CN102447283A - 充电系统以及充电方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供可以采用小容量的开关元件来以大充电电流进行充电的充电系统。充电控制电路(150)以PWM控制方式对FET(103、105)进行开关控制，对包含能够急速充电的锂离子二次电池的电池组(21)充电。充电控制电路在恒流充电中将开关频率设定为200KHz，在接近恒流充电的末期时将开关频率设定为400KHz。频率切换电路(130)基于当输出电压达到预定值时生成的切换信号来进行开关频率的切换。生成切换信号，以使电池组的保护电路不因输出电压的脉动电压而工作。

Description

充电系统以及充电方法
技术领域
本发明涉及抑制在充电器中使用的半导体开关的发热的技术。
背景技术
通过DC/DC变换器对二次电池充电的充电器，以脉冲宽度控制(PWM：Pulse Width Modulation)方式或频率控制(PFM：Pulse Frequency Modulation)方式对MOS-FET那样的半导体元件的开关元件进行开关控制，把直流的输入电压生成为直流的输出电压。在PWM方式中，开关元件使相当于导通期间和截止期间的总计时间的周期所对应的开关频率恒定来控制导通期间，在PFM方式中，使导通期间恒定来控制截止期间，由此使开关频率变化，将输出电压控制在一定的范围内。
充电器除了开关元件以外还包含控制用的IC芯片、电感器以及滤波电容器。开关元件需要将工作中的发热引起的温度上升抑制在预定的范围以下。开关元件，由导通电阻、栅极充电电荷量、导通时间以及截止时间等元件固有的常数、和输入电压以及输出电流(充电电流)等电路常数以及开关频率决定发热量。
在充电器的设计中，当决定输入电压以及输出电流时，选定开关元件来决定开关频率。DC/DC变换器原理上在输出电压中包含脉动成分，因此也考虑此时允许的脉动含有率。开关频率越低，脉动含有率越多。此后，选定适合于输出电流的电感器，最后决定用于将脉动电压收敛在允许范围内的电容器。在此，开关频率越低发热量越小，因此可以使用小型的开关元件，但是相反脉动电流增大，因此存在用于将脉动电压收敛在预定范围内的电感器以及滤波电容器大型化的问题。
锂离子二次电池以恒压恒流方式充电。在锂离子二次电池的充电中，在维持安全、抑制劣化的发展方面，需要严格管理针对电池电芯的充电电压的上限，设置过电压保护电路来控制充电电压的最大值。在恒压区域中进行充电的期间，充电器的输出电压达到了最大值，因此，当叠加在输出电压上的脉动电压大时，过电压保护电路工作。
另外，当降低恒压区域中的输出电压的设定，即使脉动电压增大，过电压保护电路也不工作时，充电结束时的满充电容量减小，因此，不必要地降低输出电压，这是不理想的。因此，此前在采用PWM方式的DC/DC变换器的充电器中，为了在恒压区域中使过电压保护电路不工作，从恒流区域的充电开始到恒压区域的充电为止，固定地使用了某种程度的高开关频率。
专利文献1以及专利文献2公开了一种开关稳压器，其在轻负荷时降低振荡频率来改善效率，在重负荷时提高振荡频率来获得良好的响应特性和低脉动电压。专利文献3公开了通过峰值保持电路监视脉流的峰值，通过恒流恒压方式对锂离子电池充电的技术。
专利文献
专利文献1：日本特开平11-155281号公报
专利文献2：日本特开2010-178608号公报
专利文献3：日本特许第3620118号公报
发明内容
近年来，在锂离子二次电池中，采用了可以流过大充电电流，在短时间内充电的急速充电型的锂离子二次电池。对急速充电型的锂离子二次电池进行急速充电的充电器需要流过大电流，因此，DC/DC变换器的开关元件的电力损失引起的发热成为问题。也存在采用大容量的开关元件来应对的方法，但是存在尺寸增大，另外成本也上升的问题。
当对二次电池的充电特性进行分析时可知，充电器与向设备供给电力的DC/DC变换器不同，在从充电初期到结束为止的整体充电期间不需要将脉动含有率收敛在预定范围内。因此，如果可以基于该充电特性，在充电期间中的一定的范围内降低开关频率，则能够通过不采用超过需要的大容量的开关元件的充电器进行急速充电。
