JP2001126891A - 圧電トランスインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 管電流が一定になるように制御可能で広い入
力電圧範囲と広い出力電流範囲で動作可能であり、かつ
広い調光範囲を実現し、すべての動作領域において高効
率を維持する圧電トランスインバータを提供する。 【解決手段】 誘導性素子Ｌ１，Ｌ２とスイッチングト
ランジスタＱ１，Ｑ２とを有する圧電トランス駆動手段
２によって、入力された電圧をほぼ一定周波数の交流電
圧に変換して圧電トランス１に出力し、スイッチングト
ランジスタＱ１，Ｑ２の導通を制御する駆動信号と圧電
トランス１の出力電圧との間の位相差を位相差−電圧変
換手段５で検出し、その位相差が所望の値となるよう
に、周波数制御手段４からパルス電圧信号を圧電トラン
ス駆動手段２に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は圧電トランスイン
バータに関し、特に、圧電トランスを用いて直流電圧を
交流電圧に変換するための圧電トランスインバータに関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ビデオムービィやノートパソコン
などの携帯用情報処理装置のディスプレイ装置として、
バックライト付液晶ディスプレイが一般的に使用されて
いる。このバックライトの光源としては、冷陰極管など
の蛍光管が用いられている。蛍光管を点灯させるには、
高圧の交流電圧を印加する必要があり、またノートパソ
コンなどの携帯用情報処理装置の入力電源としては、バ
ッテリとＡＣアダプタの併用が一般的である。それゆえ
に、このようなバックライトには、入力電源から供給さ
れる低電圧の直流電圧を蛍光管が点灯可能な高圧の交流
電圧に変換するＤＣ／ＡＣインバータなどの蛍光管点灯
装置が必要となる。従来はこのような蛍光管点灯装置と
して、電磁トランスを用いたＤＣ／ＡＣインバータが使
用されてきた。しかし、近年、小型化・高効率・安全性
などを目的として、圧電トランスを用いた圧電トランス
インバータの開発が進められている。

【０００３】このような圧電トランスインバータでは、
負荷に対する出力電圧や出力電流が所望の値になるよう
に制御する必要がある。そのための方法の１つとして、
圧電トランスの入出力位相差−周波数特性に着目した位
相差一定制御方式がある。

【０００４】図１２〜図１５は従来の圧電トランスイン
バータを示す図であり、図１２は特開平９−２３７６８
４号公報に記載されたものであり、上述の位相差一定制
御を用いた圧電インバータとして代表的なものである。
図１２において、圧電トランス入力電圧と圧電トランス
出力電圧の位相差を位相差検出回路１０１で検出し、そ
の位相差が所定の値に一致するように制御回路１０２に
よって電圧を可変し、電圧制御発振回路１０３から出力
される周波数を制御する。また、管電流検出回路１０４
で管電流を検出し、その管電流が所定の値に一致するよ
うにパルス幅調整回路１０５でパルス幅を調整して発振
パルス電圧信号の電力を調整して圧電トランス駆動部１
０７に与えている。

【０００５】また、図１３は特開平８−１４９８５０号
公報に記載されたものであり、同じく圧電トランス入力
電圧と圧電トランス出力電圧の位相差を位相差検出回路
１１１で検出し、その位相差が所定の値に一致するよう
に周波数制御するものである。図１２に示した例では圧
電トランス駆動周波数より高い周波数のデューティを制
御したパルス電圧を圧電トランス駆動部１０７に供給し
ているのに対して、図１３に示した例では圧電トランス
駆動周波数よりも低い周波数で圧電トランスを間欠的に
駆動することが特徴となっている。

【０００６】図１４は特開平９−２１９２９２号公報に
記載されたものであり、圧電トランス入力電圧と管電流
検出電圧との位相差を位相差検出回路１１２で検出し、
その位相差が所定の値に一致するように周波数制御して
いる。

【０００７】図１５は特開平９−１９９２８９号公報に
記載されたものであり、圧電トランス入力電圧と圧電ト
ランス出力電圧との位相差を検出し、その位相差が所定
の値に一致するように周波数制御している。これらの図
１４および図１５に示した例は、周波数制御のみであ
り、パルス幅制御や間欠駆動は含まれていない。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図１２〜図１５に示し
た従来例では、位相差検出信号はすべて圧電トランス入
力電圧波形を検出している。圧電トランス入力電圧波形
は、圧電トランスを効率よく駆動するため、通常正弦波
もしくはそれに近い波形となっている。また、正弦波は
何らかのＬＣ共振により発生させており、圧電トランス
の入力容量を共振Ｃとして用いる場合が多い。

【０００９】図１６は圧電トランスの代表的な等価回路
を示す図であり、図１６は入力容量＆入力インピーダン
ス−周波数特性を示す。

【００１０】図１６に示すように圧電トランスの等価入
力容量は、図１７に示すように周波数，負荷，入力電
圧，温度などによる変動が大きく、それらのパラメータ
の変動により圧電トランス入力電圧波形の歪や周期およ
び波高値の変動などが発生する。また、共振のＬやＣの
値は通常±２０％などのばらつきがあり、これらがばら
ついた場合も図１８に示すように、圧電トランス入力に
発生する共振波形の周波数が変動し（つまりは周期が変
動し）、検出される位相も変動してしまう。以上の説明
から、圧電トランス入力電圧波形の位相（半周期）は、
圧電トランス駆動周波数周期の半周期とは必ずしも一致
しない。よって、圧電トランス入力電圧波形を検出した
場合は、純粋な位相のみの信号を取り出すことができな
い。

