KR100983703B1 - 직류-교류 변환 장치 및 교류 전력 공급 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하기 위한 인버터에 있어서, 부하로의 전력 공급을 세밀하게 조정하는 것이다. 이 때문에, 2차 코일이 부하에 접속되는 변압기의 1차 코일에 풀 브리지 또는 하프 브리지 구성의 반도체 스위치 회로를 설치하고, 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM 제어한다. PWM 신호에 근거하여 복수의 반도체 스위치를 스위칭하는 로직을 연구하고, 제로 커런트 스위칭, 관통 전류 방지 등의 제어를 행한다. 또, 펄스폭 변조 제어와 함께, 온 듀티 기간과 오프 듀티 기간과의 비율을 조정할 수 있는 버스트 제어를 행함으로써, 펄스폭 변조 제어의 한계를 초과하여 부하로의 공급 전력을 광범위하게 조정한다.

Description

직류-교류 변환 장치 및 교류 전력 공급 방법 {DC/AC CONVERSION DEVICE AND AC POWER SUPPLY METHOD}
본 발명은 상기 기기 부속의 전원 어댑터나 배터리 등의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위하여 교류 전압을 발생하는 직류-교류 변환 장치(이하, 인버터라 함) 및 교류 전력 공급 방법에 관한 것이다.
노트 퍼스널 컴퓨터의 액정 모니터나, 액정 텔레비전 수상기 등의 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서, 냉음극 형광등(이하, CCFL이라 함)이 사용되어 왔다. 이 CCFL은 통상의 열음극 형광등과 거의 동일하게 효율이 높으며 수명이 길고, 열음극 형광등에 구비된 필라멘트를 생략하고 있다.
이 CCFL을 기동 및 동작시키기 위해서는 높은 교류 전압을 필요로 한다. 예를 들어, 기동 전압은 약 1000V이고, 동작 전압은 약 600V이다. 이러한 높은 교류 전압은 인버터를 통해 노트 퍼스널 컴퓨터나 액정 텔레비전 수상기 등의 직류 전원으로 발생된다.
이전부터, CCFL용 인버터로서 로이어(Royer) 회로가 일반적으로 사용되고 있다. 이 로이어 회로는 가포화 자심 변압기, 제어 트랜지스터 등으로 구성되고, 그리고 가포화 자심 변압기의 비선형 투자율, 제어 트랜지스터의 비선형 전류 게인 특성에 의하여 자기 발진한다. 로이어 회로 자신은 외부 클록이나 드라이버 회로를 필요로 하지 않는다.
그러나, 로이어 회로는 기본적으로 일정 전압 인버터이고, 입력 전압이나 부하 전류가 변화하는 경우에는 일정 출력 전압을 유지할 수 없다. 따라서 로이어 회로에 전력을 공급하기 위한 레귤레이터를 필요로 한다. 이에 따라, 로이어 회로를 사용한 인버터는 소형화가 어렵고, 또 전력 변환 효율도 낮다.
전력 변환 효율을 높이도록 한 CCFL용 인버터가 제안되어 있다(일본 특개평 10-50489호 공보 참조). 이 인버터는 변압기의 1차 코일에 제1 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 직렬 접속된 제2 반도체 스위치와 콘덴서를 변압기의 1차 코일에 병렬로 접속하고, 또한, 변압기의 2차 코일에 결합 콘덴서와 부하를 직렬로 접속한다. 그리고, 제어 회로로부터의 제어 신호에 의하여 제1,제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프 제어하고, 부하에 교류 전력을 공급하도록 하고 있다.
또, 4개의 반도체 스위치를 사용하여 풀 브리지(H 브리지라 함)형의 CCFL용 인버터가 제안되고 있다(미국 특허 제6259615호 명세서 참조).
이 인버터에서는 변압기의 1차 코일에 공진용 콘덴서를 직렬로 개재하여 풀 브리지의 출력단을 접속하고, 변압기의 2차 코일에 부하를 접속한다. 풀 브리지를 구성하는 4개의 반도체 스위치 중에서 제1 조의 2개의 반도체 스위치에 의하여 변압기의 1차 코일에 제1 방향의 전류 경로를 형성하고, 제2 조의 2개의 반도체 스위치에 의하여 변압기의 1차 코일에 제2 방향의 전류 경로를 형성한다. 그리고, 제어 회로에서 고정된 동일한 펄스 폭으로 그 펄스의 상대 위치가 제어된 제어 신호를 풀 브리지의 반도체 스위치로 공급하고, 부하로의 공급 전력을 조정하고 있다.
종래의 로이어 회로를 사용한 것으로는 소형화가 어렵고, 또 변환 효율도 낮다는 문제가 있다. 특허 문헌 1에서는 변압기의 1차측 주회로에 콘덴서를 설치하는 것 이외에, 제어 신호를 1차측 전류에 근거하여 형성하고 있으므로, 부하 상태(부하 전류, 부하 전압)를 정확하게 검출할 수 없다. 또, 특허 문헌 2에서는 변압기의 1차측 코일에 직렬로 콘덴서를 설치하는 것 이외에, 고정폭의 펄스의 상대 위치가 제어된 제어 신호에 의하여 풀 브리지의 반도체 스위치의 온ㆍ오프를 제어하며, 부하로의 공급 전력을 조정하고 있다. 이 때문에, 4개의 반도체 스위치는 모두 동일한 도전형 스위치를 사용할 필요가 있으므로 회로 구성에 제약을 받는다. 또, 특허 문헌 1, 2 모두 조광시 등 부하로의 공급 전력을 광범위하게 조정하는 것이 곤란하다.
그래서, 본 발명은 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 인버터로서, 2차 코일이 부하에 접속된 변압기의 1차 코일에 풀 브리지 또는 하프 브리지 구성의 반도체 스위치 회로를 설치한다. 그리고, 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 펄스폭 변조(PWM)제어하고, 제로 커런트 스위칭하여 관통 전류 방지 등의 고도의 제어를 행하고, 또 부하로의 전력 공급을 치밀하게 조정할 수 있는 인버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또, 조광시 등 부하로의 공급 전력을 광범위하게 조정할 수 있는 인버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 직류-교류 변환 장치는 직류 전원과, 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되며 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제1 방향으로 흘리기 위한 제1 반도체 스위치 및 제2 반도체 스위치와, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되며 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제2 방향으로 흘리기 위한 제3 반도체 스위치 및 제4 반도체 스위치를 포함하는 스위치 회로와, 상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류에 따른 검출 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로와, 펄스폭 제어용 삼각파 신호를 발생하는 변조용 삼각파 신호 발생 회로와, 상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 형성된 귀환 신호와 상기 펄스폭 제어용 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 펄스폭 변조 회로와, 상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제2 스위치 신호와, 상기 제3 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제3 스위치 신호와, 상기 제4 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제4 스위치 신호를 발생하는 스위치 신호 출력용 로직 회로를 구비하고, 상기 로직 회로는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치 양쪽을 동시에 온으로 하여 상기 제1 방향의 전류를 흘리는 제1 도전 경로와, 상기 제3 스위치 및 상기 제4 스위치 양쪽을 동시에 온으로 하여 상기 제2 방향의 전류를 흘리는 제2 도전 경로를 교대로 형성하는 동시에, 상기 제1 스위치와 상기 제4 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 및 상기 제3 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍으로 상기 제1∼제4 스위치 신호를 발생한다.