因此，本发明的目的在于，提供可以采用小容量的开关元件，以大充电电流进行充电的充电系统。而且，本发明的目的在于，提供能够采用适合于通常充电的开关元件来进行急速充电的充电系统。而且，本发明的目的在于，提供在这种充电系统中采用的充电方法以及安装了这种充电系统的便携式计算机。
本发明涉及通过脉冲宽度控制方式对直流的输入电压进行开关控制的充电系统。在脉冲宽度控制方式中，使开关频率恒定来调整占空比，控制输出电压。开关频率高，则输出电压中包含的脉动电压减少，可以生成高质量的输出电压。在输出电压上叠加的脉动电压使过电压保护电路工作。
另一方面，当开关频率增高时，开关元件的发热量增多，需要采用大型的开关元件。在充电器中成为问题的脉动电压不是根据交流成分相对于直流成分的比例而计算的脉动含有率，而是叠加了脉动电压的直流电压的峰值、即包含交流成分的输出电压的峰值。在充电器中，输出电压伴随充电的进行而变化，因此不需要在充电的整个期间以高开关频率抑制脉动电压，本发明基于这种新的发现，谋求开关元件的小型化。
开关元件，通过以预定的开关频率对直流的输入电压进行开关而生成的输出电压对二次电池充电。控制电路在充电开始后立即使开关元件以第一开关频率工作，当频率切换条件成立时使其以比第一开关频率高的第二开关频率工作。在充电开始后即使立即是低开关频率，由于输出电压也低，因此在充电电路中，脉动电压的大小不成为问题。并且，当随着充电进行，输出电压上升时，通过切换到高开关频率来减小脉动电压，在从充电开始到充电结束期间，可以使在直流成分上叠加了交流成分的输出电压的峰值在预定值以下。
频率切换条件，希望在保护二次电池的保护电路不会由于输出电压中包含的脉动电压工作的范围内，并且设定为充电电量达到最多的时刻。保护电路不工作的范围，可以在脉动电压的峰值中估计预定的余量来决定。该余量可以设定为与通过第二开关频率进行工作时的保护电路的工作对应的余量等同。
充电电量达到最多的时刻也可以称为充电时间完成的时刻。通过尽可能在充电完成后切换到第二开关频率，缩短通过第二开关频率进行工作的时间，可以有效地抑制开关元件的发热。另外，开关元件也可以由以同步整流方式进行工作的第一开关元件和第二开关元件构成。此时，第二开关元件也可以由二极管构成。
本发明的充电系统适合于包含输出电流大的恒流充电期间和输出电压高的恒压充电期间的恒流恒压控制方式的充电。在这种情况下，控制部可以使开关元件在恒流充电期间的大部分时间以第一开关频率进行工作，在恒流充电期间的一部分和整个恒压充电期间以第二开关频率进行工作。此时，开关频率的切换时刻，接近恒流充电期间的末期。
控制部可以根据在恒流充电期间中输出电压的平均值达到预定值时、二次电池的剩余电量达到预定值时、开关元件的占空比达到预定值时、或者包含脉动电压的输出电压的峰值达到预定值时中的某个时候或其组合，判断频率切换条件成立。输出电压的平均值也可以设为电池电芯的电压的平均值。二次电池可以采用锂离子二次电池。另外，二次电池可以是能够以超过1C的充电电流充电的急速充电型。
通过本发明，提供了可以采用小容量的开关元件，以大充电电流充电的充电系统。而且，通过本发明，提供了能够采用适合于通常充电的开关元件来进行急速充电的充电系统。而且，通过本发明，提供了在这种充电系统中采用的充电方法、以及安装了这种充电系统的便携式计算机。
附图说明
图1是表示本实施方式的笔记本PC的结构的概要的功能框图。
图2是表示本实施方式的充电器的结构的概要的功能框图。
图3是表示充电控制电路的结构的概要的功能框图。
图4表示在恒流充电的末期附近切换开关频率时脉动电流变化的情形。
图5说明决定对开关频率进行切换的时刻的方法。
图6是表示充电器的工作的流程图。
图7表示充电过程中的充电器以及电池组的特性。
符号说明
10  笔记本PC
100  充电器
150  充电控制电路
具体实施方式
(笔记本PC的结构)
