CN102280989B

CN102280989B - 自适应电流源驱动电路

Info

Publication number: CN102280989B
Application number: CN201110143223.XA
Authority: CN
Inventors: 张之梁; 胥鹏程; 蔡卫
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2011-05-31
Filing date: 2011-05-31
Publication date: 2014-02-05
Anticipated expiration: 2031-05-31
Also published as: CN102280989A

Abstract

本发明公开一种自适应电流源驱动电路，包括电流源驱动电路和电压调节电路，所述电压调节电路通过采集主电路反馈参数变化，得到参考电压，动态调节电流源驱动电路的驱动电压，实现自适应电流源驱动。此种电路结构可减小高频驱动损耗和开关损耗，在宽负载范围内优化系统效率。

Description

自适应电流源驱动电路

技术领域

本发明属于功率器件驱动电路技术领域。

背景技术

随着电力电子技术迅速发展，电源向着高功率密度和高效率方向发展。传统小功率变换器的工作频率一般为几百千赫，变换器被动元件（如电容、电感）相对较大，动态响应慢，体积和重量较大，直接降低了变换器的功率密度。因此，变换器高频化、高功率密度是低功率变换器的发展趋势。作为连接信号电路和主功率电路之间的桥梁，驱动电路选择的合理性和正确设计对整个变换器系统有着重要影响。

图1（a）、（b）给出传统电压源驱动（Voltage Source Drivers）方式，该驱动方式存在两点不足：1) 由于驱动电路以RC方式充、放电，有效驱动电流会随着门极驱动电压的变化而减小，增加了开关时间和开关损耗，驱动回路中的寄生电感（线路电感、封装电感）更是会进一步减小有效驱动电流，增加开关时间和损耗；2) MOSFET门极电容上存储的能量在开关过程中被消耗，这种驱动损耗与开关频率成正比。在高频功率变换器中，当开关频率达到1MHz以上时，主功率MOSFET开关损耗和驱动损耗都会大幅增加，这时候使用传统电压源驱动，不仅会降低效率，而且还造成热点，降低功率系统可靠性。

为了减小功率MOSFET高频开关损耗和驱动损耗，电流源驱动（Current Source Driver, CSD）被提出并应用到高频变换器中。图2给出电流源驱动的基本概念图，其优点在于不仅可以减小电路驱动损耗，而且可以减小开关损耗。同时由于恒流源的恒流特性，驱动回路漏感被吸收，进一步加快了功率MOSFET开关速度，减小开关损耗，而开关损耗往往是高频硬开关功率变换器主要频率损耗。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，是针对前述背景技术中的缺陷和不足，提出一种自适应电流源驱动电路，其可减小高频驱动损耗和开关损耗，在宽负载范围内优化系统效率。

本发明为解决以上技术问题，所采用的技术方案是：

一种自适应电流源驱动电路，包括电流源驱动电路和电压调节电路，所述电压调节电路采集主电路反馈参数变化，得到参考电压，动态调节电流源驱动电路的驱动电压，实现自适应电流源驱动。

上述电流源驱动电路包括第一电容和第一电感，所述第一电感的一端连接在第一功率管的源极与第二功率管的漏极之间，另一端经由第一电容连接第一功率管的漏极。

上述电压调节电路包括第一三极管、第二三极管、运算放大器、第一电阻、第二电阻和第三电阻，运算放大器的输入正端连接参考电压，输入负端经由第二电阻输出驱动电压，该输入负端还经由第三电阻接地；运算放大器的输出端经由第一电阻连接第二三极管的基极，第二三极管的发射极输出自适应驱动电压，而集电极连接第一三极管的基极；第一三极管的发射极连接供电电压，集电极连接驱动电压。

上述电流源驱动电路还包括第三功率管、第四功率管和第二电感，第三功率管的源极连接第四功率管的漏极，第四功率管的源极与第二功率管的源极共同接地，第三功率管的漏极与第一功率管的漏极共同连接驱动电压；所述第二电感的一端连接在第三功率管的源极与第四功率管的漏极之间，另一端连接在第一功率管的源极与第二功率管的漏极之间。

上述电流源驱动电路还包括第五功率管、第六功率管、第三电感和第二电容，第六功率管的漏极连接在第一功率管的源极与第二功率管的漏极之间，第六功率管的源极连接第五功率管的源极，第五功率管的漏极依次经由第三电感、第二电容连接第一功率管的漏极。

