CN1925293A - 脉冲频率调制型dc/dc升压转换器 - Google Patents

Abstract

一种脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，用以将一直流电压源转换成电压高于此直流电源的稳定输出的直流电压源，包含：逻辑控制模块，用以产生一脉冲频率切换信号来进行DC/DC转换；反馈网络电路，用以产生响应于输出电压值的反馈信号；误差放大器电路，用以将反馈电压与基准电压之间的差值进行放大处理；低通滤波电压电流转换模块，用以将放大后的误差信号滤去高频部分，并转换为可供DC/DC转换用的电感电流；CS信号产生电路，即反馈电压检测比较器，用以检测反馈电压和基准电压之间的差值，并改变CS信号控制逻辑控制模块工作；ICU信号产生电路，用以比较电感电流最小值与电感电流之间的差值，并改变ICU信号控制逻辑控制模块工作。

Description

脉冲频率调制型DC/DC升压转换器

技术领域

本发明涉及一种脉冲频率调制型(PFM)DC/DC转换器，尤其是涉及一种结合脉冲宽度调制(PWM)特点的脉冲频率调制型(PFM)DC/DC转换器，通过一种带有混合调制特点的控制策略，可以使得重负载条件下的输出电流纹波显著减小。

背景技术

DC/DC转换器IC因其体积小巧，价格低廉，能源转换效率高等突出特点，在高效节能开关电源的设计中一直处于核心地位，广泛应用于各种电源管理系统。许多国际领先的微电子技术公司如Linear Technology、Maxim、Analog Devices、NationalSemiconductor等，都在DC/DC领域投入了大量的人力物力，开发出许多种类繁多、功能各异的变换芯片，特别是在便携式设备飞速发展的今天，电源系统越来越趋向于小型化、高效化、智能化，使得各大厂商纷纷加大了对于低电压大电流高效DC/DC变换芯片的研发。伴随着业界不断发展的需求，DC/DC变换技术以及相应的芯片设计方法也不断更新换代，各种巧妙的控制策略层出不穷，但我国在这方面起步较晚，加之此类模拟集成电路设计难度较大，需要设计者具有极其丰富的经验，所以与国际先进水平仍有较大的差距，所需转换芯片大部分依赖进口。

DC/DC变换芯片中的调制方法主要分为两种：脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)，作为现有技术的一部分，中国发明专利：开关稳压器(公开号：CN 1282137A)对于这两种调制方法的基本原理作了详尽的说明，并介绍了两种升压型DC/DC变换器，其中PWM(脉冲宽度调制)工作方式的升压型DC/DC变换器，直流电压输入通过一只线圈与N沟道功率开关晶体管的漏极相连，从该连接点通过一只二极管与连接负载的输出端子连接。在负载的两端，并联了一个滤波电容。该输出信号被两只电阻分压，该分压点的信号与基准电压源的电压一起被误差放大器放大。该误差放大器的输出信号和按某个频率重复的三角波发生器的输出电压在比较器中进行比较，该比较器的输出连接到所述功率开关晶体管的栅极。根据输出电压的大小可以改变所述比较器的输出波形的占空比，进而控制所述开关晶体管的导通/截止，从而在可以精密控制的输出端子上获得纹波小的电压输出。另一种PFM(脉冲频率调制)工作方式的升压型DC/DC变换器中，与所述PWM工作方式变换器相同的是，输入通过一只线圈与N沟道功率开关晶体管的漏极相连，从该连接点通过一只二极管与连接负载的输出端子连接。在负载的两端，并联了一个滤波电容。与所述PWM工作方式变换器不同的是，去掉了误差放大器，增加了AND电路，并用振荡器代替了三角波发生器，再将该振荡器的输出和比较器的输出一起输入AND电路，由其输出的脉冲数控制所述功率开关晶体管，从而控制输出电压。