图1是表示本实施方式的笔记本PC10的结构的概要的功能框图。在图1中在要素间连接的粗线表示电力线，细线表示信号线。笔记本PC10将CPU11、主存储器13、硬盘驱动器(HDD)15、LCD17等连接在总线19上。这些要素在本发明中仅发挥公知的功能，因此省略说明。在总线19上连接了嵌入式控制器(EC)23。
EC23是由CPU、ROM、RAM等构成的微型计算机，还具备多通道的A/D输入端子、D/A输出端子、计时器以及数字输入输出端子。在EC23上通过信号线连接了电池组21、充电器100以及DC/DC变换器25。EC23与CPU11独立地工作，控制DC/DC变换器25的工作，管理笔记本PC10的电力，或者控制未图示的散热风扇的旋转速度来管理设备的温度。
EC23和电池组21通过SM总线连接，EC23可以从电池组21取得成为在恒流充电期间中控制输出电流的基准的设定电流值、以及成为在恒压充电期间中控制输出电压的基准的设定电压值、电池电芯的电压以及剩余电量(SOC：State of Charge)等信息。EC23根据从电池组21取得的信息，对充电器100设定设定电流值以及设定电压值。
AC/DC适配器27将商用电源的交流电压变换为20V的直流电压来向充电器100以及DC/DC变换器25供给电力。电池组21基于聪明电池系统(SBS)标准，当AC/DC适配器27不向笔记本PC10供给电力时，向DC/DC变换器25供给电力。电池组21包含将3个锂离子二次电池的电芯串联连接而构成的电池组合、过电压过电流保护电路、温度保护电路、以及计算剩余电量的剩余电量计等。锂离子二次电池的电芯将充电电压设定为4.2V，因此充电器100的设定电压成为12.6V。
过电压保护电路由两级构成，当电池电芯的充电电压超过第一级的阈值时，可恢复的开关元件工作，当超过更高的第二级的阈值时，保护熔丝熔断。保护熔丝在充电电压超过预定值时在发热元件中流过电流来熔断低熔点金属，保护电池电芯。电池电芯是能够急速充电的类型。
锂离子二次电池以通过1C的充电电流进行充电作为基准，但是为了延长寿命，多以0.7C或0.5C这样的较小的充电电流充电。充电电流的单位C，相当于通过恒定电流对具有额定容量的电池电芯进行充电时，1小时完成充电的电流值，例如当通过1A对1Ah的电池电芯充电时成为1C，当通过5A充电时成为5C。在本说明书中，把通过1C以下的充电电流进行充电的情况称为普通充电，把通过超过1C的充电电流进行充电的情况称为急速充电。
是否可以急速充电取决于电池的性能，当通过1C以上的充电电流对无法急速充电的电池进行充电时产生安全方面的问题。电池组表明采用通过EC23请求的充电电流进行急速充电还是普通充电。充电器100以适合于普通充电的方式选定了开关元件，但是通过本发明的开关频率的切换可以应对急速充电。但是，当通过EC23从电池组21请求了普通充电的充电电流时，充电器100进行工作，通过请求的充电电流进行充电。
当从电池组21请求了通过超过额定输出电流的充电电流进行充电时，充电器100进行工作通过额定输出电流进行充电。DC/DC变换器25通过预定的电压向构成笔记本PC10的设备供给电力。DC/DC变换器25在连接了AC/DC适配器27的期间，从AC/DC适配器27接受电力供给，因此即使变更充电器100的开关频率也不受影响。
(充电器的结构)
图2是表示本实施方式的充电器100的结构的功能框图，图3是表示充电控制电路150的结构的功能框图。充电器100由充电控制电路150、高侧(highside)的FET103、低侧(low side)的FET105、电感器107、滤波电容器109、电流电压检测电路120以及频率切换电路130构成。充电器100作为以同步整流方式、PWM方式、恒流恒压(CCCV)控制方式对电池组21充电的降压型(step down型)的DC/DC变换器进行工作。