上述电流源驱动电路还包括第一、二二极管，所述第一二极管的阳极连接第一功率管的源极，阴极连接第二二极管的阳极，而第二二极管的阴极连接第二功率管的漏极。

上述调节电路包括第七功率管、第八功率管和第三二极管，所述第三二极管的阴极输出自适应驱动电压，阳极与第七功率管的源极共同连接驱动电压，而第七功率管的漏极连接第八功率管的漏极，第八功率管的源极接地。

上述电流源驱动电路包括第九、十、十一、十二功率管、第四电感和第四、五二极管，其中，第九功率管的漏极连接第十功率管的漏极，而第十功率管的源极接地；第四二极管的阳极与第九功率管的源极共同连接驱动电压，阴极连接第十一功率管的源极，第十一功率管的漏极连接第五二极管的阳极，第五二极管的阴极连接第十二功率管的漏极，第十二功率管的源极与第十功率管的源极共同接地；所述第四电感的一端连接在第九功率管的漏极与第十功率管的漏极之间，另一端连接在第十一功率管的漏极与第五二极管的阳极之间。

采用上述方案后，本发明通过提出自适应电流源驱动技术，进一步减小高频驱动损耗和开关损耗，在宽负载范围内优化系统效率。自适应CSD驱动概念的特点是：可以在不同负载和工作条件下，驱动电压和电流能够自适应调节，在减小驱动损耗同时，进一步减小开关损耗，实现宽负载范围内变换器效率优化。

CSD电路的基本思想是构造恒定电流，对功率MOSFET门极输入结电容快速充、放电，从而加快开关速度，减小开关损耗，同时可以实现功率MOSFET门极电容上驱动能量的回收利用。

基于上述的核心思想，根据CSD电路驱动电流形式，CSD电路可以分类为电流连续型和断续型。连续型CSD电路可由两个MOSFET，通过互补驱动，从而在驱动电感里产生连续驱动电流波形。然而，在连续型驱动电路中，驱动电感较大，在开关频率1MHz时，大约为1uH左右。相比于连续型CSD电路，断续型CSD电路可以有效的减小驱动电路中的环流损耗和驱动电感大小。然而，为了产生断续驱动电流，需要通过四个MOSFET来构造电路，还需要更复杂的逻辑电路来产生相应的时序控制。

一般来说，当功率变换器工作在满载状态，其开关损耗和MOSFET管导通损耗是其主导损耗。相反，当变换器工作在轻载状态，其驱动损耗会占有总损耗的一大部分。因此，在开关损耗、导通损耗和驱动损耗三者之间找出最优平衡对变换器的效率优化十分重要。由于传统电压源驱动电路和CSD电路的驱动电压一般为固定值，其有效驱动电流是恒定的。因此如何在电路不同工作状态下优化变换器效率，十分重要。

本发明所提供的自适应电流源驱动电路可解决上述不足，其核心思想为: 可以在不同负载和工作条件下，电路驱动电压和驱动电流能够自适应调节，在减小驱动损耗同时，进一步减小开关损耗，实现宽负载范围内变换器效率优化，使变换器在宽负载范围内保持高效率。

附图说明

图1（a）是传统电压源驱动开通时的电路图；

图1（b）是传统电压源驱动关断时的电路图；

图2是传统电流源驱动的原理图；

图3是自适应电流源驱动电路的概念图；

图4是连续型半桥CSD电路图；

图5是连续型半桥CSD电路的工作波形图；

图6是基于线性电源的驱动电压调节电路图；

图7是通过参考电压实现自适应驱动电压的波形图；

图8是应用于Boost电路的自适应连续型CSD电路图；

图9是连续型全桥CSD电路图；

图10是连续型全桥CSD电路的工作波形图；

图11是应用于单相Boost PFC电路的全桥CSD驱动电路图；

图12是连续型全桥CSD电路应用于两相交错并联PFC变换器的电路图；

图13是自适应全桥CSD驱动和传统电压源驱动应用在高频PFC的损耗对比图；

图14是断续型半桥CSD电路图；

图15是断续型半桥CSD电路的工作波形图；

图16是断续型半桥CSD电路应用于同步整流Buck变换器的电路图；

图17（a）是MOSFET管在CSD驱动下关断时的等效电路图；

图17（b）是CSD关断且体二极管导通时的等效电路图；

图18是断续型全桥CSD电路图；

图19是断续型半桥CSD电路图；

图20是断续型CSD电路的主要波形图；

图21是断续型CSD电路应用在高频Buck变换器的自适应控制电路图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