但无论是PFM还是PWM调制方法，都无法在轻负载和重负载两种条件下同时实现令人满意的性能。更具体来说，采用PFM调制策略的DC/DC变换器在重负载条件下输出电压的纹波过大，另一方面，采用PWM调制策略的DC/DC变换器在轻负载条件下功率开关晶体管所消耗的功率占输出功率的比例上升，能量转换效率下降显著。

近年来，结合了PFM和PWM特点的混合调制策略越来越受到设计者的重视，在新一代DC/DC转换芯片中广为采用。其中美国专利第5,568,044号与美国专利第6,545,882号都提出了一种基于PWM的DC/DC转换芯片。其特征在于通过监测电感电流的大小，在负载较轻的情况下，将原有的PWM控制模式改换成PFM控制模式，以改善PWM轻负载条件下效率下降的问题。然而采用这种现有技术的DC/DC转换芯片需要复杂的PWM/PFM双模式切换电路，设计难度较大，且芯片占用面积高。而美国专利第5,801,518号则提出了一种基于PFM的DC/DC转换芯片，其特征在于按照输出电压下降的程度，延长功率切换晶体管的开启时间，与此同时缩短功率切换晶体管之OFF时间。该现有技术认为，开启时间延长可以在电感中储存更多的能量，同时关断时间的缩短能防止电容过度放电，因此可改善重负载条件下PFM电压调节器之输出纹波。然而，在中国发明专利：可延长最小OFF时间之脉冲频率调制式电压调节器(公开号：CN1621988A)中，则对于此种现有技术的可行性提出了怀疑，认为这种现有技术在实际上反而造成了更大的输出纹波。其核心缺陷在于在重负载条件下，当功率开关晶体管切换的瞬间时，PFM型DC/DC转换芯片的输出电压无法立刻上升至峰值并随后按时间流逝而下降，而是上升到一定程度(未超过额定电压)时，就遇到下一个脉冲周期而继续下降，这样电感电流IL不断积累上升，直到达到过流保护规定的Imax，功率开关管关断，输出电压迅速上升超过额定电压，这样就会出现一个很明显的输出电压波纹，且PFM调制单元从激活到最终使得输出电压稳定的时间也变得十分冗长。针对上述问题，中国发明专利：可延长最小OFF时间之脉冲频率调制式电压调节器(公开号：CN1621988A)提出了一种新的基于PFM的DC/DC变换器，其最小关断时间可随输出电压和额定电压差值的增大而延长，采用这种方案后，即使在重负载条件下，电感电流可以供给电容充电的部分变小时，仍然可以保证输出电压升高到额定电压值以上，从而使得输出纹波得以减小。然而，纵观上述诸多关于PFM和混合调制的现有技术方案，它们均是采用固定Imin的大小而对开启时间或关断时间进行调节的方法来克服PFM重载下输出波纹过大的问题，无论如何调节时间，每个调制周期IL都要降低到Imin的水平，未从根本上解决输出纹波过大的问题。

发明内容

鉴于上述技术问题，本发明的一个目的在于提供一种PFM型DC/DC变换器，可在重负载条件(Iout大于额定输出值)下根据输出电流的增大同时提高电感电流的最小值Imin，缩短功率开关晶体管开关脉冲周期，从而降低输出电压产生的纹波。

本发明的另一个目的在于提供一种PFM型DC/DC转换器，使其在轻负载条件下(Iout小于额定输出值)，维持电感电流最小值为0，增大功率开关管开关脉冲周期，从而保证较高的转换效率。

本发明的又一个目的在于提供一种PFM型DC/DC转换器，使得从PFM调制激活到输出达到稳态所用时间减小。

本发明提供一种脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，用以将一直流电压源转换成电压高于此直流电源的稳定输出的直流电压源，包含：