또, 상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제1 스위치는 상기 제2 스위치가 온으로 되는 시점의 소정 시간 전에 온으로 하고, 상기 제2 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하고, 상기 제4 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제2 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치가 오프로 되며 상기 제1 스위치가 온으로 되는 시점으로서, 상기 제4 스위치가 온으로 되는 소정 기간 전부터 온으로 하고, 상기 제4 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하는 동시에, 상기 제1 스위치와 상기 제3 스위치는 항상 어느 한 쪽의 스위치를 온으로 하고 있도록 상기 소정 기간 각각의 길이를 설정하고 있다.
또한, 상기 2차 코일에 접속된 부하로 공급되는 전압을 검출하여 검출 전압을 발생하기 위한 전압 검출 회로와, 검출 기준 전압과 상기 검출 전압을 비교하고, 이 비교에 의한 오차 신호에 따라 상기 귀환 신호를 제어하는 귀환 신호 제어 회로를 갖고 있다.
또, 상기 펄스폭 제어 신호에 근거하여 상기 스위치 회로의 제1∼제4 스위치 를 제어하는 온 듀티 기간(ON DUTY)과, 상기 펄스폭 제어 신호에 불구하고 상기 스위치 회로를 정지시키는 오프 듀티 기간(OFF DUTY)을 설정하기 위한 버스트 제어 신호를 발생하는 버스트 제어 신호 발생 회로를 구비하고, 상기 온 듀티 기간과 상기 오프 듀티 기간과의 비율을 조정할 수 있도록 하고 있다.
또, 상기 버스트 제어 신호 발생 회로는 버스트 제어용 삼각파 신호를 발생하는 버스트용 발진 회로와, 임의로 레벨을 조정할 수 있는 듀티 신호와 상기 버스트용 삼각파 신호를 비교하고 비교 결과에 근거하여 상기 버스트 제어 신호를 발생한다.
또, 상기 버스트 제어 신호에 근거하여 상기 전류 검출 회로의 검출 전류의 크기를 규정치로 규제하는 것과 규제하지 않는 것을 전환함으로써, 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 갖고 있다.
또, 본 발명은 변압기의 2차 코일에 접속된 부하에 교류 전력을 공급하는 전력 공급 방법으로, 직류 전원간에 상기 변압기의 1차 코일을 사이에 개재하여 이 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흘리기 위한 제1 반도체 스위치 및 제2 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 상기 직류 전원간에 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 이 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흘리기 위한 제3 반도체 스위치 및 제4 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류를 전류 검출 회로로 검출하고, 상기 전류 검출 회로에 의하여 검출된 전류에 근거하여 귀환 신호를 형성하고, 이 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하고, 상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 하는 제2 스위치 신호와, 상기 제3 반도체 스위치를 온으로 하는 제3 스위치 신호와, 상기 제4 반도체 스위치를 온으로 하는 제4 스위치 신호를 상기 제1 스위치와 상기 제4 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 및 상기 제3 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 발생한다.
또, 상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제1 스위치는 상기 제2 스위치가 온으로 되는 시점의 소정 시간 전에 온으로 하고, 상기 제2 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하고, 상기 제4 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제2 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치가 오프로 되며 상기 제1 스위치가 온으로 되는 시점으로서, 상기 제4 스위치가 온으로 되는 소정 기간 전부터 온으로 하고 상기 제4 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하고, 상기 제1 스위치와 상기 제3 스위치는 항상 그 어느 한 쪽의 스위치가 온으로 하고 있도록 상기 소정 기간의 각각의 길이가 설정되어 있다.
또, 본 발명의 직류-교류 변환 장치는 직류 전원과, 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되고, 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제1 방향으로 흘리기 위한 제1 콘덴서와 제1 반도체 스위치와, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되고, 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제2 방향으로 흘리기 위한 제2 반도체 스위치 및 제2 콘덴서를 포함하는 스위치 회로와, 상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류에 따른 검출 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로와, 펄스폭 제어용 삼각파 신호열을 발생하는 변조용 삼각파 신호 발생 회로와, 상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 형성된 귀환 신호와 상기 펄스폭 제어용 삼각파 신호열을 비교하고, 펄스폭 변조 신호를 발생하는 펄스폭 변조 회로와, 상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온ㆍ오프로 하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프로 하는 제2 스위치 신호를 발생하는 스위치 신호 출력용의 로직 회로를 구비하고, 상기 로직 회로는 상기 제1 스위치를 온으로 하여 상기 제1 콘덴서와 함께 상기 제1 방향의 전류를 흘리는 제1 도전 경로와, 상기 제2 스위치를 온으로 하여 상기 제2 콘덴서와 함께 상기 제2 방향의 전류를 흘리는 제2 도전 경로를 교대로 형성하는 동시에, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 상기 제1,제2 스위치 신호를 발생한다.
또, 상기 제1 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속한다.
또, 변압기의 2차 코일에 접속된 부하에 교류 전력을 공급하는 전력 공급 방법으로서, 직류 전원간에 상기 변압기의 1차 코일을 사이에 개재하여 상기 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흘리기 위한 제1 콘덴서와 제1 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 상기 직류 전원 사이에 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 상기 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흘리기 위한 제2 반도체 스위치 및 제2 콘덴서를 직렬로 접속하고, 상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류를 전류 검출 회로로 검출하고, 상기 전류 검출 회로에 의하여 검출된 전류에 근거하여 귀환 신호를 형성하고, 이 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하고, 상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 하는 제2 스위치 신호를 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 발생한다.
본 발명에 의하면, 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하기 위한 인버터에 있어서, 2차 코일이 부하에 접속된 변압기의 1차 코일에 풀 브리지 또는 하프 브리지 구성의 반도체 스위치 회로를 설치하고, 부하에 흐르는 전류를 귀환하여 각 스위치를 펄스폭 변조(PWM) 제어함으로써, 부하로의 전력 공급을 세밀하게 조정할 수 있다.
또, 펄스폭 변조(PWM) 신호에 근거하여 복수의 반도체 스위치를 스위칭하는 로직을 연구함으로써, 제로 커런트 스위칭, 관통 전류 방지, 스위칭 손실의 절감 등의 고도의 제어를 행할 수 있게 된다.
또, 펄스폭 변조 제어와 함께, 온 듀티 기간과 오프 듀티 기간과의 비율을 조정할 수 있는 버스트 제어를 행함으로써, 펄스폭 변조 제어의 한계를 초과하여 부하로의 공급 전력을 광범위하게 조정할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성도.
도 2는 도 1을 위한 컨트롤러 IC의 내부 구성도.
도 3은 도 1의 인버터의 타이밍 차트.
도 4는 도 3의 일부를 상세히 설명하는 타이밍 차트.
도 5는 각 타이밍에 있어서 풀 브리지의 동작 상태를 나타내는 도면.
도 6은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성도.
도 7은 도 6의 인버터의 타이밍 차트.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 인버터 및 교류 전력 공급 방법의 실시형태에 대하여 설명한다.
도 1은 절연 변압기, 풀 브리지의 스위치 회로를 사용하여 PWM 제어하는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성을 나타내는 도면이고, 도 2는 그를 위한 컨트롤러 IC(즉, 인버터 제어용 IC)의 내부 구성을 나타내는 도면이다. 또, 도 3은 제1 실시형태에 있어서 타이밍 차트이고, 도 4는 그 일부를 더욱 상세히 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 또, 도 5는 각 타이밍에 있어서 풀 브리지의 동작 상태를 나타내는 도면이다.
