間に比例して増加し、ｔ
5 においてＩpeakの電流値になる。同様に等価回路は図
９（ｃ）となる。
【００７５】次にｔ5 〜ｔ6 の時間では、Ｑ1 がオフに
なるので図９（ｄ）の状態になり、Ｑ1 のドレイン電圧
はコイルＬ1 と、圧電トランス１の入力等価容量Ｃd1と
共振して図８（ｅ）のような半波の正弦波電圧Ｖd1の波
形になる。
なるので図９（ｄ）の状態になり、Ｑ1 のドレイン電圧
はコイルＬ1 と、圧電トランス１の入力等価容量Ｃd1と
共振して図８（ｅ）のような半波の正弦波電圧Ｖd1の波
形になる。
【００７６】ｔ6 〜ｔ7 では、三角波ｆVCO の電圧が整
流電圧ＶC より小さくなるのでＱ3はオフになるが、図
９（ｅ）のようにコイルＬ1 から放出される電流はダイ
オード１８を通して流れ、Ｑ1 のドレイン電圧のピーク
電圧は直流入力電圧ＶDDの約３倍になる。
流電圧ＶC より小さくなるのでＱ3はオフになるが、図
９（ｅ）のようにコイルＬ1 から放出される電流はダイ
オード１８を通して流れ、Ｑ1 のドレイン電圧のピーク
電圧は直流入力電圧ＶDDの約３倍になる。
【００７７】ｔ7 〜ｔ8 の時間では、Ｑ3 はまたオンに
なるが、コイルＬ1 の電流ｉL1は図８（ｇ）の様に圧電
トランスに接続した負荷による等価抵抗によってｔ8 に
ゼロになり、ｔ1 〜ｔ5 にチャージした電流エネルギを
放出する動作を行う。
なるが、コイルＬ1 の電流ｉL1は図８（ｇ）の様に圧電
トランスに接続した負荷による等価抵抗によってｔ8 に
ゼロになり、ｔ1 〜ｔ5 にチャージした電流エネルギを
放出する動作を行う。
【００７８】また、さらに直流入力電圧ＶDDが上昇した
場合は、整流電圧ＶC が増加してＶg3のオフの期間が増
加し、コイルＬ1 、Ｌ2 に電流をチャージする期間が短
くなる。そこで以上の構成によって入力電圧ＶDDが変化
すると三角波ｆVCO に対する整流電圧ＶC が大きく変化
してＱ3 のデューティ比が変わることによってコイルに
チャージされるピーク電流が一定に制御されて圧電トラ
ンス１の駆動電圧が所定の値に制御される。
場合は、整流電圧ＶC が増加してＶg3のオフの期間が増
加し、コイルＬ1 、Ｌ2 に電流をチャージする期間が短
くなる。そこで以上の構成によって入力電圧ＶDDが変化
すると三角波ｆVCO に対する整流電圧ＶC が大きく変化
してＱ3 のデューティ比が変わることによってコイルに
チャージされるピーク電流が一定に制御されて圧電トラ
ンス１の駆動電圧が所定の値に制御される。
【００７９】以上の様に圧電トランス１の駆動電圧
Ｖd1、Ｖd2のピーク電圧が、直流入力電圧ＶDDによって
変動しないことから、図１の周波数制御回路３は、負荷
２に流れる交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または出力電圧Ｖ
0[Ｖrms]）が所定値になる駆動周波数を発生する。この
制御については従来技術の図１０と同じである。駆動電
圧制御回路５の働きによって圧電トランス１の駆動電圧
が直流入力電圧ＶDDによって変動しないことから、圧電
トランス１の昇圧比が一定で済み、等価的に一定の直流
入力電圧で動作する状態になる。
Ｖd1、Ｖd2のピーク電圧が、直流入力電圧ＶDDによって
変動しないことから、図１の周波数制御回路３は、負荷
２に流れる交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または出力電圧Ｖ
0[Ｖrms]）が所定値になる駆動周波数を発生する。この
制御については従来技術の図１０と同じである。駆動電
圧制御回路５の働きによって圧電トランス１の駆動電圧
が直流入力電圧ＶDDによって変動しないことから、圧電
トランス１の昇圧比が一定で済み、等価的に一定の直流
入力電圧で動作する状態になる。
【００８０】従って、周波数制御回路３は負荷２に流れ
る交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または出力電圧Ｖ0[Ｖrms]）
が所定値になる様に圧電トランス１の昇圧比を制御する