【００１１】また、バースト調光する場合など、圧電ト
ランス駆動周波数以下の周波数で間欠動作をする場合、
ＯＦＦの期間では圧電トランス入力電圧波形が発生しな
いため検出不可能である。

【００１２】一方、スイッチング素子駆動制御信号は、
常に駆動周波数の半周期となるため、正確に位相信号を
取り出すことができる。また、圧電トランスはその固有
共振周波数近辺でのバンドパスフィルタの働きをするた
め、ほぼ正弦波に近い電圧波形を出力し、入力波形が多
少歪んだとしても出力波形にはほとんど影響しない。

【００１３】よって、「圧電トランス入力−出力電圧」
より「スイッチング素子駆動制御信号−出力電圧」の位
相差を検出した方が、より正確に位相差を検出できて効
率よく最高周波数を精度よく保つことができる。

【００１４】図１３および図１４に示した従来例では、
位相差が一定になるように周波数制御している。位相差
は周波数にほぼ依存しているため、位相差が一定になる
ように制御しているということは周波数も一定になって
いる。よって入力電圧が広い場合（たとえば７〜２０
Ｖ）には、管電流は入力電圧にほぼ比例して増減してし
まう。輝度は管電流にほぼ比例しているため、入力電圧
変動により変動してしまい、輝度が不安定になってしま
う。

【００１５】さらに、図１４に示した例では、圧電トラ
ンスの入力電圧と出力電流との位相差を検出している
が、当然ながら出力電流は冷陰極管が点灯しないと流れ
ないため、圧電トランスの出力電圧が冷陰極管の点灯電
圧以下では位相差を検出することができない。これに対
して、圧電トランス出力電圧との位相差を検出すると、
冷陰極管の点灯電圧以下の領域の出力電圧も検出できる
ため、冷陰極管が点灯しない場合や、図１９に示すよう
に（圧電トランスの）共振周波数から離れた昇圧比の低
い周波数も含む広い周波数領域での位相差検出が可能と
なる。

【００１６】前述の図１２に示した例では入力電圧の変
動に対して発振パルス電圧信号の電力を調整することに
より、圧電トランスの入力電圧を安定化しており、入力
電圧変動による輝度の変動を改善している。しかし、調
光機能を圧電トランス平均入力電圧の制御により、管電
流を連続的に制御することにより実現している。そのた
め、調光範囲の広い（１０〜１００％など）の調光には
対応できない。冷陰極管の管電流規格は、２〜５ｍＡｒ
ｍｓなどの狭い範囲の保証になっており、輝度は管電流
値にほぼ比例するため、管電流を連続的に制御する電圧
調光方法では、広い調光範囲の実現は困難である。

【００１７】図１３に示した例では、圧電トランス駆動
周波数より低い周波数で圧電トランスを間欠的に駆動
し、管電流を可視周波数以上の周波数でＯＮ／ＯＦＦす
ることにより調光している。これにより、たとえばＯＮ
／ＯＦＦ比を１０％〜１００％にして調光範囲を１０％
〜１００％を実現することができる。しかし、これも図
１４および図１５の例と同様に入力電圧範囲が広い場合
（たとえば７〜２０Ｖ）には、管電流ＯＮ時の管電流は
入力電圧にほぼ比例して増減してしまう。輝度は管電流
にほぼ比例しているため入力電圧変動により変動してし
まい、輝度が不安定になってしまう。

【００１８】それゆえに、この発明の主たる目的は、所
望の管電流が一定になるように制御可能で、広い入力電
圧範囲と広い出力電流範囲で動作が可能であり、かつ広
い調光範囲を実現し、すべての動作領域において高効率
を維持する圧電トランスインバータを提供することであ
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
圧電トランスを用いて負荷を駆動するための圧電トラン
スインバータであって、入力電極と出力電極とを有し、
入力電極に印加された交流電圧を昇圧し、出力電極に接
続されている負荷に昇圧された交流電圧を供給する圧電
トランスと、圧電トランスを駆動するために誘導性素子
とスイッチング素子とスイッチング素子を駆動するパル
ス電圧入力信号が入力される駆動回路とを有し、入力さ
れた交流電圧をほぼ一定周波数の交流電圧に変換して圧
電トランスに出力する圧電トランス駆動手段と、スイッ
チング素子の導通を制御する駆動信号と、圧電トランス
の出力電圧との間の位相差を検出し、その位相差に応じ
た制御電圧を出力する位相差検出手段と、位相差が所望
の値となるように、位相差検出手段から与えられた制御
電圧に基づく周波数のパルス電圧信号を圧電トランス駆
動手段の駆動回路に出力する周波数制御手段とを備えて
構成される。

