CN1201472C - 半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路 - Google Patents

半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路 Download PDF

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Abstract

一种半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路，在两只半桥主控管(Q1，Q2)之截止区，将主变压器短路，从而强迫主变压器进入磁通保持状态。这主要是依赖在主变压器两端点(M，N)之间接入两只对接的低压功率开关器件(M1，M2)完成，在主控管(Q1，Q2)导通前解除磁通保持状态，可以使主控管(Q1，Q2)获得零电压的开通条件。本发明使半桥电路能方便的实现软开关工作状态，不仅提高了开关电源的效率，而且有效的抑制了浪涌电压电流，大大提高了半桥开关电源的稳定性和可靠性。

Description

半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路
发明领域
本发明涉及开关电源领域，具体是指一种在半桥电路中能使磁能延缓释放以实现脉冲边沿过零谐振的软开关拓扑电路。
背景技术
半桥开关电源的拓扑形式，由于其抗不平衡能力强，结构简单，调整容易等优点，在中、低功率容量的开关电源中普遍被采用。但半桥式开关电源中软开关技术的运用，其进展远不如全桥软开关成熟。
近年来，各种论文、书刊、杂志对半桥式软开关电路的研究、讨论，比较倾向在谐振型或准谐振型领域寻求发展，虽然取得了一些成果，但目前对谐振型或准谐振型拓扑电路，其零电压或零电流状态的实现，所需的控制电路还比较复杂，调整不易，一致性、均匀性还较差，实现规模化批量生产的难度较大，此外在谐振型或准谐振型中，开关器件的输出潜力不能充分发挥，器件利用率低，目前还只在小体积、小功率场合使用，在稍大功率以及中等功率情况下，使用还不普遍。
从商品生产角度考虑，脉冲调宽方式加边沿谐振软开关技术是目前效果既显著，调整又容易，又便于实施规模化生产的实用化软开关技术，在全桥电路中的应用已卓有成效，但在半桥电路中，此项技术的应用，迄今仍未能突破。
本发明使用了一种将磁能延缓释放的电路使之能在半桥电路中将脉冲调宽(PWM)技术与脉冲边沿谐振技术结合起来，从而创立了半桥电路的一项新的拓扑形式，使半桥电路能很容易的实现软开关的目的。
半桥的基本电路如图1.a所示，这是一个典型的常用电路，多数开关电源教材都有说明，这里不作解释，但为了在这个电路中实现磁缓释边沿谐振软开关的目的，需要先对这个电路的导通和关断过程作一分析，才便于对前述软开关技术的应用有深入的了解。以下按时序分析图1.a所示电路工作时的电压、电流波形。
1、0～t1时段：
参看图1.b及图2。此区间主控管Q1在导通状态，主变压器的端电压UMN＝Uin/2，，UC1＝0，UC2＝Uin，主变压器中的电流为I0，如图1.b中黑体粗线所示。
2、t1～t2时段：
t1时刻主控管Q1关断，由于主变压器漏感之存在，电流I0维持不变，此电流从t1时刻开始对电容C1充电，并使电容C2放电，此时电流流向如图1.c所示，若C1之值较大，则电压UC1的上升必然较缓慢，其结果是主控管Q1的关断损耗必然较小，反之，关断损耗将增加，所以主控+管Q1的关断损耗与电容C1的取值是密切相关的。t2时刻，UC1被充电至Uin/2值，变压器的端电压UMN则下降至零伏。在此时段中电容C2中之电荷将通过R2放电，放电速率由R2、C2时间常数决定。
3、t2～t3时段：
从t2时段起，主变压器的端电压将反极性，其电压方向由UMN转变为UNM，从而进入升压续流状态。此时主变压器及其漏感中的储能开始泄放，I0的数值也开始下降，但仍继续对电容C1充电。如图2中的i0(t)。此时主变压器及其漏感中的储能的一部分将转变为电容C1的电能，到t3时刻UNM上升到Uin/2，UC1则上升到Uin，UC2则下降到零伏，如图1.d及图2所示。
4、t3～t4时段：
到t3时刻，UNM已上升到Uin/2，但主变压器及其漏感中的储能尚未耗尽，故此时主变压器及其漏感中的剩余能量将通过主控管Q2内的内置二极管向电源反馈能量，同时还要向负载侧输出能量，此时电流流向如图1.e中黑体粗线所示。由于电容C02具有最高电压值，故此时主变压器及其漏感中的储能将在高电压下泄放，很快就耗尽，即在t4时刻，主变压器及其漏感中的储能已不能再维持Uin/2的高续流电压值，而开始迅速下降，同时i0(t)也将迅速下降如图2所示。
5、t4～t5时段：
从t4时刻起，UNM急剧下降，主变压器及其漏感中所残余的磁能将与回路中之分布电容以及主控器件的极间电容等构成一个短时间的自由振荡时区，并很快在t5时刻衰减至零。
6、t5～t6时段：
此时段内，由于UMN＝UNM＝0，故UC1及UC2很快都将进入到Uin/2之静止电压状态，如图1.f所示。直到t6时刻半桥中之另一管导通时为止。
7、t6～t7时段：