ので、駆動周波数は直流入力電圧ＶDDが変化しても一定
に制御されることになる。
る交流電流Ｉ0[ｍＡrms]（または出力電圧Ｖ0[Ｖrms]）
が所定値になる様に圧電トランス１の昇圧比を制御する
ので、駆動周波数は直流入力電圧ＶDDが変化しても一定
に制御されることになる。
【００８１】また調光回路６は、負荷に冷陰極管を利用
したバックライトのように調光が必要な場合に用いられ
る回路であり、比較的低周期（例えば２１０Ｈｚ）の周
波数を発振する三角波発振器１９と比較器２０から構成
されており、外部から調光電圧を入力することで、三角
波発振器１９の出力波形を比較器２０で比較して、デュ
ーティを可変されたパルス信号を出力する。
したバックライトのように調光が必要な場合に用いられ
る回路であり、比較的低周期（例えば２１０Ｈｚ）の周
波数を発振する三角波発振器１９と比較器２０から構成
されており、外部から調光電圧を入力することで、三角
波発振器１９の出力波形を比較器２０で比較して、デュ
ーティを可変されたパルス信号を出力する。
【００８２】この信号は、周波数制御回路３と駆動電圧
制御回路５に接続されており、Ｈレベルの期間は、Ｑ3
をオフさせて圧電トランス１の駆動電圧を停止させると
同時に、ＶＣＯ１５の駆動周波数が変化しないように積
分回路１３の出力電圧をホールドさせる働きをする。
制御回路５に接続されており、Ｈレベルの期間は、Ｑ3
をオフさせて圧電トランス１の駆動電圧を停止させると
同時に、ＶＣＯ１５の駆動周波数が変化しないように積
分回路１３の出力電圧をホールドさせる働きをする。
【００８３】第二実施例図２による本発明の他の実施例
については、コイルＬ1 、Ｌ2 が電磁トランスＴ1 、Ｔ
2 に置き換えられた点以外では図１と同等なインバータ
である。Ｑ1 、Ｑ2 で発生させた電圧共振波形Ｖd1、Ｖ
d2はＴ1 、Ｔ2 の二次側巻線によって巻線比Ｎ＋１倍に
比例した電圧Ｖs1、Ｖs2として圧電トランスに印加する
もので、圧電トランス１で不足した昇圧比を電磁トラン
スＴ1 、Ｔ2 で補うことが出来るため、より低い電圧で
動作させることが出来る特徴がある。
については、コイルＬ1 、Ｌ2 が電磁トランスＴ1 、Ｔ
2 に置き換えられた点以外では図１と同等なインバータ
である。Ｑ1 、Ｑ2 で発生させた電圧共振波形Ｖd1、Ｖ
d2はＴ1 、Ｔ2 の二次側巻線によって巻線比Ｎ＋１倍に
比例した電圧Ｖs1、Ｖs2として圧電トランスに印加する
もので、圧電トランス１で不足した昇圧比を電磁トラン
スＴ1 、Ｔ2 で補うことが出来るため、より低い電圧で
動作させることが出来る特徴がある。
【００８４】次に本発明による他の実施例として、昇圧
回路４を１トランジスタ型の電圧共振型のコンバータで
構成する場合について説明する。図３はこの実施例によ
るインバータのブロック図で、図４（ａ）及び（ｂ）は
昇圧回路４の詳細な回路図と、図４（ｃ）はこのゲート
電圧波形図、図４（ｄ）はドレイン電圧波形図である。
図３全体の動作については前記の発明によるものと同等
であるので、昇圧回路４の動作について説明する。
回路４を１トランジスタ型の電圧共振型のコンバータで
構成する場合について説明する。図３はこの実施例によ
るインバータのブロック図で、図４（ａ）及び（ｂ）は
昇圧回路４の詳細な回路図と、図４（ｃ）はこのゲート
電圧波形図、図４（ｄ）はドレイン電圧波形図である。
図３全体の動作については前記の発明によるものと同等
であるので、昇圧回路４の動作について説明する。
【００８５】この昇圧回路４では、図４（ａ）の様に１
個のコイルＬ1 を使用してＱ1 でスイッチングを行い、
Ｌ1 と圧電トランス１の入力等価容量で電圧共振波形を
作り半波の正弦波によって圧電トランスを駆動するもの
で、Ｑ1 の駆動電圧Ｖg1は２位相駆動回路９によって駆
動周波数に分周されたパルスを使用し、Ｌ1 と圧電トラ
ンスの入力容量を合わせることで図４（ｄ）におけるｔ
6 の時間にドレイン電圧Ｖg1がセロ電圧になったタイミ
ングでＱ1 をオンさせるもので、コイルＬ1 に入力され
る電流は、駆動電圧制御回路５によって前述したと同等