【００２０】請求項２に係る発明では、請求項１の発明
の構成に加えて、さらに直流電源と圧電トランス駆動手
段との間に接続され、直流電源から供給される直流電圧
を、直流または圧電トランス駆動周波数以上の周波数で
デューティ比可変のパルス電圧に変換して圧電トランス
駆動手段に出力される平均電圧が一定値となるように制
御する駆動電圧制御手段を備えて構成される。

【００２１】請求項３に係る発明では、請求項１の発明
の構成に加えて、さらに直流電源と圧電トランス駆動手
段との間に接続され、直流電源から供給される直流電圧
を、直流または圧電トランス駆動周波数以上の周波数で
デューティ比可変のパルス電圧に変換し、圧電トランス
駆動手段に出力される平均電圧を制御することにより、
圧電トランスの出力電流を所望の設定値に制御する駆動
電圧制御手段を備えて構成される。

【００２２】請求項４に係る発明は、請求項２または３
の発明の構成に加えて、駆動電圧制御手段がチョッパ部
を備え、チョッパ部を駆動するパルス信号の周波数を分
周した周波数で圧電トランス駆動手段のスイッチング素
子が駆動される。

【００２３】請求項５に係る発明では、請求項１〜４の
いずれかの発明の構成に加えて、圧電トランス駆動手段
の圧電トランス駆動動作を、圧電トランス駆動周波数よ
りも低い周波数での間欠的駆動とする間欠駆動制御手段
を備えて構成される。

【００２４】請求項６に係る発明では、請求項５の発明
の構成に加えて、駆動電圧制御手段の出力電圧の周波数
が圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で間欠的に
停止される。

【００２５】請求項７に係る発明では、請求項５の発明
の構成に加えて、圧電トランス駆動手段のスイッチング
素子の駆動が圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数
で間欠的に停止される。

【００２６】請求項８に係る発明では、請求項５〜７の
いずれかの発明の構成に加えて、周波数制御手段が発振
パルスのデッドタイムを設定するデッドタイムコントロ
ール機能を有するデッドタイム回路を有し、そのデッド
タイムを間欠的に１００％とすることによりデッドタイ
ムデューティが可変される。

【００２７】請求項９に係る発明では、請求項１〜８の
いずれかの発明の構成に加えて、圧電トランス駆動手段
の誘導性素子およびスイッチング素子として第１のコイ
ルおよび第１のスイッチング素子と、第２のコイルおよ
び第２のスイッチング素子とを有し、駆動回路は第１の
コイルおよび第１のスイッチング素子と、第２のコイル
および第２のスイッチング素子とを交互に駆動する２位
相駆動回路を含む。

【００２８】請求項１０に係る発明では、請求項１〜８
のいずれかの発明の構成に加えて、スイッチング素子と
して第１，第２のスイッチング素子を有し、かつ圧電ト
ランス駆動手段の誘導性素子が２つの端子および中間タ
ップを有する第１，第２のオートトランスであり、オー
トトランスのそれぞれの一方の端子が圧電トランスに接
続されており、中間タップが第１および第２のスイッチ
ング素子に接続されている。

【００２９】請求項１１に係る発明では、請求項１〜８
のいずれかの発明の構成に加えて、圧電トランス駆動手
段は１つのコイルまたは１つのオートトランスおよびス
イッチング素子を有する。

【００３０】請求項１２に係る発明では、請求項１１の
発明の構成に加えて、圧電トランス駆動手段の誘導性素
子が、１次巻線および２次巻線を有する絶縁トランスで
あり、絶縁トランスの１次巻線の一端にスイッチング素
子が接続されており、２次巻線の一端に圧電トランスの
入力電極が接続されている。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態の圧
電トランスインバータを示すブロック図である。図１に
おいて、この発明の一実施形態の圧電トランスインバー
タは、圧電トランス１と圧電トランス駆動手段２と駆動
電圧制御手段３と周波数制御手段４と位相差−電圧変換
手段５と出力電流−電圧変換手段６と間欠駆動制御手段
７とから構成されている。

【００３２】圧電トランス１は圧電トランス駆動手段２
と負荷（冷陰極管）１１との間に接続されている。圧電
トランス駆動手段２はインダクタンスＬ１，Ｌ２の一端
を圧電トランス１の１次側電極にそれぞれ接続し、イン
ダクタンスＬ１，Ｌ２と圧電トランス１の１次側電極と
の接続点と接地間にスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ
３をそれぞれ接続して構成されている。

【００３３】駆動電圧制御手段３は入力電源Ｖ_DDと圧電
トランス駆動手段２との間に接続され、スイッチングト
ランジスタＱ１と、電流保持手段であるダイオードＤ１
と、駆動電圧制御回路３１および積分回路３２とから構
成される。駆動電圧制御回路３１には、スイッチングト
ランジスタＱ１のデッドタイムを設定するデッドタイム
コントロール端子ＤＴを備えている。積分回路３２の一
方の入力には基準電源から基準電圧Ｖｒｅｆ２が与えら
れ、他方の入力端には後述の出力電流−電圧変換手段６
の出力部が接続される。駆動電圧制御回路３１の出力は
スイッチングトランジスタＱ１に与えられ、駆動電圧制
御回路３１の入力には積分回路３２の出力と後述の周波
数制御回路４２の出力が与えられる。