도 1에 있어서, 제1 스위치인 P형 MOSFET(이하, PMOS)(101)과, 제2 스위치인 N형 MOSFET(이하, NMOS)(102)으로, 변압기 TR의 1차 코일(105)에의 제1 방향의 전류 경로를 형성한다. 또, 제3 스위치인 PMOS(103)와 제4 스위치인 NMOS(104)로, 변압기 TR의 1차 코일(105)에의 제2 방향의 전류 경로를 형성한다. 이러한 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)는 각각 보디 다이오드(즉, 백게이트 다이오드)를 갖고 있다. 이 보디 다이오드에 의하여 본래의 전류 경로와 역방향의 전류를 흘릴 수 있다. 또한, 보디 다이오드와 동일한 기능을 행하는 다이오드를 별도로 설치해도 된다.
직류 전원 BAT의 전원 전압 VCC가 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)에 의해 변압기 TR의 1차 코일(105)에 공급되고, 그 2차 코일(106)에 코일 비율에 따른 고전압이 유기된다. 이 유기된 고전압이 냉음극 형광등 FL에 공급되고, 냉음극 형광등 FL이 점등한다.
콘덴서(111), 콘덴서(112)는 저항(117), 저항(118)과 함께 냉음극 형광등 FL 에 인가되는 전압을 검출하고, 컨트롤러 IC(200)에 피드백한다. 저항(114), 저항(115)은 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류를 검출하고, 컨트롤러 IC(200)에 피드백한다. 또, 콘덴서(111)는 그 캐패시턴스와 변압기 TR의 인덕턴스 성분으로 공진하기 위한 것이고, 이 공진에는 냉음극 형광등 FL의 기생 캐패시턴스도 기여한다. 113, 116, 119, 120은 다이오드이다. 또, 151, 152는 전원 전압 안정용의 콘덴서이다.
컨트롤러 IC(200)는 복수의 입출력핀을 갖고 있다. 제1 핀 1P는 PWM 모드와 간헐 동작(이하, 버스트) 모드의 전환 단자이다. 이 제1 핀 1P에는 외부로부터 이들 모드의 전환 및 버스트 모드시의 듀티비를 결정하는 듀티 신호 DUTY가 입력된다. 제2 핀 2P는 버스트 모드 발진기(BOSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속 단자이다. 이 제2 핀 2P에는 설정용 콘덴서(131)가 접속되고, 여기에 버스트용 삼각파 신호 BCT가 발생한다.
제3 핀 3P는 PWM 모드 발진기(OSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속 단자이다. 이 제3 핀 3P에는 설정용 콘덴서(132)가 접속되고, 여기에 PWM용 삼각파 신호 CT가 발생한다. 제4 핀 4P는 제3 핀 3P의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속 단자이다. 이 제4 핀 4P에는 설정용 저항(133)이 접속되고, 그 전위 RT와 저항치에 따른 전류가 흐른다. 제5 핀 5P는 접지 단자이고, 그라운드 전위 GND에 있다.
제6 핀 6P는 제3 핀 3P의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속 단자이다. 이 제6 핀 6P에는 설정용 저항(134)이 접속되고, 컨트롤러 IC(200)의 내부 회로의 제어에 의하여 이 저항(134)이 설정용 저항(133)에 병렬로 접속되거나 또는 분리된다. 그 제6 핀 6P의 전위 SRT는 그라운드 전위 GND나 제4 핀 4P의 전위 RT로 된다. 제7 핀 7P는 타이머 래치를 설정하기 위한 설정 용량 접속 단자이다. 이 제7 핀 7P에는 내부의 보호 동작용의 동작 시한을 결정하기 위한 콘덴서(135)가 접속되고, 콘덴서(135)의 전하에 따른 전위 SCP가 발생한다.
제9 핀 9P는 제1 오차 증폭기용 입력 단자이다. 이 제9 핀 9P에는 저항(140)을 통하여 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류에 따른 전류 검출 신호(이하, 검출 전류) IS가 입력된다. 그 검출 전류 IS가 제1 오차 증폭기에 입력된다. 제8 핀 8P는 제1 오차 증폭기용 출력 단자이다. 이 제8 핀 8P와 제9 핀 9P 사이에 콘덴서(136)가 접속된다. 제8 핀 8P의 전위가 귀환 전압 FB로 되고, PWM 제어를 위한 제어 전압으로 된다. 이하, 각 전압은 특별히 이의가 없는 한, 그라운드 전위를 기준으로 하고 있다.
제10 핀 10P는 제2 오차 증폭기용 입력단자이다. 이 제10 핀 10P에는 저항(139)을 통하여 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압에 따른 전압 검출 신호(이하, 검출 전압) VS가 입력된다. 그리고, 그 검출 전압 VS가 제2 오차 증폭기에 입력된다. 제10 핀 10P에는 콘덴서(137)가 제8 핀 8P와의 사이에 접속된다.
제11 핀 11P는 기동 및 기동시간 설정 단자이다. 이 제11 핀 11P에는 저항(143)과 콘덴서(142)에 의하여 기동 신호 ST가 지연되고 노이즈가 억제된 신호 STB가 인가된다. 제12 핀 12P는 슬로우 스타트 시간을 설정하기 위한 용량을 접속하는 용량 접속 단자이다. 이 제12 핀 12P에는 콘덴서(141)가 그라운드와의 사이에 접속되고, 기동 시에 완만하게 상승하는 슬로우 스타트용의 전압 SS가 발생한다.
제13 핀 13P는 동기용 단자이고, 다른 컨트롤러 IC와 동기시키는 경우에 그것과 접속된다. 제14 핀 14P는 내부 클록 입출력 단자이고, 다른 컨트롤러 IC와 협동시키는 경우에 그것과 접속된다.
제15 핀 15P는 외부 부착 FET 드라이브 회로의 그라운드 단자이다. 제16 핀 16P는 NMOS(102)의 게이트 구동 신호 N1을 출력하는 단자이다. 제17 핀 17P는 NMOS(104)의 게이트 구동 신호 N2를 출력하는 단자이다. 제18 핀 18P는 PMOS(103)의 게이트 구동 신호 P2를 출력하는 단자이다. 제19 핀 19P는 PMOS(101)의 게이트 구동 신호 P1을 출력하는 단자이다. 제20 핀 20P는 전원 전압 VCC를 입력하는 전원 단자이다.
컨트롤러 IC(200)의 내부 구성을 나타내는 도 2에 있어서, OSC 블록(201)은 제3 핀 3P에 접속된 콘덴서(132)와 제4 핀 4P에 접속된 저항(133, 134)에 의하여 주기가 결정되는 PWM 삼각파 신호 CT를 발생하고, PWM 비교기(214)에 공급한다. OSC 블록(201)은 또 내부 클록을 발생하여 로직 블록(203)에 공급한다.
BOSC 블록(202)은 버스트용 삼각파 신호 발진 회로이고, 제2 핀 2P에 접속된 콘덴서(131)에 의하여 결정되는 버스트용 삼각파 신호 BCT를 발생한다. 버스트용 삼각파 신호 BCT의 주파수는 PWM 삼각파 신호 CT의 주파수보다 현저하게 낮게 설정된다(BCT 주파수<CT 주파수). 제1 핀 1P에 공급되는 아날로그(직류 전압)의 듀티 신호 DUTY와 버스트용 삼각파 신호 BCT를 비교기(221)로 비교한다. 이 비교기(221)의 비교 출력으로 OR 회로(239)를 통하여 NPN 트랜지스터(이하, NPN)(234)를 구동 한다. 또한, 제1 핀 1P에 디지탈(PWM 형식)의 듀티 신호 DUTY가 공급되는 경우에는 제2 핀 2P에 저항을 접속하여 BOSC 블록(202)으로부터 버스트용 소정 정전압을 발생시킨다.