构成充电器100的要素被安装在笔记本PC10的主板或子板的表面上。充电控制电路150由半导体芯片构成，由PWM控制电路151、高侧驱动器153、低侧驱动器155、频率设定电路157以及充电条件设定电路159构成。此外，关于图3的虚线所表示的峰值电压检测电路161以及信号的路径，在后面进行说明。频率设定电路157根据从频率切换电路130取得的频率切换信号，对PWM控制电路151设定开关频率。充电条件设定电路159，对PWM控制电路151设定从EC23取得的设定电流值以及设定电压值。
高侧驱动器153与FET103的栅极连接，低侧驱动器155与FET105的栅极连接，根据来自PWM控制电路151的信号，施加用于使对应的FET103、105通过预定的开关频率进行工作的电压。PWM控制电路151使FET103和FET105交替地导通/截止来以同步整流方式进行工作。PWM控制电路151包含防止FET103和FET105同时导通的同时导通(shoot through)防止电路。
PWM控制电路151由运算放大器、三角波振荡电路以及比较器等构成，从电流电压检测电路120取得相当于充电器100的输出电压以及输出电流的电压。PWM控制电路151可以根据从频率设定电路157取得的信号动态地变更三角波振荡电路的频率，设定FET103、105的开关频率。
PWM控制电路151，在恒流充电期间通过从电流电压检测电路120取得的与输出电流相当的电压进行反馈控制，调整占空比并维持设定电流值。PWM控制电路151，在恒压充电期间通过从电流电压检测电路120取得的与输出电压相当的电压进行反馈控制，调整占空比并维持设定电压值。PWM控制电路151进行恒流充电的工作还是恒压充电的工作，取决于电流电压检测电路120的输出。即，PWM控制电路151，在电池电芯的电压低，输出电流超过设定电流的情况下，以进恒流充电的方式来进行工作，但是在电池电芯的电压高，输出电压超过设定电压时，以恒压充电的方式来进行工作。
占空比，是指高侧的FET103导通的期间相对于开关频率的1周期的比例。充电器100为降压型，根据占空比D将输入电压Vi变换为比其低的输出电压Vo。在脉动电流不断续的连续导通的条件下进行开关控制的情况下，占空比D、输入电压Vi以及输出电压Vo的关系为Vo＝Vi×D，当占空比增大时输出电压增加，反之，当占空比减小时输出电压降低。
返回图2，从AC/DC适配器27向输入端子101供给输入电压Vi。在输入端子101上连接FET103的漏极，在FET103的源极上通过输出部104连接了FET105的漏极。另外，FET105的源极接地。FET103、105都是由n沟道MOS型的FET构成的开关元件。
电流电压检测电路120由生成相当于输出电流的电压的传感电阻121和生成相当于输出电压的电压的分泄(bleeder)电阻(分压电阻)123、125构成。输出部104与电感器107的一个端子连接，电感器107的另一端子与传感电阻121的一个端子连接，传感电阻121的另一端子与输出端子111连接。在输出端子111上连接电池组21，输出了输出电压Vo。在传感电阻121的另一端子上分别在与大地之间连接了串联连接的分泄电阻123、125、滤波电容器109以及频率切换电路130。
频率切换电路130包含齐纳二极管131、p沟道MOS型FET135以及n沟道MOS型FET137。在输出端子111上连接齐纳二极管131的阴极，齐纳二极管131的阳极与电阻133的一个端子连接，电阻133的另一端子接地。电阻133的一个端子与FET137的栅极和频率设定电路157连接。FET135的漏极与频率设定电路157连接，源极与电源Vcc连接，栅极与FET137的漏极连接。FET137的源极接地。
在此说明频率切换电路130的工作。如在后面所述那样，输出电压Vo包含脉动成分，因此频率切换电路130需要根据输出电压Vo生成稳定的频率切换信号来发送给频率设定电路157。在恒流充电期间中，当包含脉动电压的输出电压Vo达到齐纳二极管131的击穿电压前，FET137以及FET135变为截止。因此，频率设定电路157的输入电压变低，频率切换信号被否定(negate)。当输出电压Vo达到击穿电压时，FET137以及FET135导通，频率设定电路157的输入通过电源电压Vcc变高，频率切换信号被断言(assert)。