【００３４】周波数制御手段４は積分回路４１と周波数
制御回路４２と２位相駆動分周回路４３とから構成さ
れ、積分回路４１の入力の一方には基準電源から基準電
圧Ｖｒｅｆ１が与えられ、他方の入力には後述の位相差
−電圧変換手段５の出力部が接続されている。積分回路
４１と周波数制御回路４２は直列に接続され、周波数制
御回路４２は２位相駆動分周回路４３と上述の駆動電圧
制御手段３に接続されている。２位相駆動分周回路４３
は圧電トランス駆動手段２のスイッチングトランジスタ
Ｑ２およびＱ３のゲートに接続されている。

【００３５】位相差−電圧変換手段５は位相差検出電圧
変換回路５１を含み、その入力には圧電トランス駆動手
段２の第１または第２のスイッチングトランジスタＱ
２，Ｑ３の駆動信号入力部（ベース，ゲートなど）と圧
電トランス１の出力側とが接続されている。位相差検出
電圧変換回路５１の出力は周波数制御手段４に接続され
ている。

【００３６】出力電流−電圧変換手段６は、電流−電圧
変換回路６１を含み、冷陰極管１１と接地間とに接続さ
れている。そして、電流−電圧変換回路６１の出力部は
駆動電圧制御手段３の積分回路３２に接続されている。

【００３７】間欠駆動制御手段７は駆動電圧制御手段３
に接続され、調光信号を受けて圧電トランス駆動周波数
よりも低い周波数（たとえば１００〜５００Ｈｚ）の三
角波を生成する三角波発生回路７１と比較器７２とから
構成される。

【００３８】図２および図３は入力電圧が変動したとき
の圧電トランス駆動状態の各波形を示し、図４は位相差
−電圧変換手段の各波形を示し、図５は位相差変換電圧
−位相差特性を示し、図６は間欠駆動制御手段の各波形
を示す図である。

【００３９】次に、図１〜図６を参照して、この発明の
一実施形態の具体的な動作について説明する。

【００４０】駆動電圧制御手段３は、出力電流−電圧変
換手段６から出力される「管電流に比例した直流電圧：
ＶＩＬ」を積分回路３２に入力して基準電圧Ｖｒｅｆ２
に一致するように、チョッパ回路のオンデューティを変
化させることにより、管電流を所望の値になるように制
御している。つまり、入力電圧を入力電源から供給され
た、変動する直流電圧（たとえば７〜２０Ｖ）をオンデ
ューティ可変のチョッパ回路により、圧電トランス駆動
周波数よりも高い周波数（たとえば２４０ｋＨｚ）でか
つ所望の平均電圧の方形波に変換し、圧電トランス駆動
手段２に供給する。

【００４１】たとえば、（雰囲気温度，負荷変動など
の）外乱により、管電流が所望の値より小さくなると、
オンデューティを高くし、所望の値より大きくなるとオ
ンデューティを低くして所望の一定の値になるように制
御する。外乱のうち、影響の大きい入力電圧変動を例に
とって説明すると、入力電圧が低いときには図２（ａ）
に示すようにオンデューティを大きくし、入力電圧の高
いときには図３（ａ）に示すようにオンデューティを小
さくすることによって、結果的に平均電圧を安定化し、
管電流が所望の値になるように制御する。

【００４２】入力電圧×オンデューティ＝平均出力電圧 圧電トランス駆動手段２は駆動電圧制御手段３から供給
された方形波を圧電トランス１の共振周波数近傍の周波
数の正弦波に近い交流に変換して圧電トランス１に供給
する。２位相駆動分周回路４３により周波数制御回路４
２から出力されるパルス信号を１／２，１／４などの周
波数に分周し、図２（ｄ），（ｅ）、図３（ｄ），
（ｅ）に示すように１８０°位相のずれた方形波をスイ
ッチングトランジスタＱ２，Ｑ３の駆動信号入力部（ベ
ース，ゲートなど）にそれぞれ入力し、交互にＯＮ／Ｏ
ＦＦさせる。

【００４３】Ｑ２がＯＦＦで、Ｑ３がＯＮのとき、イン
ダクタンスＬ１と圧電トランス１の入力容量とでＬＣ直
列共振し、圧電トランス１の一方の入力部に図２
（ｂ），図３（ｂ）に示すような半波正弦波を発生させ
る。同様にして、スイッチングトランジスタＱ３がＯＦ
Ｆで、スイッチングトランジスタＱ２がＯＮのとき、イ
ンダクタンスＬ２と圧電トランス１の入力容量とでＬＣ
直列共振し、圧電トランス１の方の入力部に図２
（ｃ），図３（ｃ）に示すような半波正弦波を発生させ
る。これにより、正弦波に近い交流電圧を圧電トランス
１の入力部に印加する。なお、圧電トランス１の入力容
量との共振周波数が圧電トランス共振周波数よりやや高
い周波数になるようにインダクタンスＬ１，Ｌ２の値を
選ぶ必要がある。