图3给出自适应CSD驱动概念图。图中受控源为驱动电压和驱动电流，其控制量可以为功率电路中的电压、电流和频率等。驱动电压和驱动电流可以根据电路实际状态，进行自适应调节。

本发明所提供的自适应电流源驱动电路，根据电流源（Current Source, CS）的电感电流情况，可分为CS电感电流连续型和断续型。

一．电流连续型驱动电路

图4给出连续型半桥CSD电路，其主要工作波形图如图5所示。

在[t ₁, t ₂]时段，功率MOSFET输入门极电容被电感电流充电；在[t ₃, t ₄]时段，通过恒定电流放电。由于恒定电流充、放电，加快了功率MOSFET的开关速度，有效减小开关损耗。在功率MOSFET关断期间，L _r电感电流i _Lr上升到最大值I _g；功率MOSFET开通期间，L _r电感上的电流i _Lr反向增加最大值-I _g，通过驱动开关管S ₁，功率MOSFET的栅极电压被箝位在驱动电源电压V _c。最大的驱动电流I _g公式为：

图6给出一种基于线性电源的驱动电压调节电路。通过改变参考电压V _Ref，来调节CSD驱动电压V _c，使其能够满足驱动电压随着控制函数相应变化，达到自适应驱动电流的目标，如图7所示。

图8给出了本发明在Boost电路的应用电路图，其中CSD电路采用半桥连续型电路。首先检测负载变化，得到自适应控制电压给定，然后通过自适应控制电路得到自适应驱动电压，最后通过CSD电路驱动功率MOSFET，从而提高变换器在宽负载范围内效率。如图8所示，自适应控制电路采用了上述基于线性电源的驱动电压调节电路，图中V _c是CSD驱动电压，V _d是CSD电路自适应驱动电压，通过检测负载电流变化得到参考电压V _Ref，从而来调节CSD驱动电压V _c。

图9给出另一种连续型全桥CSD电路。图10给出全桥CSD电路主要工作波形图。相比于半桥CSD电路，全桥CSD驱动电路增加两个开关管，移除了半桥CSD电路隔直电容，并消除了其影响。由于半桥CSD电路中的隔直电容两端电压为

，其随着占空比D的变化而变化，降低了电路动态特性。半桥CSD电路的这些缺点限制了其在占空比D宽范围内调节场合的应用。比如在占空比D不断调节的功率因数校正电路（Power Factor Correction, PFC）中，由于全桥CSD驱动电路移除了隔直电容，故更适合这类场合，应用范围更大。图11给出全桥CSD电路应用于单相Boost PFC的电路图。如图10所示，S ₁&S ₃ and S ₂&S ₄都是互补控制，这和同步整流Buck变换器驱动方式类似。因此，该CSD电路重要优点就是同步整流Buck驱动芯片可以直接用来驱动电路，如图12所示。图12还给出该CSD电路直接用来作为两相交错并联Boost PFC变换器驱动的应用图。

本发明应用在单相Boost PFC电路的一个具体实例如下：输入端电压V _in=90VAC-260VAC；输出直流电压V _o=380V；输出功率P _o=300W；CS电感为DO3316P-1uH；功率MOSFET为SPA11N60；开关频率f _s=1MHz。

图13给出了自适应全桥CSD驱动和传统电压源驱动应用在高频PFC的损耗对比图（V _in=110VAC, V _o=380V, V _c=15V, P _o=300W , L _r=1uH），相比于传统电压源驱动电路，应用在MHz PFC变换器的自适应全桥CSD驱动有效减小了变换器开关损耗，提高了变换器效率。

上文分别给出了连续型半桥和全桥CSD电路及其自适应控制电路，通过自适应电压来改变驱动电流，有效改善了电路在宽负载范围内的效率。下面将给出驱动电感电流断续情况下的CSD电路及其自适应控制方法。

二、电流断续型驱动电路

图14给出了断续型半桥CSD电路。相比于连续CSD电路，由于断续CSD电路没有电流环流，驱动损耗大为减少，驱动电感值也大幅减小，其驱动电流峰值大小可以通过调节预充电时间T _pre来进行设定。

图15给出了断续型半桥CSD电路的工作波形图。

本发明断续型半桥CSD电路在同步整流Buck变换器的应用实例如下：图16给出电路原理图；表1给出了CSD电路应用参数。

表1

由上述描述可知，该发明断续型半桥CSD电路有如下优点：

CS电感值大幅减小，仅有22nH；

开关时间和开关损耗显著减小；

实现门极驱动能量回收；

可以在很宽的占空比范围内工作。

由于主功率和驱动线路中寄生电感存在（Common Source Inductance, CSI），上述的CSD电路中存在驱动电流分流不足（Current Diversion），降低了功率MOSFET的有效驱动电流，从而增加了驱动环流损耗和开关损耗。图17给出了CSD电路在关断过程中，CSD驱动电流分流的等效电路。如图17（a）所示，MOSFET漏、源极之间电压v _GS满足下式：