に制御される。そこで、広入力電圧範囲でもＬ1 にチャ
ージされる電流ピークが所定値に制御されるので、図
１、図２の回路と同様に効率の変動がなく動作可能であ
る。
個のコイルＬ1 を使用してＱ1 でスイッチングを行い、
Ｌ1 と圧電トランス１の入力等価容量で電圧共振波形を
作り半波の正弦波によって圧電トランスを駆動するもの
で、Ｑ1 の駆動電圧Ｖg1は２位相駆動回路９によって駆
動周波数に分周されたパルスを使用し、Ｌ1 と圧電トラ
ンスの入力容量を合わせることで図４（ｄ）におけるｔ
6 の時間にドレイン電圧Ｖg1がセロ電圧になったタイミ
ングでＱ1 をオンさせるもので、コイルＬ1 に入力され
る電流は、駆動電圧制御回路５によって前述したと同等
に制御される。そこで、広入力電圧範囲でもＬ1 にチャ
ージされる電流ピークが所定値に制御されるので、図
１、図２の回路と同様に効率の変動がなく動作可能であ
る。
【００８６】同様に図４（ｂ）では電磁トランスＴ1 を
使用してＶd1を巻線比Ｎ倍の電圧に昇圧して圧電トラン
ス１を駆動しており、圧電トランス１の昇圧比を補うこ
とが出来る。これは図４（ａ）と同様にゼロ電圧スイッ
チング（ＺＶＳ）を行うように電磁トランスＴ1 の一
次、二次インダクタンスを設定する。この図３及び図４
の実施の形態では圧電トランス１を高調波成分を含んだ
半波の正弦波で駆動するため若干効率は低下するが、回
路素子が減らせる特徴がある。
使用してＶd1を巻線比Ｎ倍の電圧に昇圧して圧電トラン
ス１を駆動しており、圧電トランス１の昇圧比を補うこ
とが出来る。これは図４（ａ）と同様にゼロ電圧スイッ
チング（ＺＶＳ）を行うように電磁トランスＴ1 の一
次、二次インダクタンスを設定する。この図３及び図４
の実施の形態では圧電トランス１を高調波成分を含んだ
半波の正弦波で駆動するため若干効率は低下するが、回
路素子が減らせる特徴がある。
【００８７】以上の本発明による実施の形態では、圧電
トランス１の二次側出力を交流のまま負荷に印加するイ
ンバータとして説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータとし
て動作させる場合には、圧電トランス１の二次側電極と
負荷２の間に整流回路を入れても回路動作は変わらない
ことは明らかである。また、負荷に出力する交流電圧Ｖ
0[Ｖrms]を一定値に制御する場合には、整流回路１１に
交流電圧Ｖ0[Ｖrms]を入力すれば定電圧出力のインバー
タとして動作させることが出来る。
トランス１の二次側出力を交流のまま負荷に印加するイ
ンバータとして説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータとし
て動作させる場合には、圧電トランス１の二次側電極と
負荷２の間に整流回路を入れても回路動作は変わらない
ことは明らかである。また、負荷に出力する交流電圧Ｖ
0[Ｖrms]を一定値に制御する場合には、整流回路１１に
交流電圧Ｖ0[Ｖrms]を入力すれば定電圧出力のインバー
タとして動作させることが出来る。
【００８８】前記の図１、図２および図３の各実施例で
は、図５（ａ）のようにダイオード１８を用い、トラン
ジスタＱ3 がオフした場合にコイルＬ1 、Ｌ2 や電磁ト
ランスＴ1 、Ｔ2 に流れる電流を保持させるように構成
した例で説明したが、図５（ｂ）の様にＱ3 がオフにな
った場合にグランドに接地するトランジスタＱ4 を用い
てコイル電流を保持する構成にしても構わない。この場
合には、Ｑ3 との間で貫通電流が流れない様に貫通電流
防止回路２４を用い、Ｑ3 が完全にオフした後、Ｑ4 を
オンさせてＱ3 、Ｑ4 のトランジスタが同時にオンにな
らないように制御する必要がある。
は、図５（ａ）のようにダイオード１８を用い、トラン
ジスタＱ3 がオフした場合にコイルＬ1 、Ｌ2 や電磁ト
ランスＴ1 、Ｔ2 に流れる電流を保持させるように構成
した例で説明したが、図５（ｂ）の様にＱ3 がオフにな
った場合にグランドに接地するトランジスタＱ4 を用い
てコイル電流を保持する構成にしても構わない。この場