【００４４】圧電トランス１は圧電トランス駆動手段２
から供給された正弦波に近い交流（たとえば６０ｋＨ
ｚ，１０Ｖｒｍｓ）を、圧電トランス１の１次側入力端
子間に印加し、電圧変換して２次側出力端子間から昇圧
された高圧の交流電圧（たとえば６０ｋＨｚ，５００Ｖ
ｒｍｓ）を出力し、負荷（たとえば冷陰極管１１）に供
給する。それにより、冷陰極管１１に管電流（たとえば
６０ｋＨｚ，３〜５ｍＡｒｍｓ）を流して点灯させる。

【００４５】周波数制御手段４は、スイッチングトラン
ジスタＱ２またはＱ３の駆動信号（ベース，ゲート電圧
など）と出力電圧の位相差が一定になるように周波数制
御する。つまり、位相差−電圧変換手段５から出力され
る、その位相差に応じた直流電圧Ｖｐｈを積分回路４１
に入力して基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較積分した出力電圧
Ｖ０を周波数制御回路４２に供給する。出力電圧Ｖ０が
入力された周波数制御回路４２は、出力電圧Ｖ０の値に
応じて決まる周波数の交流信号を、２位相駆動分周回路
４３と駆動電圧制御手段３とに供給する。２位相駆動分
周回路４３により周波数制御回路４２から出力されるパ
ルス信号を１／２，１／４などの周波数に分周し、１８
０°位相のずれた方形波を圧電トランス駆動手段２のト
ランジスタＱ２，Ｑ３の駆動信号入力部（ベース，ゲー
トなど）にそれぞれ入力し、図２（ｄ），（ｅ），図３
（ｄ），（ｅ）に示すように交互にＯＮ／ＯＦＦさせ
る。

【００４６】位相差−電圧変換手段５は、図４（ｃ）に
示すスイッチングトランジスタＱ２またはＱ３のゲート
電圧位相検出信号と図４（ｄ）に示す出力電圧位相検出
信号を検出し、図５に示すような位相差に応じた直流電
圧Ｖｐｈに変換し、この直流電圧Ｖｐｈを周波数制御手
段４の積分回路４１に入力する。つまり、スイッチング
トランジスタＱ２またはＱ３の駆動信号と出力電圧をそ
の半周期，位相，周波数が同じ方形波に比較器４１によ
ってそれぞれ変換し、論理積をとって位相差に応じたデ
ューティの方形波に変え、平滑して、図５に示すような
そのデューティに比例した直流電圧Ｖｐｈを出力する。

【００４７】出力電流−電圧変換手段６は、出力電流−
電圧変換回路６１から出力電流をその出力電流に応じた
直流電圧に変換し、変換した直流電圧ＶＩＬを駆動電圧
制御手段３の積分回路３２に入力する。

【００４８】間欠駆動制御手段７は、図６（ｂ）に示す
ような外部から入力された調光信号を比較器７２の一方
に入力し、比較器７２の他方の入力には三角波発生回路
７１から図６（ａ）に示すような三角波が与えられ、比
較器７２は両者を比較して図６（ｃ）に示すようなオン
デューティが可変された方形波のバースト信号を出力す
る。このバースト信号を駆動電圧制御回路３１のデッド
タイムコントロール端子に入力し、三角波周波数（たと
えば２００Ｈｚ）の周波数で間欠的にスイッチングトラ
ンジスタＱ１のデッドタイムを１００％にし、駆動電圧
制御手段３から圧電トランス駆動手段２へ供給する図６
（ｂ）に示すような方形波を三角波周波数で図６（ｅ）
に示すようにＯＮ／ＯＦＦする。その結果、圧電トラン
ス１を間欠的に駆動することになり、負荷に流れる電流
も図６（ｆ）に示すように間欠的にＯＮ／ＯＦＦする。
よって、負荷に冷陰極管１１などを用いた場合には、こ
のオンデューティを制御することによって、１０〜１０
０％などの広い調光を実現できる。

【００４９】なお、スイッチングトランジスタＱ２また
はＱ３の駆動信号は、そのベース，ゲート電圧に限ら
ず、ベース・ゲート信号を発生させるもととなる信号で
あってもよい。

【００５０】図７は圧電トランスの昇圧比，効率，入出
力位相差に対する駆動周波数の特性を示す。図７から明
らかなように、圧電トランスの効率は、昇圧比が最大と
なる周波数ｆｒよりも少し高い周波数で最高となる。ま
た、圧電トランス１の入力電圧と出力電圧の位相差は、
以下の２つのどちらかになる可能性がある。

【００５１】 共振周波数よりも低周波側では、位相
差０°近傍であり、共振周波数よりも高周波側では位相
差１８０°近傍であり、効率最高周波数で位相差９０°
近傍となる。

【００５２】 共振周波数よりも低周波側では、位相
差０°（３６０°）近傍であり、共振周波数よりも高周
波側では、位相差−１８０°（１８０°）近傍であり、
効率最高周波数で位相差−９０°（２７０°）近傍とな
る。