一逻辑控制模块，用以产生一脉冲频率切换信号来进行DC/DC转换；

一反馈网络电路，用以产生响应于输出电压值的反馈信号；

一误差放大器电路，用以将反馈电压与基准电压之间的差值进行放大处理；

一低通滤波电压电流转换模块，用以将放大后的误差信号滤去高频部分，并转换为可供DC/DC转换用的电感电流；

一CS信号产生电路，即反馈电压检测比较器，用以检测反馈电压和基准电压之间的差值，并改变CS信号控制逻辑控制模块工作；

一ICU信号产生电路，用以比较电感电流最小值与电感电流之间的差值，并改变ICU信号控制逻辑控制模块工作。

附图说明

图1为本发明所涉及的DC/DC转换器在两种负载情况下的工作波形图。

图2为本发明所涉及的DC/DC转换器的顶层电路模块图。

图3为本发明所涉及的DC/DC转换器中低通滤波和电压电流转换模块的细部设计图。

附图标记说明：

图1

Ipeak电感峰值电流

Iout电感电流有效输出值

Imin电感电流最小值

Imin(H)重载条件下电感电流最小值

Imin(L)轻载条件下电感电流最小值

图2

VDD电源线接头

GND地

VSS内部模块等效“地”

GNDL功率等效“地”

DC_Power supply直流输入源L电感C电容Load负载Vref基准电压源Vbias运放偏置信号

M2P功率开关PMOS管

M2N功率开关NMOS管

M1电感电流最小值检测管

Comparator_1电感电流检测比较器

Comparator_2反馈电压检测比较器

Feedback Network反馈网络V1b反馈电压输出节电

Error_amp误差运算放大器R1-R4运放外接电阻

Lowpass_V-to-I低通滤波、电压电流转换单元

Iout电感电流最小值输出端

Logic_control逻辑控制模块ICU电流控制使能端

CS逻辑控制模块选通端N_ON M2N工作脉冲输出端

P_ON M2P工作脉冲输出端

图3

VDD电源线接头

VSS内部模块等效“地”

Switch12-14 MOS开关电容组

a_inv N_ON工作脉冲反相器

C1输入采样电容

C0输出保持电容

R0负反馈电阻

M0电流产生MOS管

Comparator_V电压比较器

Iout电感电流最小值输出端

具体实施方式

在本发明所述的PFM型DC/DC转换器中，使用控制逻辑产生模块来产生调制控制信号，用以控制功率开关晶体管开启和关断，从而实现输入到输出的DC/DC转换。输出电压经过反馈网络产生一反馈电压信号，当反馈电压低于预定的额定电压时，其差值通过误差放大器加以放大，并通过低通滤波和电压-电流转换单元，转换为电流，此电流作为电感电流最小值Imin，使得Imin随着输出电流的增大相应提高到大于0的程度，从Imin到Ipeak的NMOS开启时间减小小，同时电路通过电流检测模块检测Iout和Imin的大小，以便在Iout下降到Imin的时候，改变PFM控制脉冲，关断功率开关晶体管，使得Iout重新上升，相比于原有技术方案中Iout要降低到Imin＝0的水平，这种PFM控制方法，通过提高Imin，利用PWM的原理同时减小了开关管开启时间和关断时间，进而改变了开关管控制脉冲的周期，从根本上减小了输出电压的纹波。而当电路处于轻负载条件下(Iout＜额定电流)，误差放大器检测到的电压相对于重载时反相，电压电流转换模块输出电流为0，即此时的Imin为0，功率开关晶体管开启和关断时间均相对于Imin大于0时延长，进而使得功率开关管控制脉冲周期延长，仍可以保证较高的转换效率。

误差放大器的最佳方案为三输入两输出的运算放大器，其中三个输入端其中的两个分别为反馈电压和额定电压的检测端，分别通过阻值约为20k的电阻接到反馈电压检测点和产生额定电压的基准电压源上，另一个输入端为运算放大器的偏置端，接运放偏置信号。两输出端信号均为反相输出信号，并作为低通滤波和电压-电流变换模块的输入信号接到相应的电路节点上。在作为检测端的输入端和对应得反相输出端之间跨接有阻值约为20K的电阻，以实现运算放大的功能。