合には、Ｑ3 との間で貫通電流が流れない様に貫通電流
防止回路２４を用い、Ｑ3 が完全にオフした後、Ｑ4 を
オンさせてＱ3 、Ｑ4 のトランジスタが同時にオンにな
らないように制御する必要がある。
【００８９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による広入
力電圧範囲の圧電トランス駆動回路によれば、駆動電圧
制御回路５によって直流入力電圧ＶDDが変化しても、圧
電トランス１を駆動する交流電圧が所定の電圧に制御さ
れるので、圧電トランス１の駆動周波数が共振周波数ｆ
r の付近から変化しないことから、ゼロボルトスイッチ
ング（ＺＶＳ）の条件を満足して常に高い効率の周波数
で圧電トランス１を駆動出来る効果があり、入力電圧範
囲が４倍以上で安定に動作可能なことを確認出来た。
力電圧範囲の圧電トランス駆動回路によれば、駆動電圧
制御回路５によって直流入力電圧ＶDDが変化しても、圧
電トランス１を駆動する交流電圧が所定の電圧に制御さ
れるので、圧電トランス１の駆動周波数が共振周波数ｆ
r の付近から変化しないことから、ゼロボルトスイッチ
ング（ＺＶＳ）の条件を満足して常に高い効率の周波数
で圧電トランス１を駆動出来る効果があり、入力電圧範
囲が４倍以上で安定に動作可能なことを確認出来た。
【００９０】また、直流入力電圧ＶDDが最大の電圧にな
っても、コイルＬ1 、Ｌ2 または、電磁トランスＴ1 、
Ｔ2 の一次側巻線に流れる電流のピーク値が直流入力電
圧ＶDDが最低電圧の場合と同じ電流値に制御されること
から、磁気飽和を起こす電流値を最低の入力電圧値に合
わせて設定出来るので、小型のコイルや電磁トランスを
使用することが可能で、圧電トランスの薄さや小型化に
適した駆動回路を実現出来る効果がある。
っても、コイルＬ1 、Ｌ2 または、電磁トランスＴ1 、
Ｔ2 の一次側巻線に流れる電流のピーク値が直流入力電
圧ＶDDが最低電圧の場合と同じ電流値に制御されること
から、磁気飽和を起こす電流値を最低の入力電圧値に合
わせて設定出来るので、小型のコイルや電磁トランスを
使用することが可能で、圧電トランスの薄さや小型化に
適した駆動回路を実現出来る効果がある。
【００９１】その上、駆動電圧制御回路５によって直流
入力電圧ＶDDが変化しても、Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン電圧
のピーク値が一定に制御されることから、トランジスタ
の耐圧を下げることが出来るので、オン抵抗の低減によ
る効率改善や、コスト低減が出来る効果がある。
入力電圧ＶDDが変化しても、Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン電圧
のピーク値が一定に制御されることから、トランジスタ
の耐圧を下げることが出来るので、オン抵抗の低減によ
る効率改善や、コスト低減が出来る効果がある。
【００９２】さらに本発明による図３及び図４の１トラ
ンジスタ型の昇圧回路５による駆動回路では、簡易な回
路でも広入力電圧範囲で圧電トランス１を駆動すること
が出来る効果がある。
ンジスタ型の昇圧回路５による駆動回路では、簡易な回
路でも広入力電圧範囲で圧電トランス１を駆動すること
が出来る効果がある。
【００９３】またバックライト用のインバータとしてバ
ースト調光を行う場合、インダクタンスの解放をダイオ
ード１８によって防ぐことができるので、Ｑ1 、Ｑ2 の
ドレイン電圧が高圧にならず、高圧保護用の素子（例え
ばツェナーダイオード）が不要になり、コスト低減を行
うことが出来る効果がある。
ースト調光を行う場合、インダクタンスの解放をダイオ
ード１８によって防ぐことができるので、Ｑ1 、Ｑ2 の
ドレイン電圧が高圧にならず、高圧保護用の素子（例え
ばツェナーダイオード）が不要になり、コスト低減を行
うことが出来る効果がある。
【図１】本発明による第一の実施例のブロック図
【図２】本発明による第二の実施例のブロック図
【図３】本発明による第三の実施例のブロック図
【図４】（ａ），（ｂ）は図３の昇圧回路４のブロック