【００５３】以上，のどちらになるかはスイッチン
グ素子駆動制御信号としてスイッチングトランジスタＱ
２，Ｑ３を選ぶか、あるいは圧電トランス１の分極方向
によって決まるため、設計条件によりいずれかを選べば
よい。

【００５４】上述のごとく、図１に示した実施形態に従
えば、位相差検出電圧変換回路５１に与える一方の信号
をスイッチングトランジスタＱ３の駆動信号とすること
により、周波数や負荷，入力電圧が変化したときでもス
イッチングトランジスタＱ３の駆動信号はきれいな方形
波であるため、確実にその周期，位相，周波数を検出で
きる。このため、圧電トランス入力電圧を検出した場合
に比較して、より正確な位相差を検出できる。よって、
スイッチングトランジスタＱ３の駆動信号と出力電圧の
位相差が一定に保たれるように駆動周波数を制御するこ
とにより、負荷条件や周囲温度が変化した場合でも、圧
電トランス１の最も効率のよい周波数で駆動することが
できる。

【００５５】また、バースト調光動作時のバーストＯＦ
Ｆ時に圧電トランス入力電圧波形は発生しないが、スイ
ッチング素子駆動信号は発生しているため信号検出が可
能となる。

【００５６】さらに、入力電圧が変動したときの管電流
変動に加えて、温度変化，負荷変動などに対しても管電
流が一定になるように制御できる。

【００５７】さらに、スイッチング素子駆動信号を分周
することにより、駆動電圧制御手段３からの方形波を正
弦波に近い交流電圧に変換でき、スイッチングトランジ
スタＱ２，Ｑ３を正確にデューティ５０％で交互に駆動
できる。

【００５８】また、駆動電圧制御回路３１が駆動電圧を
制御することにより、広い入力電圧範囲で動作が可能と
なる。さらに、バースト調光機能を加えることにより１
０〜１００％などのように調光範囲を広くすることがで
きる。これにより、従来回路では困難であった広い入力
電圧範囲，広い調光範囲にわたって高効率を維持するこ
とができる。

【００５９】図８はこの発明の第２の実施形態を示すブ
ロック図である。この実施形態は、図１の実施形態と比
べて、駆動電圧制御手段３内に平均電圧検出回路３３を
新たに設け、図１に示した出力電流−電圧変換手段６を
省略したものである。平均電圧検出回路２３はスイッチ
ングトランジスタＱ１のドレインと接地間に抵抗Ｒ１と
Ｒ２とＲ３とを直列接続し、抵抗Ｒ２とＲ３とに対して
コンデンサＣ１を並列接続したものである。そして、抵
抗Ｒ２とＲ３の接続点が積分回路３２の一方入力に接続
される。

【００６０】このように、平均電圧検出回路３３を駆動
電圧制御手段３内に設けたことによって、駆動電圧制御
手段３の出力平均電圧を検出し、その平均電圧に比例し
た直流電圧を積分回路３２に入力し、基準電圧Ｖｒｅｆ
２と一致するようにスイッチングトランジスタＱ１のオ
ンデューティを制御する。それにより、駆動電圧制御手
段３の出力平均電圧を所望の一定の値になるように制御
することができる。

【００６１】上述のごとく、この第２の実施形態では、
駆動電圧制御出力の平均電圧を平均電圧検出回路２３で
検出して駆動電圧制御手段３の出力平均電圧を制御する
ことにより、管電流を検出して制御するよりも制御の応
答性を速くすることができ、急激な負荷変動や入力電圧
変動にも素早く対応できる。しかも、管電流が流れない
場合でも高い入力電圧がそのまま入力することがなく、
素子に過大な電圧ストレスがかかるのを防止できる。

【００６２】図９はこの発明の第３の実施形態を示すブ
ロック図である。この実施形態は、図１に示した実施形
態のインダクタンスＬ１，Ｌ２に代えてオートトランス
Ｔ１，Ｔ２を用いるようにしたものである。オートトラ
ンスＴ１，Ｔ２は１次と２次の巻線比が１：Ｎに選ばれ
ている。この実施形態を図１の実施形態と比較すると、
圧電トランス入力に印加する電圧が（１＋Ｎ）倍に大き
くできる。このため、圧電トランス１の昇圧比が不足し
ている場合や、入力電圧が低い場合に使用すると効果的
となる。しかも、インバータの使用により、必要な出力
電圧や出力電流が変更になった場合でも、オートトラン
スＴ１，Ｔ２の巻数比を変えるだけで（圧電トランス１
は共通で）複数のインバータ仕様に対応できる。圧電ト
ランス１の設計変更は困難であるが、オートトランス
Ｔ，Ｔ２の巻数比の変更は比較的容易であるため、イン
バータの設計変更に柔軟に対応できる。

【００６３】図１０はこの発明の第４の実施形態を示す
ブロック図である。図１の実施形態では、インダクタン
スＬ１，Ｌ２とスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３を
用いているが、図１０に示した実施形態では、インダク
タンスＬ１とスイッチング素子Ｑ２のみを設け、インダ
クタンスＬ２とスイッチングトランジスタＱ３を省略
し、圧電トランス１の入力電極の一方を接地するように
したものである。