로직 블록(203)은 PWM 제어 신호 등이 입력되고, 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 생성한다. 출력 블록(204)은 로직 블록(203)으로부터의 스위치 구동 신호에 따라, 게이트 구동 신호 P1, P2, N1, N2를 생성하고, PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)의 게이트에 인가한다.
슬로우 스타트 블록(205)은 기동 신호 ST가 입력되고, 콘덴서(142), 저항(143)에 의하여 완만하게 상승하는 전압 STB인 비교기(217)로의 입력이 그 기준 전압 Vref6을 넘으면, 비교기(217)의 출력에 의하여 기동한다. 비교기(217)의 출력은 로직 블록(203)을 구동할 수 있게 한다. 또한, 249는 반전 회로이다. 또, 비교기(217)의 출력에 의하여 OR 회로(243)을 통하여 플립플롭(FF)회로(242)를 리셋한다. 스타트 블록(205)이 기동하면, 슬로우 스타트 전압 SS가 완만하게 상승하고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다. 따라서 기동 시에 PWM 제어는 슬로우 스타트 전압 SS에 따라 행해진다.
또한, 기동시에 비교기(216)는 입력이 기준 전압 Vref5를 넘은 시점에서, OR 회로(247)를 통하여 NMOS(246)를 오프한다. 이로 인해, 저항(134)을 분리하여 PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수를 변경한다. 또, OR 회로(247)에는 비교기(213)의 출력도 입력된다.
제1 오차 증폭기(211)는 냉음극 형광등 FL의 전류에 비례한 검출 전류 IS와 기준 전압 Vref2(예, 1.25V)를 비교하고, 그 오차에 따른 출력에 의하여 정전류원 I1에 접속된 NPN(235)을 제어한다. 이 NPN(235)의 컬렉터는 제8 핀 8P에 접속되고 있고, 이 접속점(즉, 제8 핀 8P)의 전위가 귀환 전압 FB로 되고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로 입력된다.
PWM 비교기(214)에서는 삼각파 신호 CT와, 귀환 전압 FB 또는 슬로우 스타트 전압 SS가 낮은 쪽의 전압을 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하고, AND 회로(248)를 통하여 로직 블록(203)에 공급한다. 기동 종료 후의 정상 상태에서는 삼각파 신호 CT와 귀환 전압 FB가 비교되고, 설정된 전류가 냉음극 형광등 FL에 흐르도록 자동적으로 제어된다.
또한, 제8 핀 8P와 제9 핀 9P 사이에는 콘덴서(136)가 접속되어 있으므로, 귀환 전압 FB는 완만하게 증가 또는 감소한다. 따라서 PWM 제어는 쇼크 없이 원활히 행해진다.
제2 오차 증폭기(212)는 냉음극 형광등 FL의 전압에 비례한 검출 전압 VS와 기준 전압 Vref3(예, 1.25V)을 비교하고, 그 오차에 따른 출력에 의하여 더블 컬렉터의 한 쪽이 정전류원 I1에 접속된 더블 컬렉터 구조의 NPN(238)을 제어한다. 이 NPN(238)의 컬렉터는 역시 제8 핀 8P에 접속되어 있으므로, 검출 전압 VS에 의해서도 귀환 전압 FB가 제어된다. 따라서 비교기(212) 및 NPN(238)은 귀환 신호 FB를 제어하는 귀환 신호 제어 회로를 구성한다. 또한, 귀환 전압 FB가 기준 전압 Vref1(예, 3V)을 넘으면 PNP 트랜지스터(이하, PNP)(231)를 온으로 하여 귀환 전압 FB의 과도한 상승을 제한한다.
비교기(215)는 전원 전압 VCC를 저항(240, 241)으로 분압한 전압과 기준 전압 Vref7(예, 2.2V)를 비교하고, 전원 전압 VCC가 소정치에 이른 시점에서 그 출력을 반전하고, OR 회로(243)를 사용하여 FF 회로(242)를 리셋한다.
비교기(218)는 슬로우 스타트 전압 SS를 기준 전압 Vref8(예, 2.2V)과 비교하고, 전압 SS가 커지면 AND 회로(244) 및 OR 회로(239)를 통하여 NPN(234)을 온으로 한다. NPN(234)의 온에 의하여 다이오드(232)가 전류원 I2에 의하여 역바이어스되고, 그 결과 제1 오차 증폭기(211)의 통상 동작을 행할 수 있게 된다. 따라서, NPN(234), 다이오드(232) 및 전류원 I2는 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 구성하고 있다.
비교기(219)는 더블 컬렉터의 다른 쪽이 정전류원 I3에 접속된 NPN(238)이 제2 오차 증폭기(212)에 의해 온으로 되면, 그 컬렉터의 전압이 기준 전압 Vref9(예, 3.0V)보다 저하하여 비교 출력이 반전한다. 비교기(220)는 귀환 전압 FB를 기준 전압 Vref10(예, 3.0V)과 비교하여, 귀환 전압 FB가 높아지면 비교 출력이 반전한다. 비교기(219, 220)의 출력 및 비교기(218)의 출력의 반전 신호를 OR 회로(245)를 통하여 타이머 블록(206)에 인가하고 소정 시간을 계측하여 출력한다. 이 타이머 블록(206)의 출력에 의하여 FF(242)를 세트하고, 이 FF 회로(242)의 Q 출력에 의하여 로직 블록(203)의 동작을 정지한다.
다음에, 이상과 같이 구성되는 인버터의 동작은 도 3, 도 4의 타이밍 차트 및 도 5의 동작 상태도를 참조하여 설명한다.
도 3을 참조하여 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 초과하는 기 간, 즉 온 듀티 기간(ON DUTY)에는 PWM 제어가 행해진다.
한편, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 기간, 즉 오프 듀티 기간(OFF DUTY)에는 PWM 제어가 정지됨에 따라, 냉음극 형광등 FL로의 전력 공급이 정지된다.
PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수는 예를 들면 120kHZ이고, 이것을 주파수가 예를 들면 150Hz의 버스트용 삼각파 신호 BCT로 버스트 제어하므로, 시각상에 아무런 문제는 없다. 그리고, 듀티 신호 DUTY의 크기를 제어함으로써, PWM 제어에 의하여 냉음극 형광등 FL에 공급 가능한 범위를 초과하여 더욱 광범위하게 전력 공급의 제어, 즉 광량의 제어를 행할 수 있다.
구체적으로 회로 동작을 보면, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 동안 비교기(221)의 출력은 저(L)레벨이고, NPN(234)은 오프로 되어 있다.
이로 인해, 다이오드(232)가 정전류원 I2에 의해 순차 바이어스되어 제1 오차 증폭기(211)의 입력은 높은 값으로 되고, NPN 트랜지스터(235)가 온으로 되어 귀환 전압 FB는 낮은 전압으로 규제된다.
PWM 비교기(214)는 2개의 부(-)입력 중에서 보다 낮은 쪽의 전압과, 정(+)의 삼각파 신호 CT가 비교되기 때문에, 도 3의 예를 들면 좌단측에 나타내는 바와 같이 PWM 제어 신호는 출력되지 않는다.