低通滤波和电压-电流转换模块的最佳方案如下：

低通滤波电路由开关电容滤波器组成，其工作时钟为控制NMOS功率开关晶体管的脉冲，以避免浪涌电流的产生。采样电容C1并联于两组交替开关的开关MOS管之间，对输入电压进行采样。C0并联于后一组开关MOS管的输出端，容值相对于C1较大，对滤波后的信号进行保持。电压电流转换模块的输入即为C0上保持的低频信号，模块的核心为一电压比较器，其可根据C0上电压的极性控制电流产生晶体管M0的导通和开启，实现Imin＞0和Imin＝0的切换。比较器的负端通过负反馈电阻R接地，R与电流产生晶体管M0相串联，这种连接构成电流电压负反馈，增大了输出阻抗，使电压电流转换单元的输出更趋近于恒流源。

以下结合附图和具体实施例对本发明的技术方案作进一步的描述实施例：

如图2所示，PFM型DC/DC升压转换芯片由功率开关晶体管(M2N、M2P)、逻辑控制模块(logic_Control)，反馈网络(Feedback Network)、误差放大器(Error Amp)、低通滤波电压电流转换模块(Lowpass_V-to-I)和相应的逻辑控制信号(如ICU、CS等)检测产生电路组成。(电感电流峰值保护电路和低压关断电路属于现有技术的一部分，在图示电路中未标出)，直流电源，电感，电容等均为芯片外接元件。如图2所示，直流电源DC_Power supply通过电感L和功率开关管M2P、M2N相耦合，M2N管另一端接地，M2P管另一端与负载Load耦合，负载Load另一端接地。外接元件C并联到Load的两端，用以在功率开关管关断期间对Load进行充电。反馈网络(Feedback Network)通过与负载Load相耦合(耦合节点为Vload)，通过电阻的分压作用产生Vfb，Vfb作为反馈电压检测比较器的负端输入，由基准电压源产生的额定电压Vref作为比较器的正端输入，比较器的输出信号接逻辑控制模块使能CS。另一方面，Vref和Vfb分别作为误差放大器的正负检测端输入信号，分别通过R3，R2耦合到误差运算放大器的输入端Vin+、Vin-，其第三输入端接片内产生的运放偏置信号Vbias，在运放的输入输出端跨接有R1，R4作为运算反馈电阻。在误差信号经过运算放大处理从运放的Vout+，Vout-输出，并作为低通滤波、电压电流转换单元的输入信号和此单元的输入端Vin-、Vin+相耦合。

低通滤波、电压电流转换单元由两部分组成：低通滤波器为一开关电容滤波器，Switch12-15为开关电容MOS管，Switch12一端与14相串联，另一端接单元输入Vin+，Switch14另一端接电压电流转换模块中的比较器正端，Switch13一端与15相串联，另一端接单元输入Vin-，Switch15另一端接VSS。采样电容C0，并联在Switch14、15输出端，在上述开关开启时对输入电压进行采样；保持电容C1，其值大于C0，并联在Switch12、13的输出端，在上述开关开启时，对采样电容C0上的电压进行保持。M2N工作脉冲N_ON直接控制Switch14、15，经过反相器a_inv反相后控制Switch12、13，起到了抑制浪涌电流的作用。电压电流转换模块由电压比较器comparator_V、电流产生晶体管M0、反馈电阻R0组成，其中比较器负端通过反馈电阻R0接VSS，输出端接M0的栅极，M0源极与反馈电阻相串联，漏极接电感电流最小值输出端Iout。

M1源极与M2N漏极、M2P源极相耦合，其漏极接电感电流检测比较器Comparator_1的负端，并和Iout相连。M2P的漏极和Comparator_1的正端。Comparator_1的输出为电流控制使能端ICU。