【００６４】この実施形態では、圧電トランス１の入力
に印加される電圧が、半波正弦波となるため両波と比べ
て出力電圧が約半分となる。よって、入出力の昇圧比は
それほど大きくなくてもよい場合に適用することができ
る。しかも、この実施形態は図１に比べて部品点数が少
なく、コストを低減できる利点がある。

【００６５】図１１はこの発明の第５の実施形態を示す
ブロック図である。この図１１に示した実施形態は図１
０に示したインダクタンスＬ１に代えて絶縁トランスＴ
３を用いたものである。そして、絶縁トランスＴ３の１
次巻線の一方端を駆動電圧制御手段３に接続し、１次巻
線の他方をスイッチングトランジスタＱ２の出力側に接
続し、２次巻線の一端を圧電トランス１の入力電極の一
方に接続し、２次巻線の他方を接地したものである。圧
電トランス１の他方の入力電極は接地される。

【００６６】絶縁トランスＴ３の１次巻線と２次巻線の
巻線比は１：Ｎに選ばれる。このため、図１０の実施形
態と比較すると、圧電トランス入力に印加する電圧がＮ
倍と大きくできる。このため、圧電トランス１の昇圧比
が不足している場合や、入力電圧が低い場合に使用する
と効果的となる。また、圧電トランスの入力に印加され
る電圧がほぼ正弦波となるため、図１０の実施形態に比
べて効率を高めることができる。

【００６７】しかも、絶縁トランスの巻数比の変更が容
易であるため、インバータの設計変更に柔軟に対応でき
る。

【００６８】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。

【００６９】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、スイ
ッチング素子駆動制御信号と出力電圧の位相差を常に効
率最高となる一定の位相差に保たれるように駆動周波数
を制御することにより、負荷条件や周囲温度が変化した
場合でも圧電トランスの最も高効率の周波数で駆動する
ことができる。

【００７０】入力電圧の変動に対しては駆動電圧制御手
段により一定の平均電圧に制御することができる。しか
も、間欠駆動制御手段により調光範囲をたとえば１０〜
１００％などのように広く制御できる。

【００７１】これらにより、負荷条件や周囲温度が変化
した場合でも管電流を所望の一定の値になるように制御
することができ、広い調光範囲を実現しかつすべての動
作領域において高効率を維持する圧電トランスインバー
タを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施形態の圧電トランスインバ
ータのブロック図である。

【図２】 入力電圧が変動したときの圧電トランス駆動
手段の各部の波形図である。

【図３】 入力電圧が変動したときの圧電トランス駆動
手段の各部の波形図である。

【図４】 位相差−電圧変換手段の各部の波形図であ
る。

【図５】 位相差変換電圧−位相差特性を示す図であ
る。

【図６】 間欠駆動制御手段の各部波形図である。

【図７】 圧電トランス：昇圧比，効率，位相差−周波
数特性を示す図である。

【図８】 この発明の第２の実施形態の圧電トランスイ
ンバータのブロック図である。

【図９】 この発明の第３の実施形態の圧電トランスイ
ンバータのブロック図である。

【図１０】 この発明の第４の実施形態の圧電トランス
インバータのブロック図である。

【図１１】 この発明の第５の実施形態の圧電トランス
インバータのブロック図である。

【図１２】 第１の従来例のブロック図である。

【図１３】 第２の従来例のブロック図である。

【図１４】 第３の従来例のブロック図である。

【図１５】 第４の従来例のブロック図である。

【図１６】 圧電トランスの代表的な等価回路図であ
る。

【図１７】 圧電トランス：入力容量，入力インピーダ
ンス−周波数特性を示す図である。

【図１８】 共振ＬＣがばらついたときの位相差−電圧
変換手段の各部波形図である。

【図１９】 出力電圧，出力電流−周波数特性を示す図
である。

【符号の説明】

１ 圧電トランス、２ 圧電トランス駆動手段、３ 駆
動電圧制御手段、４周波数制御手段、５ 位相差−電圧
変換手段、６ 出力電流−電圧変換手段、７間欠駆動制
御手段、１１ 冷陰極管、３１ 駆動電圧制御回路、３
２，４１積分回路、４２ 周波数制御回路、４３ ２位
相駆動分周回路、５１ 位相差検出電圧変換回路、６１
電流−電圧変換回路、７１ 三角波発生回路、７２
比較器、３３ 平均電圧検出回路、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３
スイッチングトランジスタ、Ｌ１，Ｌ２ インダクタン
ス、Ｔ１，Ｔ２ オートトランス、Ｔ３ 絶縁トラン
ス。

フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA01 AA19 BA05 BB01 BC07 EB07 GA03 GB04 GB14 GC04 HA06 HA10 HB03 3K098 CC24 CC44 CC56 DD01 DD22 DD35 DD37 DD43 EE13 EE14 EE32 FF04 FF14 5H007 BB03 CA02 CB06 CC12 DA03 DB01 DC02 EA13 5H730 AA14 AS11 BB13 DD04 DD21 EE48 FD31 FG05 FG07