频率设定电路157，当输入为低时对PWM控制电路151进行设定，使开关频率例如成为200KHz，当输入高时对PWM控制电路151进行设定，使开关频率例如成为400KHz。一旦频率切换信号被断言时，由于FET137的栅极与频率切换电路130的输出连接，因此，即使输出电压Vo变化也维持其状态。因此，即使输出电压Vo包含较大的波动电压，频率切换电路130也进行稳定的工作。
并且，当充电器100停止工作时，控制电路150或EC23停止电源电压Vcc，由此将频率切换电路130复位。此外，随后当充电器100进行工作时供给电源电压Vcc。在本实施方式中说明以两阶段切换充电器100的开关频率的例子，但是也可以在三阶段以上进行切换使开关频率增大。若增多开关频率的切换阶段数，则充电器在恒流充电期间中，可以通过保护熔丝不工作的范围中的、发热量最少的开关频率进行工作。此外，可以动态地切换开关频率的半导体芯片是公知的。
图2、图3为了说明本实施方式，仅简要记载了与本实施方式相关的主要的硬件的结构以及连接关系。将图中记载的多个块做成1个集成电路或装置，或者反之将1个块分割为多个集成电路或装置来构成，也在本领域技术人员可以任意选择的范围内，被包含在本发明的范围中。
(FET的发热)
作为MOS型FET导通/截止时产生的损失(以下成为FET损失)，主要有导通损失、栅极充电损失以及开关损失。导通损失是由于在导通的FET中流过的电流和导通电阻而产生的损失。当把高侧的FET103的导通损失设为Pch，把低侧的FET105的导通损失设为Pcl时，可以分别通过式(1)、式(2)来计算。
Pch＝D×Io2×Ron×α(1)
Pcl＝(1-D)×Io2×Ron×α(2)
在此，D为占空比，Io为输出电流的有效值，Ron为各FET的导通电阻，α为常数。由式(1)、(2)可知，导通损失与电流流动的时间、输出电流的平方以及导通电阻成比例。栅极充电损失Pgc是对FET的栅极电容充电时产生的损失，针对高侧的FET以及低侧的FET，可以通过式(3)来计算。
Pgc＝Vgs×Qg×f(3)
在此，Vgs是栅源间电压，Qg是栅极充电电荷量，f是开关频率。由式(3)可知，栅极充电损失Pgc与栅源间电压、栅极充电电荷量以及开关频率成比例。开关损失Psw是在FET导通或者截止时的过渡期间中，通过栅源间电压和过渡期间中流过的电流而产生的损失，仅发生在高侧的FET中，可以通过式(4)计算。
Psw＝β×Vi×Io×(tr+tf)×f  (4)
在此，β是常数，Vi是输入电压，Io是输出电流，tr是导通时间，tf是截止时间，f是开关频率。将导通时间和截止时间的总计时间称为开关时间。由式(4)可知，开关损失Psw与输入电压、输出电流、开关时间以及开关频率成比例。
在FET103和FET105切换的瞬间，同时导通防止电路形成死区时间来阻止电流流向大地，因此，双方的FET临时截止。因此，在低侧的FET105导通的时刻，输入电压Vi和输出电流Io不重叠，另外，在回流电流开始流动的时刻，低侧的FET105的寄生二极管起作用，因此，没有被施加电感器107的电压，所以在低侧的FET105中不发生开关损失。
根据式(1)至式(4)可知，开关频率越高，FET损失越大。FET损失对应于FET的发热量，使FET的温度上升。因此，当输入电压Vi和输出电压Io恒定时，降低开关频率可以抑制FET的温度上升。额定电流越小，FET的导通电阻越大，因此在使发热量相同的情况下，若开关频率低则可以选择额定电流小的FET。
(脉动电压和频率切换信号的生成定时)
充电器100在恒流区域充电时，最初通过200KHz这样的低开关频率进行工作，在接近恒流区域的末期时，通过400KHz这样的高开关频率进行工作。以下说明该开关频率的切换。充电器100在FET103导通、FET105截止的导通期间或者负荷时间，从输入端子101流入的电流从输出部104经由电感器107从输出端子111流出到电池组21。在导通期间在电感器107中积蓄能量。在FET103截止、FET105导通的截止期间或回流期间，在电感器107中积蓄的能量通过输出端子111、电池组21以及FET105作为回流电流而流动。