逻辑控制模块输入为ICU和CS，输出为P_ON和N_ON，其中P_ON接M2P、M1的栅极，N_ON接M2N的栅极。

以下结合附图中的波形图描述所述技术方案之实施例的工作过程，以便方案更容易为一般技术人员所理解：

如图1所示，在重载条件下，Iout相对于额定值上升，高负载使得反馈网络分压下降，V1b降低到Vref以下，Comparator_2输出的CS信号为高，开启控制逻辑模块中的相应电路。同时V1b和Vref之间的差值被误差放大器所检测，并经过运算放大处理和低通滤波过程，促使Comparator_V的输出为高，M0导通并经由Iout和M1产生大小和V1b、Vref误差值成正比的电感电流最小值Imin(H)，同时N_ON、P_ON控制M2N关断、M2P开启，电感电流IL开始上升，直到达到电感峰值保护电路规定的Ipeak，峰值电流保护促使功率开关管状态转换，M2N关断，M2P开启，IL电流开始下降，当其下降到和Imin(H)相等时，Comparator_1输出ICU发生翻转，促使逻辑控制模块改变N_ON和P_ON的状态，功率开关管状态再次转换，M2N开启，M2P关断，IL重新开始上升，如此周而复始，IL呈现出波纹变化的特征，与现有技术中Imin为0相比，Imin随Iout增大而升高，不仅可以同时减小功率开关管的开启和关断时间，进而减小纹波周期，而且可以减小纹波的峰-峰值(Ipeak-Imin(H))，从根本上解决了传统PFM型DC/DC升压转换器在重载条件下纹波较大的缺陷。

在轻载条件下，V1b大于Vref，CS信号为低，使得逻辑控制模块相应电路锁死，经过运算放大和滤波处理后的信号与重载条件下相比反相，致使电流产生晶体管M0关断，Imin仍为0，这样电路就可以工作在传统的PFM调制方式下，功率开关晶体管工作脉冲周期变长，进而保证了较高的效率。

Claims (6)

1.一种脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，用以将一直流电压源转换成电压高于此直流电源的稳定输出的直流电压源，包含：

一逻辑控制模块，用以产生一脉冲频率切换信号来进行DC/DC转换；

一反馈网络电路，用以产生响应于输出电压值的反馈信号；

一误差放大器电路，用以将反馈电压与基准电压之间的差值进行放大处理；

一低通滤波电压电流转换模块，用以将放大后的误差信号滤去高频部分，并转换为可供DC/DC转换用的电感电流；

一CS信号产生电路，即反馈电压检测比较器，用以检测反馈电压和基准电压之间的差值，并改变CS信号控制逻辑控制模块工作；

一ICU信号产生电路，用以比较电感电流最小值与电感电流之间的差值，并改变ICU信号控制逻辑控制模块工作。

2.如权利要求1中的脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，在重载条件下随输出电压的变化，自动增大电感电流的最小值。

3.如权利要求1中的脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，在轻载条件下，自动将电感电流最小值降到0。

4.如权利要求2中的脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，其中误差放大器由一外接有匹配电阻的运算放大器构成，将基准电压与反馈电压之间的正差值，按一定的增益进行放大，并作为低通滤波电路的输入，同时CS信号产生电路检测到正差值，将CS信号置1，开启逻辑控制模块中的功率开关管相关控制电路。低通滤波电压电流转换模块在逻辑控制模块输出的作用下，对输入电压进行低通滤波处理，并通过电压电流转换单元将滤波后的电压信号转换为电流信号，并作为电感电流的最小值，为ICU信号产生电路实时监测。

5.如权利要求2中的脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，其中ICU信号产生电路由功率开关PMOS管、电感电流检测管和检测比较器构成；检测比较器实时监测功率开关PMOS管中输出电流值与电感电流检测管中由低通滤波电压电流转换模块得到的电感电流最小值之间的差值变化，并在两者相等时改变ICU信号的状态，使逻辑控制模块改变功率开关管的控制脉冲，减小功率开关PMOS管的开启时间，实现重载下的低纹波DC/DC转换。

6.如权利要求3中的脉冲频率调制型DC/DC升压转换器，在轻载条件下，经误差放大器放大、低通滤波电路滤波的基准电压与反馈电压的负差值未能使电压电流转换单元工作，电感电流最小值恢复到0，且CS信号产生电路将CS置0，关断逻辑控制模块中相应的控制电路，由于ICU信号产生电路中检测的电感电流最小值下降。

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