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 圧電トランスを用いて負荷を駆動するた
   めの圧電トランスインバータであって、 入力電極と出力電極とを有し、入力電極に印加された交
   流電圧を昇圧し、出力電極に接続されている負荷に昇圧
   された交流電圧を供給する圧電トランスと、 前記圧電トランスを駆動するために該圧電トランスに接
   続され、誘導性素子とスイッチング素子と該スイッチン
   グ素子を駆動するパルス電圧信号が入力される駆動回路
   とを有し、入力された交流電圧をほぼ一定周波数の交流
   電圧に変換して、該圧電トランスに出力する圧電トラン
   ス駆動手段と、 前記スイッチング素子の導通を制御する駆動信号と、前
   記圧電トランスの出力電圧との間の位相差を検出し、該
   位相差に応じた制御電圧を出力する位相差検出手段と、 前記位相差が所望の値となるように、前記位相差検出手
   段から与えられた制御電圧に基づく周波数のパルス電圧
   信号を前記圧電トランス駆動手段の駆動回路に出力する
   周波数制御手段とを備えた、圧電トランスインバータ。
2. 【請求項２】 さらに、直流電源と前記圧電トランス駆
   動手段との間に接続され、前記直流電源から供給される
   直流電圧を、直流または圧電トランス駆動周波数以上の
   周波数でデューティ比可変のパルス電圧に変換し、前記
   圧電トランス駆動手段に出力される平均電圧が一定値と
   なるように制御する駆動電圧制御手段を備えた、請求項
   １に記載の圧電トランスインバータ。
3. 【請求項３】 さらに、直流電源と前記圧電トランス駆
   動手段との間に接続され、前記直流電源から供給される
   直流電圧を、直流または圧電トランス駆動周波数以上の
   周波数でデューティ比可変のパルス電圧に変換し、前記
   圧電トランス駆動手段に出力される平均電圧を制御する
   ことにより、前記圧電トランスの出力電流を所望の設定
   値に制御する駆動電圧制御手段を備えた、請求項１に記
   載の圧電トランスインバータ。
4. 【請求項４】 前記駆動電圧制御手段はチョッパ部を備
   え、該チョッパ部を駆動するパルス信号の周波数を分周
   した周波数で前記圧電トランス駆動手段のスイッチング
   素子を駆動する、請求項２または３に記載の圧電トラン
   スインバータ。
5. 【請求項５】 さらに、前記圧電トランス駆動手段の圧
   電トランス駆動動作を、圧電トランス駆動周波数よりも
   低い周波数での間欠的駆動とする間欠駆動制御手段を備
   えた、請求項１〜４のいずれかに記載の圧電トランスイ
   ンバータ。
6. 【請求項６】 前記駆動電圧制御手段の出力電圧の周波
   数が、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で間欠
   的に停止される、請求項５に記載の圧電トランスインバ
   ータ。
7. 【請求項７】 前記圧電トランス駆動手段のスイッチン
   グ素子の駆動が、前記圧電トランス駆動周波数よりも低
   い周波数で間欠的に停止される、請求項５に記載の圧電
   トランスインバータ。
8. 【請求項８】 前記周波数制御手段が、発振パルスのデ
   ッドタイムを設定するデッドタイムコントロール機能を
   有するデッドタイム回路を有し、該デッドタイムを間欠
   的に１００％とすることによりデッドタイムデューティ
   が可変される、請求項５〜７のいずれかに記載の圧電ト
   ランスインバータ。
9. 【請求項９】 前記圧電トランス駆動手段の誘導性素子
   およびスイッチング素子として第１のコイルおよび第１
   のスイッチング素子と、第２のコイルおよび第２のスイ
   ッチング素子とを有し、 前記駆動回路は、前記第１のコイルおよび第１のスイッ
   チング素子と前記第２のコイルおよび第２のスイッチン
   グ素子とを交互に駆動する２位相駆動回路である、請求
   項１〜８のいずれかに記載の圧電トランスインバータ。
10. 【請求項１０】 前記スイッチング素子として第１，第
    ２のスイッチング素子を有し、 前記圧電トランス駆動手段の誘導性素子が２つの端子お
    よび中間タップを有する第１，第２のオートトランスで
    あり、該オートトランスのそれぞれの一方の端子が前記
    圧電トランスに接続されており、中間タップが前記第１
    および第２のスイッチング素子に接続されている、請求
    項１〜８のいずれかに記載の圧電トランスインバータ。
11. 【請求項１１】 前記圧電トランス駆動手段は、１つの
    コイルまたは１つのオートトランスおよびスイッチング
    素子を有する、請求項１〜８のいずれかに記載の圧電ト
    ランスインバータ。
12. 【請求項１２】 前記圧電トランス駆動手段の誘導性素
    子は１次巻線および２次巻線を有する絶縁トランスであ
    り、該絶縁トランスの１次巻線の一端に前記スイッチン
    グ素子が接続されており、２次巻線の一端に前記圧電ト
    ランスの入力電極が接続されている、請求項１１に記載
    の圧電トランスインバータ。