在电感器107中流过在作为平均值的输出电流Io上叠加了脉动电流ΔIL(峰间值)的电流。在滤波电容器109中流过作为交流成分的脉动电流ΔIL，在电池组21中流过除去了在滤波电容器109中流过的脉动电流后的输出电流Io。当充电器100连续导通并且在正常状态下工作时，当把输入电压设为Vi，把输出电压设为Vo，把占空比设为D，把电感器107的电感设为L，把开关频率设为f时，可以通过式(5)来表达在电感器107中流过的脉动电流ΔIL。
ΔIL＝Vo(1-D)/(fL)＝(Vi-Vo)D/(fL)(5)
在此，存在Vo＝Vi×D的关系。当脉动电流ΔIL流入滤波电容器109时，若把电容器109的等价串联电阻设为ESR(Equivalent Series Resistance)，则在输出端子111中产生的脉动电压ΔVo(峰间值)成为式(6)。
ΔVo＝ESR×ΔIL  (6)
因此，脉动电压ΔVo与开关频率f成反比，所以，当充电器100在恒流区域的末期在输出电压变高的状态下通过低开关频率f进行工作时，叠加了脉动电压的输出电压的峰值变高。
图4表示在恒流区域的末期附近切换开关频率时脉动电流变化的情形。线201表示通过与开关频率对应的周期Ts对输入电压Vi进行开关控制，生成作为平均值的输出电压Vo的情形。线203表示从恒流区域的初期到末期附近，将开关频率设定为200KHz时的脉动电流。线205表示在恒流区域的充电末期附近，将开关频率切换为200KHz时的脉动电流。
脉动电压ΔVo被叠加在对电池组21充电的充电电压Vo上。当在充电电压上叠加了脉动电压时，保护熔丝对脉动电压作出反应而进行工作。充电器100的输出电压Vo的平均值需要设定为保护熔丝在脉动电压下不工作的值。当脉动电压大时需要降低输出电压，但是当降低输出电压时，当达到满充电时无法充分地充电。
如上所述，充电器在恒流区域以及恒压区域的整个区域中通过恒定的开关频率工作的情况下，为了在输出电压变为最高的恒压区域中保护熔丝不熔断，例如通过400KHz这样的开关频率来工作。当把恒流区域的开关频率设定为比以往低的200KHz时，脉动电压增大。尽管随着充电进行，输出电压上升，但当继续200KHz的开关频率下的开关工作时，在恒流区域中具有脉动电压使保护熔丝熔断的危险性，因此需要在适当的时刻切换开关频率。
图5说明决定对开关频率进行切换的时刻或者决定频率切换条件成立的方法。纵轴表示充电器100的输出电压Vo。输出电压波形211表示当充电器100通过200KHz的开关频率进行工作时，接近恒流充电期间的末期的时刻的电压，输出电压波形213表示恒压充电期间的电压。在输出电压波形211、213中，在直流电压上叠加了脉动电压。
在此，将输出电压换算成电芯电压来说明。线215为电池组21的保护熔丝进行工作的保护电压Vovp，在一例中为4.3V。线217为与输出电压波形211、213的峰值一致的峰值电压Vp。线219表示输出电压波形211的平均电压Vf1，线221表示输出电压波形213的平均电压Vf2。在一例中，平均电压Vf1为4.15V，平均电压Vf2为4.2V。
在恒压充电期间将输出电压维持为设定电压(Vf2)，在整个充电期间中，充电电压达到最高。在峰值电压Vp和保护电压Vovp之间设置了余量，以使保护熔丝不工作。并且，为使输出电压波形213的峰值与峰值电压Vp一致，将平均电压Vf2设定为充电器100的设定电压。电池组21的电池电芯的充电电压随着恒流区域中的充电的进行而上升。
因此，在恒流区域中，当充电器100通过开关频率200KHz进行工作，充电电压上升时，在输出电压波形211的峰值与峰值电压Vp一致的时刻或者之前不久，将开关频率切换为400KHz来降低脉动电压时，此后即使充电电压进一步上升，也可以把针对保护电压Vov的余量确保为与恒压区域中的余量等同或者在其以下。平均电压Vf1、Vf2与峰值电压Vp的关系可以通过实验来求出。在输出电压波形211的峰值达到峰值电压Vp之前将开关频率切换为400KHz时，FET103、FET105的温度白白地上升，因此不理想。