다음에, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 상회하면, NPN(234)는 온으로 되고 다이오드(234)는 역바이어스되어 오프로 된다. 이 때, 검출 전류 IS는 낮은 값으로 있으므로, 제1 오차 증폭기(211)는 입력된 검출 전류 IS에 따른 출력을 발생하여 NPN(235)의 도통도를 제어한다. NPN(235)의 컬렉터 전압, 즉 귀환 전압 FB는 제8 핀 8P와 제9 핀 9P 사이에 접속되어 있는 콘덴서(136)의 작용에 의해 완만하게 상승하여 본래의 귀환에 따른 정상치에 이른다.
이로 인해 PWM 비교기(214)로부터 PWM 제어 신호가 로직 블록(203)에 공급되고, 게이트 구동 신호 P1∼N2가 출력되고, PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)가 PWM 제어된다.
PWM 제어시의 로직 블록(203), 출력 블록(204)에 있어서 게이트 구동 신호 P1∼N2의 형성 로직을 도 4, 도 5를 참조하여 상세하게 설명한다.
펄스폭 변조 신호, 즉 PWM용 삼각파 신호 CT와 귀환 전압 FB에 근거하여 제1 반도체 스위치인 PMOS(101)를 구동하는 제1 게이트 구동 신호 P1과, 제2 반도체 스위치인 NMOS(102)를 구동하는 제2 게이트 구동 신호 N1과, 제3 반도체 스위치인 PMOS(103)를 구동하는 제3 게이트 구동 신호 P2와, 제4 반도체 스위치인 NMOS(104)를 구동하는 제4 게이트 구동 신호 N2를 PMOS(101)와 NMOS(104) 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 Toff 및 PMOS(103)와 NMOS(102) 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 Toff를 설정하는 타이밍에 발생한다.
또한, 변압기 TR의 1차 코일(105)에 흐르는 전류의 방향을 제1 방향에서 제2 방향으로 또는 제2 방향에서 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 각 게이트 구동 신호 P1∼N2를 발생한다.
도 4에 있어서, 구간 i에서 게이트 구동 신호 N1은 H 레벨이고, 게이트 구동 신호 P1은 L 레벨, 게이트 구동 신호 P2는 H 레벨이고, PMOS(101)와 NMOS(102)가 온으로 되어 1차 코일(105)에는 전원 BAT에서 제1 방향으로 전류가 흐르고 있다. 이 상태가 도 5(a)에 도시되어 있다.
구간 ii로 되면, 게이트 구동 신호 N1이 L 레벨로 되고, 게이트 구동 신호 P2가 L 레벨로 될 때까지, PMOS(103)와 NMOS(102)는 함께 오프의 기간 Toff가 형성되고, 관통 전류가 흐르는 것을 방지하고 있다. 이 기간은 PM0S(101)만이 온으로 되어 있으나, 변압기 TR의 축적 에너지에 의하여 제1 방향의 전류가 PMOS(103)의 보디 다이오드와 PMOS(101)를 통하여 계속 흐른다.
구간 ii의 후반에서는 게이트 구동 신호 P2가 L 레벨로 됨으로써 PMOS(103)가 온으로 되어 보디 다이오드에 흐르고 있던 전류는 PM0S(103)의 채널로 이전한다. 이 구간 ii의 상태가 도 5(b)에 나타나 있다.
구간 iii로 되면, 게이트 구동 신호 P1이 H 레벨로 되고, PMOS(101)가 오프로 된다. 또, 제1 방향으로 전류가 흐르고 있는 경우에는 오프로 되어 있는 NMOS(104)의 보디 다이오드를 통하여 전류가 흐른다. 이 때, @ 점의 전위는 구간 i, ii의 VCC에서부터 보디 다이오드에 의한 전압 강하 Vf만큼 낮아진다. 이 구간 iii의 상태가 도 5(c)에 도시되어 있다.
변압기 TR의 축적 에너지에 의한 제1 방향의 전류가 제로로 되면, 구간 iv에 들어간다. 이 구간 iv에서는 도 5(d)에 나타낸 바와 같이 전류가 제로로 되고, PMOS(103)만이 온으로 하고 있다. 이와 같이 본 발명에서는 1차 코일(105)의 전류의 방향을 전환하기 전에 전류가 제로의 상태로 형성된다.
이 전류 방향을 전환하기 전에 전류를 제로로 한 상태는 변압기 TR, 공진 콘덴서(111, 112), 냉음극 형광등 FL 등의 상기 조건에 맞춰 PWM 제어에 있어서의 펄스 폭의 범위 설정을 행함으로써 얻어진다.
구간 v에 있어서, 게이트 구동 신호 P2는 L 레벨이고, 게이트 구동 신호 P1은 H 레벨이고, PMOS(103)가 온으로 된 상태에서 게이트 구동 신호 N2가 H 레벨로 되면 NMOS(104)는 온으로 되고 제로 커런트 스위칭이 행해진다. PMOS(103)와 NMOS(104)의 온에 의하여 1차 코일(105)에는 제2 방향으로 전원 BAT로부터 전류가 흐른다. 이 상태가 도 5(e)에 나타나 있다.
구간 vi에서는 게이트 구동 신호 N2가 L 레벨로 되고, 게이트 구동 신호 P1이 L 레벨로 될 때까지 PMOS(101)와 NMOS(104)는 함께 오프의 기간 Toff가 형성되고, 관통 전류가 흐르는 것을 방지하고 있다. 이 기간에는 PMOS(103)만이 온으로 되어 있으나, 변압기 TR의 축적 에너지에 의하여 제2 방향의 전류가 PMOS(101)의 보디 다이오드와 PMOS(103)를 통하여 계속 흐른다. 구간 vi의 후반에서는 게이트 구동 신호 P1이 L 레벨로 됨으로써 PM0S(101)이 온으로 되고, 보디 다이오드에 흐르고 있던 전류는 PM0S(101)의 채널로 이전된다. 이 구간 vi의 상태가 도 5(f)에 나타나 있다.
이하, 구간 vii로 되면 전류 방향이 반대가 될 뿐, 구간 iii와 동일하게 동작한다. 그 상태가 도 5(g)에 나타나 있다. 또, 구간 viii에서는 제2 방향의 전류가 제로로 되고, 도 5(h)에 나타낸 바와 같이 PMOS(101)만이 온으로 된 상태로 된다. @ 점의 전위는 도시와 같이 변화한다.
이 제2 방향에서 제1 방향으로 전류 방향이 전환될 때에도 역시 제로 컬렉터 스위칭이 행해진다.
이상과 같이 NMOS(102)는 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호 CT의 한 쪽 정점(하측 정점)의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호 CT와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다. PMOS(101)는 NMOS(102)가 온으로 되는 시점의 소정 시간전에 온으로 하고, NMOS(102)가 오프한 직후의 삼각파 신호 CT의 다른 쪽 정점(상측 정점)의 시점까지 온을 계속한다. NMOS(104)는 삼각파 신호열의 NMOS(102)가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호 CT의 한 쪽 정점(하측 정점)의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호 CT와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다.
또, PMOS(103)는 NMOS(102)가 오프로 PMOS(101)가 온으로 되는 시점이고, NMOS(104)가 온으로 되는 소정 기간 전부터 온으로 하고, NMOS(104)가 오프한 직후의 삼각파 신호 CT의 다른 쪽 정점(상측 정점)의 시점까지 온을 계속한다.