図、（ｃ），（ｄ）はタイミングチャート
図、（ｃ），（ｄ）はタイミングチャート
【図５】（ａ）は図１、図２、図３のダイオードによる
電流保持回路の回路例、（ｂ）は図１、図２、図３のト
ランジスタによる電流保持回路の回路例
電流保持回路の回路例、（ｂ）は図１、図２、図３のト
ランジスタによる電流保持回路の回路例
【図６】図１、図２、図３のＶＣＯ１５の回路例
【図７】図１、図２、図３のＶＣＯ１５の動作を説明す
るタイミングチャート
るタイミングチャート
【図８】図１または図２の動作を説明するタイミングチ
ャート
ャート
【図９】図１の動作を説明する等価回路
【図１０】従来技術によるブロック図
【図１１】他の従来技術のブロック図
【図１２】他の従来技術のブロック図
【図１３】（ａ）は図８の従来技術による駆動電圧波形
図、（ｂ）はその周波数特性図
図、（ｂ）はその周波数特性図
【図１４】圧電トランス１と周辺回路の等価回路
１ 圧電トランス ２ 負荷 ３ 周波数制御回路 ４ 昇圧回路 ５ 駆動電圧制御回路 ６ 調光回路 ８ 分周回路 ９ ２位相駆動回路 １０ 電流電圧変換回路 １１、１７ 整流回路 １２、１４、１６、２０、２２ 比較器 １３、４６ 積分回路 １５ ＶＣＯ １８ ダイオード １９ 三角波発振回路 ２１ 電流保持回路 ２３ 増幅回路 ２４ 貫通電流防止回路 ３０ 直流電源 ３１ 一次側駆動回路 ３２ 出力整流回路 ３３ 可変周波数発振器 ３４ 電圧・時比率変換回路 ３５ 検出回路 ４０ 制御ＩＣ ４１ 入力電源電圧検出回路 ４２ ＶＣＯ ４３ 駆動回路 ４４ 異常点灯検出保護回路・入力電圧低下検出保護
回路 ４５ バッファ ４７ 始動回路・負荷断線検出保護回路 Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 、Ｑ7 トラン
ジスタ Ｌ1 、Ｌ2 コイル Ｔ1 、Ｔ2 電磁トランス
回路 ４５ バッファ ４７ 始動回路・負荷断線検出保護回路 Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 、Ｑ7 トラン
ジスタ Ｌ1 、Ｌ2 コイル Ｔ1 、Ｔ2 電磁トランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/02 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ 41/29 Ｈ０１Ｌ 41/08 Ａ
Claims (13)
- 【請求項１】 圧電効果を利用して、一次側から入力し
た交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、 前記圧電トランスの一次側電極の一方の電極に接続され
た第一のコイルと第一のトランジスタと、 前記圧電トランスの他方の一次側電極に片側を接続した
第二のコイルと第二のトランジスタと、 これら第一、第二のトランジスタを交互に駆動する分周
回路から構成された昇圧手段と、 前記第一及び第二のコイルの他方に、電源に接続された
第三のトランジスタと電流保持手段をそれぞれ接続し、 前記第一または第二のトランジスタのオン時間内でデュ
ーティ比を可変した信号で前記第三のトランジスタをオ
ン、オフすることによって、前記圧電トランスの駆動電
圧を所定の電圧に制御する駆動電圧制御手段と、 前記第一及び第二のトランジスタの駆動周波数を変化さ
せて前記圧電トランスの二次電極から所定の出力電流ま
たは出力電圧が得られるよう、前記圧電トランスの昇圧
比を制御する周波数制御手段から構成されることを特徴
とする圧電トランス駆動回路。 - 【請求項２】 前記電流保持手段がダイオードによって
構成されることを特徴とする請求項１記載の圧電トラン
ス駆動回路。 - 【請求項３】 前記電流保持手段がトランジスタによっ
て構成され、前記第三のトランジスタと排他的にスイッ
チングすることを特徴とする請求項１記載の圧電トラン
ス駆動回路。 - 【請求項４】 第三のトランジスタを時分割にオフする
ことによって、前記圧電トランスの入力電圧を停止さ