t6时刻导通主控管Q2，由于主控管Q2导通时，UC1及UC2上尚有很高的电压存在，即UC1＝UC2＝Uin/2，因电容电压不能突变，故主控管Q2在导通时电源侧将有一个很大的浪涌电流对电容C1充电，如图1.g中黑体粗线所示，这将使Q2产生很大的导通损耗。至t7时刻，电容C1由Uin/2充满至Uin值，主控管Q2的Uce才由Uin/2下降到零伏，由以上分析可见主控管Q2的导通是有损耗的。此外在电容C1的电压由Uin/2开始上升时，UNM也由零伏开始上升，在t7时刻电压UC1上升至Uin时，UNM也就上升至Uin/2最大值上。
在此时段中，电容C2中的电荷将通过主控管Q2和R2放电，最终UC2将趋于零伏(这将为以后关断主控管Q2时创造一个电压缓升的条件)。
8、进入下半周后工作过程与上半周的情况相同。
由以上分析可以看出半桥电路的开关损耗的大小，主要决定于主控器件上并联电容C1和C2的大小(一般情况C1＝C2)。
从关断损耗来看，并联电容应尽可能选大，则关断损耗可减小。然而电容C1、C2加大之后，电容中之储能CU2/2增大，而这一项储能在主控管Q1或Q2导通时，将最终消耗在电阻R1及R2上，故加大电容值最终开关损耗不一定能够减小。此外C1与C2之值加大，在上述t6～t7时段中所描述的主控管导通时的浪涌电流也增大，导通损耗也要增加。综上所述，这种如图1.a所示的典型的半桥电路的导通、关断都有一定的损耗，故效率很低。而软开关的目的，就是要将这一导通损耗以及关断损耗尽可能的减小，直至趋近于零。但目前半桥电路的软开关技术的研究，与这一要求还有一定的距离，迫切需要有所突破。
发明内容
本发明提供了一种在半桥电路中使用的“磁缓释”技术，使半桥电路在保持原脉冲调宽方式的调节方便、容易的优点之外，同时又能方便的施加零电压边缘谐振技术，达到理想的软开关模式。本发明的半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路，其由第一主控器件(Q1)及第二主控器件(Q2)以及主变压器(T)构成半桥高频开关电源的主电路，其中主变压器(T)连接在第一分压电容(C01)与第二分压电容(C02)的第一连接节点(M)与第一主控器件(Q1)与第二主控器件(Q2)的第二连接节点(N)之间，其特征在于：上述第一连接节点(M)与第二连接节点(N)之间还连接有两只对接的低压辅助开关器件(M1，M2)，第一电容(C1)并联在第一主控器件(Q1)的集电极与发射极之间，第二电容(C2)并联在第二主控器件(Q2)的集电极与发射极之间，整个电路由外接的逻辑控制电路实施控制以完成电源变换；在第一主控器件(Q1)及第二主控器件(Q2)的截止区通过使低压辅助开关器件(M1，M2)导通而将主变压器的原边绕组予以短路，从而给主变压器设置了一个零电压续流时段，强迫主变压器进入磁通保持状态，使主变压器中的磁能暂缓释放，其中零电压续流时段从第一连接节点(M)与第二连接节点(N)等电位时开始，在第一主控器件(Q1)及第二主控器件(Q2)开通前Δt时间处停止，根据电路工作频率的高低不同，Δt在几十纳秒到1微秒数量级之间取值。
附图说明：
图1.a是半桥的基本电路；
图1.b是半桥下管Q1导通时的工作回路；
图1.c是半桥下管Q1关断时，C1电容被充电之工作回路；
图1.d是半桥下管Q1关断后，主变压器进入升压续流时的工作回路；
图1.e是C1充电达到最高值Uin后，主变压器及其漏感中之储能向电容C02充电之工作回路；
图1.f是主控管Q1关断过程结束，半桥电路进入静止工作状态的电路图；
图1.g是半桥上管Q2导通后的工作回路；
图2是半桥主电路在各个不同工作时段主变压器端点电压UMN(t)及通过主变压器之电流i0(t)之波形示意图；
图3是本专利特有的“半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路”的主电路图；
图4是半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路主变压器端电压UMN(t)及通过主变压器之电流i0(t)之波形示意图；
具体实施例
本发明的半桥软开关的拓扑电路如图3所示，与图1.a相比，取消了二极管D1、D2以及两只功率电阻R1、R2，增加了两只低压辅助开关器件M1管及M2管，此两管对接，并用同一信号同时触发。M1管和M2管实质上是组成为一个双向功率电子开关，此电子开关只在主控管Q1及Q2截止期间导通，即在上半周期，M1管及M2管的触发导通脉冲起始点在t2时刻，终止点在tA，tA点超前于t6一个固定的时间Δt，(Δt一般可以安排为几十纳秒到1微秒内，这要视电路工作频率的高低而定)，在下半周，M1管及M2管的触发导通脉冲起始点在t′2时刻，终止点在tB，同样tB超前于t′6一个Δt时间。t2，tA，t6，t′2，tB，t′6各点的位置见图2以及图4。
图3所示的半桥电路，其开关过程及导通、关断损耗的分析可结合图4加以说明：
1、0～t1时段：
参看图3及图4。此时段中主控管Q1在导通状态，辅助开关器件M1管及M2管在阻断状态，主变压器端电压UMN＝Uin/2，UC1＝0，UC2＝Uin，变压器原边电流为I0。
2、t1～t2时段：