그리고, PMOS(101)와 PMOS(103)는 항상 그 어느 하나의 스위치가 온하고 있도록 전술한 소정 기간의 각각의 길이를 설정하고 있다. 즉, PM0S(101)와 PMOS(103)의 각각은 삼각파 신호 CT의 1 주기보다 긴 기간을 통하여 온으로 되어 있다.
이로 인해, 관통 전류의 발생을 방지하면서 반도체 스위치(즉, PM0S(101)와 PMOS(103))의 보디 다이오드는 전류가 흐르는 기간을 단축한다. 이로 인해, 스위칭에 수반된 손실을 극히 작게 하고 있다.
또한, 도 1에 있어서, PMOS(101) 및 PMOS(103)에 대신하여 제1 스위치 및 제3 스위치로서 NMOS를 사용할 수 있다. 이 경우에는 이 변경에 맞춰 게이트 구동 신호도 변경하게 된다.
도 6은 절연 변압기, 하프 브리지의 스위치 회로를 사용하여 PWM 제어하는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성을 나타내는 도면이다. 또, 도 7은 제2 실시형태에 있어서의 타이밍 차트이다.
도 6에 있어서는 2 대의 변압기 TR1, TR2를 설치하고, 하프 브리지형의 스위칭 회로에 의하여 PWM 제어하는 동시에, 각 변압기 TR1, TR2에 각각 2개의 2차 코일(309, 310, 409, 410)을 설치하고 있다. 이 각 2차 코일(309, 310, 409, 410)에는 각각 냉음극 형광등 FL11, FL12, FL21, FL22를 접속하고, 합계 4개의 냉음극 형광등의 점등을 제어하는 예를 나타내고 있다.
도 6에 있어서, 먼저 제1 변압기 TR1의 계통에 대하여 설명한다. 이 하프 브리지형의 스위치 회로는 제1 콘덴서(301)와 제1 스위치인 NMOS(302)로, 변압기 TR1의 1차 코일(308)에의 제1 방향의 전류 경로를 형성한다. 또, 제2 스위치인 PMOS(303)과 제2 콘덴서(304)로, 변압기 TR1의 1차 코일(308)에의 제2 방향의 전류 경로를 형성한다. 이러한 PMOS(303), NMOS(302)는 각각 보디 다이오드(즉, 백 게이트 다이오드)를 갖고 있다. 이 보디 다이오드에 의하여 본래의 전류 경로와 역방향의 전류를 흘릴 수 있다. 또한, 보디 다이오드와 동일한 기능을 행하는 다이오드를 별도로 설치해도 된다.
직류 전원 BAT의 전원 전압 VDD가 PMOS(303), NMOS(302), 콘덴서(301, 304) 를 통하여 변압기 TR1의 1차 코일(308)에 공급되고, 그 2차 코일(309, 310)에 코일비율에 따른 고전압이 유기된다. 이 유기된 고전압이 냉음극 형광등 FL11, FL12에 공급되어 냉음극 형광등 FL11, FL12가 점등한다. 또한, 제너 다이오드(305), 저항(306), 콘덴서(307)는 직류 전원 BAT의 전원 전압 VDD와, 컨트롤러 IC(600)의 전원 전압 VCC가 다르기 때문에 게이트 전압을 레벨 시프트하기 위한 것이다.
콘덴서(311, 312), 콘덴서(315, 316)는 저항(319), 저항(320)과 함께 냉음극 형광등 FL11, F112에 인가되는 전압을 검출하고, 컨트롤러 IC(600)에 피드백한다. 저항(323), 저항(326)은 냉음극 형광등 FL11, FL12에 흐르는 전류를 검출하고, 컨트롤러 IC(600)에 피드백한다. 또, 콘덴서(311, 315)는 그 캐패시턴스와 변압기 TR1의 인덕턴스 성분으로 공진시키기 위한 것이고, 이 공진에는 냉음극 형광등 FL11, F112의 기생 캐패시턴스도 기여한다. 313, 314, 317, 318, 321, 322, 324, 325는 다이오드이다. 또, 327은 검출 신호를 평활화하는 콘덴서이다.
다음에, 제2 변압기 TR2의 계통에 대해서는 각 구성 요소의 번호를 400번대로 하여 제1 변압기 TR1의 계통의 구성 요소와 동일한 번호를 부여한다. 예를 들면, 1차 코일이(308)에 대해서는 408이다. 그 밖에도 동일하다. 따라서 동일한 구성이므로 추가 설명은 생략한다.
컨트롤러 IC(600)는 복수의 입출력핀을 갖고 있다. 이 IC(600)는 제1 실시형태에서의 컨트롤러 IC(200)과 그 핀 배치나 그 중부 구성은 거의 동일한다. 단지, 제1 변압기 TR1의 계통과 제2 변압기 TR2의 계통의 2 계통을 갖는 것, 각 변압기 TR1, TR2의 2개의 2차 코일마다 냉음극 형광등 FL11~FL22를 구비하므로 피드백계 등의 일부의 구성에 있어서 다르다.
컨트롤러 IC(600)가 컨트롤러 1C(200)과 다른 점에 대해서만 추가로 설명한다. 제2 핀 2P는 버스트용 삼각파 신호 BCT의 충방전 전류를 설정하기 위한 저항(501)을 접속하는 저항 접속 단자이다. 제4 핀 4P는 PWM용 삼각파 신호 CT의 방전 전류를 설정하기 위한 저항(503)을 접속하는 저항 접속 단자이다. 이러한 단자는 필요에 따라 컨트롤러 IC(200)에도 설치할 수 있다.
제15 핀 15P는 이상 검출 신호(도 2의 FF(242)의 출력에 상당함)를 외부로 출력하는 단자이다. 제17 핀 17P 및 제18 핀 18P는 제1 변압기 TR1의 계통과 제2 변압기 TR2의 계통의 2번째의 냉음극 형광등 FL12, FL22의 과전류 보호를 행하기 위한 검출 신호를 입력하는 것이며, 이 검출 신호는 각각 내부의 비교기로 기준 전압과 비교된다. 제19 핀 19P는 내부에 설치된 레귤레이터의 출력 전압을 외부로 출력하는 단자이다.
이 컨트롤러 IC(600)의 제1 핀 1P∼제28 핀 28P와 제1 실시형태에서의 컨트롤러 IC(200)의 각 핀은 핀 번호와 함께 괄호내에 나타내고 있는 기호(예를 들면, DUTY와 DUTY;FB와 FB1, FB2)가 동일한 것이 각각 대응한다.
이 IC(600)에 있어서, 저항(501)이 제2 핀 2P에, 콘덴서(502)가 제3 핀 3P에, 저항(503)이 제4 핀 4P에, 저항(504)이 제5 핀 5P에, 저항(505, 506)이 제6 핀 6P에, 콘덴서(507)가 제7 핀 7P에, 그라운드와의 사이에 접속되어 있다.
콘덴서(508)가 제9 핀 9P와 제10 핀 10P 사이에 접속되고, 또 제10 핀 10P에 저항(513)을 통하여 검출 전류 IS1이 입력된다. 콘덴서(509)가 제9 핀 9P와 제11 핀 11P 사이에 접속되고, 또 제11 핀 11P에 검출 전압 VS1이 입력된다.