せ、前記圧電トランスに接続された負荷に供給する交流
電流または交流電圧の実効値を可変することを特徴とす
る請求項１記載の圧電トランス駆動回路。 - 【請求項５】 圧電効果を利用して、一次側から入力し
た交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、 前記圧電トランスの一次側電極の一方の電極に二次側端
子を接続し中間端子を第一のトランジスタに接続した第
一のオートトランスと、 前記圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子を接
続し中間端子を第二のトランジスタに接続した第二のオ
ートトランスと、 これら第一、第二のトランジスタを交互に駆動する分周
回路から構成された昇圧手段と、 前記第一及び第二のオートトランスの一次側端子に、電
源に接続された第三のトランジスタと電流保持手段をそ
れぞれ接続し、 前記第一または第二のトランジスタのオン時間内でデュ
ーティ比を可変した信号で前記第三のトランジスタをオ
ン、オフすることによって前記圧電トランスの駆動電圧
を所定の電圧に制御する駆動電圧制御手段と、 前記第一及び第二のトランジスタの駆動周波数を変化さ
せて前記圧電トランスの二次電極から所定の出力電流ま
たは出力電圧が得られるよう、前記圧電トランスの昇圧
比を制御する周波数制御手段から構成されることを特徴
とする圧電トランス駆動回路。 - 【請求項６】 前記電流保持手段がダイオードによって
構成されることを特徴とする請求項５記載の圧電トラン
ス駆動回路。 - 【請求項７】 前記電流保持手段がトランジスタによっ
て構成され、前記第三のトランジスタと排他的にスイッ
チングすることを特徴とする請求項５記載の圧電トラン
ス駆動回路。 - 【請求項８】 第三のトランジスタを時分割にオフする
ことによって、前記圧電トランスの入力電圧を停止さ
せ、前記圧電トランスに接続された負荷に供給する交流
電流または交流電圧の実効値を可変することを特徴とす
る請求項５記載の圧電トランス駆動回路。 - 【請求項９】 圧電効果を利用して、一次側から入力し
た交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、 前記圧電トランスの１駆動周期内で第一のトランジスタ
をオンして電源から電流エネルギを入力し、前記第一の
トランジスタをオフして前記圧電トランス一次側に電圧
エネルギとして出力するコイルとを有した昇圧手段と、 前記コイルの他方に接続された電流保持手段と第二のト
ランジスタとを有し、前記圧電トランスの１駆動周期内
において、前記コイルの片側に接続された前記第一のト
ランジスタがオンする時間内で、前記第二のトランジス
タをオン、オフして前記コイルに流れる電流を保持する
電流保持手段が動作するデューティ比を変化させて前記
圧電トランスの駆動電圧を所定の電圧に制御する駆動電
圧制御手段と、 前記昇圧手段の駆動周波数を変化させて前記圧電トラン
スの二次電極から所定の出力電流または出力電圧が得ら
れるよう、前記圧電トランスの昇圧比を制御する周波数
制御手段を含むことを特徴とする圧電トランス駆動回
路。 - 【請求項１０】 前記コイルに磁気的に結合した二次側
コイルによって、前記コイルから昇圧した電圧を前記圧
電トランスに印加することを特徴とする請求項９記載の
圧電トランス駆動回路。 - 【請求項１１】 前記電流保持手段がダイオードによっ
て構成されることを特徴とする請求項９または１０記載
の圧電トランス駆動回路。 - 【請求項１２】 前記電流保持手段が第三のトランジス
タによって構成され、前記第二のトランジスタと排他的
にスイッチングすることを特徴とする請求項９または１
０記載の圧電トランス駆動回路。 - 【請求項１３】 前記第二のトランジスタを時分割にオ
フすることによって、前記圧電トランスの入力電圧を停
止させ圧電トランスに接続された負荷に供給する交流電
圧または交流電流の実効値を可変することを特徴とする