t1时刻主控管Q1关断，因主变压器漏感之存在，故主变压器中之电流I0维持不变，并对电容C1充电，故UC1由零伏逐渐上升，UMN将由Uin/2逐渐下降，此上升与下降的快慢由C1的大小决定。到t2时刻，UC1上升至Uin/2，UMN则下降到零伏，如图4中之t2点所示。与此同时，电容C2中的电荷向C02放电，在t2时刻UC2已由最大值Uin下降到Uin/2。
主控管Q1关断时的关断损耗决定于电容C1的大小，C1的值越大，UC1上升愈缓慢，则主控管Q1关断时的关断损耗即可减小。
3、t2～tA时段：
在t2时刻，节点M与节点N等电位，此时令M1管及M2管导通，则主变压器将被短路，从而强迫主变压器进入磁通保持的零电压续流状态，这样主变压器中的磁能将被暂时保存起来，亦即I0在主变压器以及M1管、M2管形成的短路回路中近似于无衰减流通，此短路电流一直保持到tA时刻，I0之值可视为无变化。t2～tA时段可称之为零电压续流时段。
4、tA～t6时段：
在tA时刻M1管及M2管关断，主变压器两端点不再被短路，储存于主变压器及其漏感中的磁能将被释放出来，从而使主变压器进入升压续流时期，此时主变压器的端电压将变号，由UMN转变为UNM，续流电流i0(t)也不再是一个常量，续流电流i0(t)将由两部分连续，其一是电容C1的充电电流iC1，其二是电容C2的放电电流iC2，即i0(t)＝iC1(t)+iC2(t)，这一充电和放电状态一直维持到图4中的a点，到达a点时，UNM已上升到Uin/2，UC1已上升到Uin，UC2已下降到零伏，本专利技术的一个极其重要的措施正是安排主控管Q2在此时段中导通，即在图4中ab线段的时间内导通，因在此时段中UC1＝Uin，UC2＝0，故Q2管必定是零电压导通，因而导通损耗就可以下降到零，这正是本发明专利追求的主要目的之一(在下半周，则是在UC2＝Uin，UC1＝0时导通主控管Q1，也同样是零电压导通，无导通损耗)，只要主变压器及其漏感中的储能足够，我们适当调整电容C1、C2大小，最后必定可以出现UC1＝Uin，UC2＝0及UC2＝Uin，UC1＝0这一时态，从而达到使主控管Q1及主控管Q2实现零电压导通的目的。在UC1＝Uin，UC2＝0之后，主变压器及其漏感剩余能量将通过主控管Q2之内置二极管向C02充电，同时还要向负载侧输出能量，由于C02始终具有最高电压值Uin/2，故此时主变压器及其漏感中的储能是在最高电压下泄放，很快就将耗尽，故续流电流i0(t)在到达图4中之b点时，i0(t)已急速下降到零，如图4中所示。主控管Q2的导通时间t6也在图4中标明，t6应在ab线段所在的时间段内，在t6时刻导通主控管Q2之后，本电路进入下半周期。
5、进入下半周之后的工作过程与上半周工作过程完全相同
本电路中M1及M2管触发脉冲的起始值在t2和t′2时刻，其触发脉冲的终止点在tA和tB，tA和tB分别在主控管Q1、主控管Q2触发前的Δt时间处，如图4中所示。前已述及，图中的a点及a′点就是主变压器在磁通保持后重新释放磁能并给电容C1及C2充放电使之出现UC1＝0或UC2＝0的时刻，实质上就是电感中能量与电容中能量发生过零谐振的时刻，因为此过零谐振点是发生在磁通保持后的主控管Q1或主控管Q2导通的前沿附近，所以本发明专利所述的电路命名为“半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路”。
综合以上所述，可得出以下结论：
1、“半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路”中主控器件关断损耗的减小，是依靠适当增大并联电容C1及C2之值实现的。
2、导通损耗的减小是由于本发明专利创造性的给主变压器设置了一个零电压续流时段，将主变压器及其漏感中的磁能存储一段时间，在主控管需要导通前的某一瞬间再行释放。从而给主控管创造了一个UC1＝0或UC2＝0的零电压导通条件，使导通损耗等于零。适当的调整电容C1及C2的大小，就可以或早或晚的出现UC1＝0或UC2＝0这一零电压导通条件，最终使主控管Q1及Q2获得导通损耗等于零的结果。
3、上述两条说明本方案在半桥电路中既能完全保留脉宽调节简单方便的优点，又能比较理想的实现了沿的过零切换，从而首先在半桥电路中将脉宽调节技术与边沿谐振技术巧妙的结合起来，使半桥软开关走向实用化取得了重要的进展。
采用本专利技术在2.5KW电力操作电源的样机上进行试验，电路的工作效率高达95％，主控器件的dv/dt值下降至每微秒500伏以下，di/dt值下降到每微秒20A以下，使该电源中的各种尖峰电压、浪涌电流都得到了有效的抑制，除整机发热量大大下降之外，整机的稳定性、可靠性指标也同时得到大幅度的提高。
为实现半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路所需要的逻辑控制电路，可以有多种多样的方法，凡熟悉逻辑电路的本专业技术人员都能方便的设计出一套符合本专利技术所需的组合逻辑，但这仅仅是在本发明专利创造性构思指引下配套的一项具体工作，不能独立的视为是一项创造性的专利技术而存在。本说明书对逻辑控制电路未加以叙述，只是因为它十分简单普通，无需在专利文献上进行阐述。