콘덴서(511)가 제12 핀 12P와 제13 핀 13P 사이에 접속되고, 또 제13 핀 13P에 저항(514)를 통하여 검출 전류 IS2가 입력된다. 콘덴서(512)가 제12 핀 12P와 제14 핀 14P 사이에 접속되고, 또 제14 핀 14P에 검출 전압 VS2가 입력된다. 또한, 531∼534는 콘덴서이다.
또, 직류 전원 BAT의 전압 VDD를, 저항(522), 제너 다이오드(523) 및 NPN(524)으로 이루어지는 시리즈 레귤레이터로 IC(600)의 소정의 전원 전압 VCC(예, 5∼12V)으로 조정하여 IC(600)에 공급한다. 또한, 콘덴서(521, 526)는 안정용 콘덴서이고, 이 밖에 적절히 필요한 부분에 설치된다.
다음에, 이상과 같이 구성된 제2 실시형태에 따른 인버터의 동작은 도 7의 타이밍 차트를 참조하여 설명한다. 도 7에서는 제1 변압기 TR1의 계통에서의 제어에 대하여 설명하고 있다. 또한, IC(600)의 내부 구성 및 동작은 제1 실시형태에 있어서 IC(200)(도 2)와 동일하다.
도 7을 참조하여 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 넘고 있는 기간, 즉 온 듀티 기간(ON DUTY)에는 PWM 제어가 행해진다.
한 쪽, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 기간, 즉 오프 듀티 기간(OFF DUTY)에는 PWM 제어가 정지되고, 따라서 냉음극 형광등 FL11, FL12로의 전력 공급은 정지된다.
이 실시형태에서, PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수는 예를 들면 100kHZ이고, 이것을 주파수가 예를 들면 300Hz의 삼각파 신호 BCT로 버스트 제어하므로, 시각상 에 아무런 문제가 없다. 그리고, 듀티 신호 DUTY의 크기를 제어함으로써 PWM 제어에 의하여 냉음극 형광등 FL11∼FL22에 공급 가능한 범위를 초과하여 더욱 광범위하게 전력 공급의 제어, 즉 광량의 제어를 행할 수 있다.
도 7의 타이밍 차트를 보면, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 동안은 귀환 전압 FB는 낮은 전압으로 규제된다. 이로 인해, PWM 제어는 행해지지 않고, 게이트 구동 전압 P1은 H 레벨이고, 게이트 구동 전압 N1은 L 레벨이다. 이 때문에, PMOS(303) 및 NMOS(302)는 오프 상태를 계속하기 때문에 변압기 TR1로의 전력 공급은 행해지지 않는다.
다음에, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 상회하면, 귀환 전압 FB1은 제9, 제10 핀 사이에 접속되어 있는 콘덴서(508)의 작용에 의해 완만하게 상승하고, 본래의 귀환에 따른 정상치에 이른다. 이로 인해 IC(600)에서는 PWM 제어가 행해져서 게이트 구동 신호 P1, N1이 출력되고, PMOS(303), NMOS(302)가 PWM 제어된다.
PWM 제어시의 동작을 상세하게 설명하면, 게이트 구동 신호 P1, N1은 PMOS(303)과 NMOS(302)의 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 Toff를 설정하는 타이밍에 발생한다. 또한, 변압기 TR1의 1차 코일(308)에 흐르는 전류의 방향을 제1 방향에서 제2 방향으로 또는 제2 방향에서 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 각 게이트 구동 신호 P1, N1을 발생한다.
도 7에 있어서, 구간 i에서 게이트 구동 신호 N1은 H 레벨이고, 게이트 구동 신호 P1은 H 레벨이고, 제1 콘덴서(301)과 NMOS(302)를 통과하여 1차 코일(308)에 는 제1 방향으로 전원 BAT로부터 전류가 흐르고 있다.
구간 ii에서는 게이트 구동 신호 N1이 L 레벨로 되고, 게이트 구동 신호 P1이 L 레벨로 될 때까지, PMOS(303)과 NMOS(302)는 함께 오프의 기간 Toff가 형성되어 관통 전류가 흐르는 것을 방지하고 있다. 이 구간 ii에서는 변압기 TR1의 축적 에너지에 의하여 제1 방향의 전류가 PMOS(303)의 보디 다이오드와 콘덴서(301, 304)를 통하여 계속 흐른다.
제1 방향의 전류는 변압기 TR1의 축적 에너지가 없어지면 제로가 된다. 이와 같이 이 제2 실시형태라도, 1차 코일(308)의 전류의 방향을 전환하기 전에 전류가 제로의 상태로 형성된다.
이 전류 방향을 전환하기 전에 전류를 제로로 하는 상태는 변압기 TR1, 공진 콘덴서(311, 312, 315, 316), 냉음극 형광등 FL11, FL12 등의 상기적 조건에 맞춰 PWM 제어에 있어서의 펄스 폭의 범위 설정을 행함으로써 얻어진다.
구간 iii에 있어서, 게이트 구동 신호 P1이 L 레벨로 되면, PMOS(303)과 제2 콘덴서(304)를 통과하여 1차 코일(308)에는 전원 BAT로부터 제2 방향으로 전류가 흐르고 있다.
구간 iv로 되면, 게이트 구동 신호 P1이 H 레벨로 되고, 게이트 구동 신호 N1이 H 레벨로 될 때까지, PMOS(303)와 NMOS(302)는 함께 오프의 기간 Toff가 형성되고, 관통 전류가 흐르는 것을 방지하고 있다. 이 구간 iv에서는 변압기 TR1의 축적 에너지에 의하여 제2 방향의 전류가 NMOS(302)의 보디 다이오드와 콘덴서(301, 304)를 통하여 계속 흐른다.
이 제2 방향의 전류는 변압기 TR1의 축적 에너지가 없어지면 제로로 된다. 이와 같이 이 제2 실시형태라도, 1차 코일(308)의 전류의 방향을 전환하기 전에, 전류가 제로의 상태로 형성된다.
또한, 도 6에 있어서, PMOS(303)에 대신하여 제1 스위치로서 NMOS를 사용할 수 있다. 이 경우에는 이 변경에 맞춰 게이트 구동 신호도 변경하게 된다.
이상과 같이 본 발명에 따른 직류-교류 변환 장치 및 교류 전력 공급 방법은 낮은 직류 전압으로 높은 교류 전압을 필요로 하는 액정 표시 장치의 백라이트용 광원으로서 사용하는데 적합하다.