当MOSFET漏极电流在关断过程中迅速减小时，在CSD电感L _s产生电压L _s di _DS /dt。随着关断过程的不断加速，L _s di _DS /dt值不断增加，由上式可知，v _GS电压不断减小，直至小于S ₄体二极管D ₄的导通电压，迫使D ₄导通，从而将V _GS钳位于-0.7V，如图17（b）所示。此时，由于D ₄导通，电流源电感电流i _Lr被分流，一部分电流i _G继续给MOSFET结电容C _gs放电；另一部分i _D4流过D ₄，从而造成有效驱动电流i _G被减小。有上述分析可知，有效驱动电流的减小，会增加开关时间和开关损耗，削弱了CSD技术对开关损耗减小作用。

针对CSD电路电流分流问题，图18和图19给出文中所提解决CSD电路驱动电流分流基本概念：其主要思想是通过驱动开关管串联二极管，以达到阻断驱动开光管体二极管导通的目的，解决CSD分流问题。如图18和图19所示，所提改进CSD方案可以与自适应电压驱动概念相结合，改善自适应CSD驱动性能，进一步减小开关损耗，增加自适应CSD驱动技术有效性。

当CSD电路工作在断续方式，下文给出两种方法实现断续CSD电路的自适应控制。

1) 自适应电压控制方法

图7给出基于线性电源的驱动电压调节电路。通过改变参考电压V _Ref，来调节CSD驱动电压V _c，使其能够满足驱动电压随着控制函数相应变化，达到自适应驱动电流的目标。这种电路既可以应用于连续CSD电路，也可以应用于断续CSD电路，实现变换器效率整体优化。该方法缺点是电路和控制相对复杂，增加了元件数目；其本质为线性电源，因此转化效率低，增加了驱动损耗，降低转换效率。

2) 自适应电流控制方法

本方法是针对上述方法1的不足，通过数字控制，从而实现自适应驱动电流方法。其主要优点是：无需额外辅助驱动电路，利用数字控制灵活性，在不增加电路成本和驱动损耗前提下，实现CSD电路驱动电流自适应调节。图20给出所提数字自适应驱动电流控制波形图，基本思想是：通过控制驱动开关管(S1-S4)预充电时间T _pre，如图中T _pre1增加到T _pre2，动态调节加在电流源电感L _r两端的驱动时间，使得电感预充电流大小从I _{G_on1}增加到I _{G_on2}，即动态增加功率MOSFET充、放电电流大小，实现驱动损耗和开关损耗优化调节。

图21给出了自适应电流控制电路在高频Buck电路的应用。工作原理：首先检测负载变化，然后通过数字控制，动态改变CS电感L _r预充电时间T _pre，从而实现自适应驱动电流，如图21所示。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims

1.一种自适应电流源驱动电路，其特征在于：包括电流源驱动电路和调节电路，所述调节电路采集主电路的参数变化，得到反馈参考电压，并向电流源驱动电路输出自适应驱动电压；所述电流源驱动电路包含第一、二功率管，第一功率管的源极连接第二功率管的漏极，第二功率管的源极接地；所述电流源驱动电路还包括第五功率管、第六功率管、第三电感和第二电容，第六功率管的漏极连接在第一功率管的源极与第二功率管的漏极之间，第六功率管的源极连接第五功率管的源极，第五功率管的漏极依次经由第三电感、第二电容连接第一功率管的漏极。

2.如如权利要求1所述的自适应电流源驱动电路，其特征在于：所述电流源驱动电路还包括第一、二二极管，所述第一、二二极管连接在第一、二、六功率管之间，具体的连接方式是：第一二极管的阳极连接第一功率管的源极，阴极连接第二二极管的阳极和第六功率管的漏极；第二二极管的阴极连接第二功率管的漏极。

3.如权利要求1或2所述的自适应电流源驱动电路，其特征在于：所述调节电路包括第七功率管、第八功率管和第三二极管，所述第三二极管的阴极输出自适应驱动电压，阳极与第七功率管的源极共同连接驱动电压，而第七功率管的漏极连接第八功率管的漏极，第八功率管的源极接地。