Claims (1)

1.一种半桥磁缓释边沿谐振软开关拓扑电路，其由第一主控器件(Q1)及第二主控器件(Q2)以及主变压器(T)构成半桥高频开关电源的主电路，其中主变压器(T)连接在第一分压电容(C01)与第二分压电容(C02)的第一连接节点(M)与第一主控器件(Q1)与第二主控器件(Q2)的第二连接节点(N)之间，其特征在于：上述第一连接节点(M)与第二连接节点(N)之间还连接有两只对接的低压辅助开关器件(M1，M2)，第一电容(C1)并联在第一主控器件(Q1)的集电极与发射极之间，第二电容(C2)并联在第二主控器件(Q2)的集电极与发射极之间，整个电路由外接的逻辑控制电路实施控制以完成电源变换；在第一主控器件(Q1)及第二主控器件(Q2)的截止区通过使低压辅助开关器件(M1，M2)导通而将主变压器的原边绕组予以短路，从而给主变压器设置了一个零电压续流时段，强迫主变压器进入磁通保持状态，使主变压器中的磁能暂缓释放，其中零电压续流时段从第一连接节点(M)与第二连接节点(N)等电位时开始，在第一主控器件(Q1)及第二主控器件(Q2)开通前Δt时间处停止，根据电路工作频率的高低不同，Δt在几十纳秒到1微秒数量级之间取值。
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