Claims (15)

  1. 직류 전원과,
    1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와,
    상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되고 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제1 방향으로 흘리기 위한 제1 반도체 스위치 및 제2 반도체 스위치와, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되며 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제2 방향으로 흘리기 위한 제3 반도체 스위치 및 제4 반도체 스위치를 포함하는 스위치 회로와,
    상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류에 따른 검출 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로와,
    펄스폭 제어용 삼각파 신호를 발생하는 변조용 삼각파 신호 발생 회로와,
    상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 형성된 귀환 신호와 상기 펄스폭 제어용 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 펄스폭 변조 회로와,
    상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제2 스위치 신호와, 상기 제3 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제3 스위치 신호와, 상기 제4 반도체 스위치를 온ㆍ오프하는 제4 스위치 신호를 발생하는 스위치 신호 출력용의 로직 회로를 구비하고,
    상기 로직 회로는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 양쪽을 동시에 온으로 하여 상기 제1 방향의 전류를 흘리는 제1 도전 경로와, 상기 제3 스위치 및 상기 제4 스위치의 양쪽을 동시에 온으로 하여 상기 제2 방향의 전류를 흘리는 제2 도전 경로를 교대로 형성하는 동시에, 상기 제1 스위치와 상기 제4 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 및 상기 제3 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 상기 제1∼제4 스위치 신호를 발생하고,
    상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제1 스위치는 상기 제2 스위치가 온으로 되는 시점의 소정 시간 전에 온으로 하고, 상기 제2 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하고,
    상기 제4 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제2 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치가 오프이고 상기 제1 스위치가 온인 시점으로서, 상기 제4 스위치가 온으로 되는 소정 기간 전부터 온으로 하고, 상기 제4 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하는 동시에,
    상기 제1 스위치와 상기 제3 스위치는 항상 그 어느 하나의 스위치가 온하고 있도록 상기 소정 기간의 각각의 길이를 설정하고 있는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 2차 코일에 접속된 부하에 공급되는 전압을 검출하고 검출 전압을 발생하기 위한 전압 검출 회로와, 검출 기준 전압과 상기 검출 전압을 비교하고, 이 비교에 의한 오차 신호에 따라 상기 귀환 신호를 제어하는 귀환 신호 제어 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어 신호에 근거하여 상기 스위치 회로의 제1∼제4 스위치를 제어하는 온 듀티 기간과, 상기 펄스폭 제어 신호에 관계하지 않고 상기 스위치 회로를 정지시키는 오프 듀티 기간을 설정하기 위한 버스트 제어 신호를 발생하는 버스트 제어 신호 발생 회로를 구비하고,
    상기 온 듀티 기간과 상기 오프 듀티 기간의 비율을 조정 가능하게 한 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 버스트 제어 신호 발생 회로는 버스트 제어용 삼각파 신호를 발생하는 버스트용 발진 회로를 구비하고, 임의로 레벨을 조정할 수 있는 듀티 신호와 상기 버스트용 삼각파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 상기 버스트 제어 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 버스트 제어 신호에 근거하여 상기 전류 검출 회로의 검출 전류의 크기를 규정치로 규제하는 것과 규제하지 않는 것을 전환함으로써, 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  7. 변압기의 2차 코일에 접속된 부하에 교류 전력을 공급하는 전력 공급 방법으로서,
    직류 전원간(across a DC power supply)에, 상기 변압기의 1차 코일을 사이에 개재하여 이 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흘리기 위한 제1 반도체 스위치 및 제2 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
    상기 직류 전원간에, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 이 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흘리기 위한 제3 반도체 스위치 및 제4 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
    상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류를 전류 검출 회로에 의하여 검출하고,
    상기 전류 검출 회로에 의하여 검출된 전류에 근거하여 귀환 신호를 형성하고, 이 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하고,
    상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 하는 제2 스위치 신호와, 상기 제3 반도체 스위치를 온으로 하는 제3 스위치 신호와, 상기 제4 반도체 스위치를 온으로 하는 제4 스위치 신호를 상기 제1 스위치와 상기 제4 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간 및 상기 제3 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 발생하고,
    상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제1 스위치는 상기 제2 스위치가 온으로 되는 시점의 소정 시간 전에 온으로 하여 상기 제2 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하고,
    상기 제4 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제2 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제3 스위치는 상기 제2 스위치가 오프이고 상기 제1 스위치가 온인 시점으로서, 상기 제4 스위치가 온으로 되는 소정 기간 전부터 온으로 하고, 상기 제4 스위치가 오프한 직후의 삼각파 신호의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속하고,
    상기 제1 스위치와 상기 제3 스위치는 항상 그 어느 하나의 스위치가 온하고 있도록 상기 소정 기간의 각각의 길이가 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 교류 전력 공급 방법.
  8. 삭제
  9. 직류 전원과,
    1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기와,
    상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되고, 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제1 방향으로 흘리기 위한 제1 콘덴서와 제1 반도체 스위치와, 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 직렬로 접속되고, 상기 직류 전원으로부터의 전류를 제2 방향으로 흘리기 위한 제2 반도체 스위치 및 제2 콘덴서를 포함하는 스위치 회로와,
    상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류에 따른 검출 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로와,
    펄스폭 제어용 삼각파 신호열을 발생하는 변조용 삼각파 신호 발생 회로와,
    상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 형성된 귀환 신호와 상기 펄스폭 제어용 삼각파 신호열을 비교하고, 펄스폭 변조 신호를 발생하는 펄스폭 변조 회로와,
    상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온ㆍ오프로 하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프로 하는 제2 스위치 신호를 발생하는 스위치 신호 출력용의 로직 회로를 구비하고,
    상기 로직 회로는 상기 제1 스위치를 온으로 하여 상기 제1 콘덴서와 함께 상기 제1 방향의 전류를 흘리는 제1 도전 경로와, 상기 제2 스위치를 온으로 하여 상기 제2 콘덴서와 함께 상기 제2 방향의 전류를 흘리는 제2 도전 경로를 교대로 형성하는 동시에, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 상기 제1,제2 스위치 신호를 발생하고,
    상기 제1 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  10. 삭제
  11. 제9항에 있어서,
    상기 2차 코일에 접속된 부하에 공급되는 전압을 검출하여 검출 전압을 발생하기 위한 전압 검출 회로와, 검출 기준 전압과 상기 검출 전압을 비교하고, 이 비교에 의한 오차 신호에 따라 상기 귀환 신호를 제어하는 귀환 신호 제어 회로를 추가로 갖는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어 신호에 근거하여 상기 스위치 회로의 제1, 제2 스위치를 제어하는 온 듀티 기간과, 상기 펄스폭 제어 신호에 관계하지 않고 상기 스위치 회로를 정지시키는 오프 듀티 기간을 설정하기 위한 버스트 제어 신호를 발생하는 버스트 제어 신호 발생 회로를 구비하고,
    상기 온 듀티 기간과 상기 오프 듀티 기간의 비율을 조정할 수 있도록 하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 버스트 제어 신호 발생 회로는 버스트 제어용 삼각파 신호를 발생하는 버스트용 발진 회로를 구비하고, 임의로 레벨을 조정할 수 있는 듀티 신호와 상기 버스트용 삼각파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 상기 버스트 제어 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 버스트 제어 신호에 근거하여 상기 전류 검출 회로의 검출 전류의 크기를 규정치로 규제하는 것과 규제하지 않는 것을 전환함으로써, 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  15. 변압기의 2차 코일에 접속된 부하에 교류 전력을 공급하는 전력 공급 방법으로서,
    직류 전원간에 상기 변압기의 1차 코일을 사이에 개재하여 상기 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흘리기 위한 제1 콘덴서와 제1 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
    상기 직류 전원간에 상기 1차 코일을 사이에 개재하여 상기 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흘리기 위한 제2 반도체 스위치 및 제2 콘덴서를 직렬로 접속하고,
    상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류를 전류 검출 회로에 의하여 검출하고,
    상기 전류 검출 회로에 의하여 검출된 전류에 근거하여 귀환 신호를 형성하고, 이 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하고,
    상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 하는 제1 스위치 신호와, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 하는 제2 스위치 신호를 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치 양쪽이 오프로 되는 동시 오프 기간을 설정하도록, 또한 상기 1차 코일에 흐르는 전류의 방향을 상기 제1 방향에서 상기 제2 방향으로 또는 상기 제2 방향에서 상기 제1 방향으로 전환할 때의 전류치가 제로의 상태에서 전환하는 타이밍에 발생하고,
    상기 제1 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제2 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 스위치가 온으로 되는 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하는 것을 특징으로 하는 교류 전력 공급 방법.
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