請求項９または１０記載の圧電トランス駆動回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7264081A JP2778554B2 (ja) | 1995-10-12 | 1995-10-12 | 圧電トランス駆動回路 |
| KR1019960045534A KR100233192B1 (ko) | 1995-10-12 | 1996-10-12 | 압전 트랜스 구동 회로 |
| TW085112483A TW400684B (en) | 1995-10-12 | 1996-10-12 | Piezoelectric transformer driving circuit |
| US08/732,575 US5705877A (en) | 1995-10-12 | 1996-10-15 | Piezoelectric transformer driving circuit |
| US08/874,585 US5859489A (en) | 1995-10-12 | 1997-06-13 | Piezoelectric transformer driving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7264081A JP2778554B2 (ja) | 1995-10-12 | 1995-10-12 | 圧電トランス駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09107684A JPH09107684A (ja) | 1997-04-22 |
| JP2778554B2 true JP2778554B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=17398259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7264081A Expired - Lifetime JP2778554B2 (ja) | 1995-10-12 | 1995-10-12 | 圧電トランス駆動回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5705877A (ja) |
| JP (1) | JP2778554B2 (ja) |
| KR (1) | KR100233192B1 (ja) |
| TW (1) | TW400684B (ja) |
Families Citing this family (106)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2842526B2 (ja) * | 1996-08-01 | 1999-01-06 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動回路 |
| JP2845209B2 (ja) * | 1996-08-23 | 1999-01-13 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスインバータ及びその制御回路並びに駆動方法 |
| JP2943910B2 (ja) * | 1996-09-30 | 1999-08-30 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動装置 |
| JP3063645B2 (ja) * | 1996-10-24 | 2000-07-12 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動回路 |
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| JP3257505B2 (ja) * | 1998-03-31 | 2002-02-18 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバータ |
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