(充电方法)
图6是表示在笔记本PC10中安装的充电器100的工作的流程图。图7表示充电中的充电器以及电池组的状态。图6的块301中，在笔记本PC10上连接了AC/DC适配器27。频率切换电路130被复位，对频率设定电路157输入低信号，频率切换信号被否定。在块303中，电池组21检测在内部剩余的电量并判断为需要充电，经由SM总线向EC23通知设定电流Ichg以及设定电压Vchg。此时，电池组21请求急速充电，因此请求以2C的设定电流进行充电。
当电池组21进行充电请求，充电开始时，充电器100最初在恒流区域中进行充电。在块305中，对频率设定电路157输入了低信号，因此，PWM控制电路151将开关频率设定为200KHz来进行工作。剩余电量少的电池电芯的电压低，因此，PWM控制电路151以维持设定电流Ichg所需要的比较小的占空比使FET103、105工作。
在图7中，线351表示充电器100的输出电压Vo，线353表示充电电流Io，线355表示剩余电量或充电电量，线359表示FET103的温度。另外，从时刻0到时刻t2表示恒流充电期间，从时刻t2到时刻t3表示恒压充电期间。另外，线357表示了使开关频率以外的条件相同的现有的充电器不应用本发明，在从充电开始到充电结束的期间将开关频率设定为400KHz来充电时的FET103的温度。
当进行恒流区域中的充电时，电池电芯的电压上升，因此PWM控制电路151为了维持设定电流Ichg而逐步增大占空比，控制FET103、FET105的工作。FET103、FET105通过200KHz工作，因此，与通过400KHz进行工作的情况相比，FET损失少，温度上升如线359所示那样变得缓慢。在块307中，频率切换电路130判断频率切换条件是否成立。如图5中说明的那样，当在输出电压Vo上叠加的脉动电压的峰值与线217的峰值Vp一致时，频率切换条件成立。频率切换条件最好设定为在输出电压中包含的脉动电压下保护电池组21的保护熔丝不熔断的范围内，并且充电电量达到最多的时刻。
在时刻t1输出电压Vo的峰值超过与峰值电压Vp对应的齐纳二极管131的击穿电压时，频率切换电路130向频率设定电路157发送频率切换信号。在块309中，在时刻t1，PWM控制电路151将开关频率切换为400KHz。时刻t1在恒流充电期间中，是从恒流充电切换到恒压充电前不久的时刻。在一例中，在恒流充电期间中通过200KHz进行工作的时间与通过400KHz进行工作的时间的比例为9∶1，充电器100几乎在全部时间段中通过200KHz进行开关控制。
在从时刻t1到时刻t2的期间，充电电流Io变得与设定电流Ichg相等，并且开关频率为400KHz，因此，FET103的发热量变得与线357的发热量相同，因此，线359的温度上升梯度与线357一致。并且，恒流充电进一步进行后，在块311中，PWM控制电路151根据来自电流电压检测电路120的电压信号，判断出输出电压Vo已达到了设定电压Vchg。
在从时刻t0到时刻t1的期间FET103的温度上升受到抑制，因此，在时刻t2线359表示的FET103的温度变得比线357表示的FET103的温度低。当在块313中转移到恒压充电时，PWM控制电路151以较小的占空比对FET103、FET105进行控制，以使输出电压Vo不超过设定电压Vchg。当进入恒压区域时，输出电压Vo与电芯电压的差逐渐减小，用于维持设定电压Vchg的占空比也相应地下降，输出电流也逐渐降低。
因此，当进入恒压区域时导通损失降低，因此，FET103的温度下降。在恒压区域中，开关频率被设定为400KHz，因此与200KHz的情况相比，脉动电压小，电池组21的保护熔丝不熔断。PWM控制方式的充电器，在输入电压与输出电压的差大的情况下，当输出电流变得微小时，有时在全部连续的周期中不设置导通期间，跳过多个周期来设置导通期间。这样，当输出电流小时进行外表上开关频率变化的工作的充电器也包含在本发明的PWM控制方式的充电器的范畴中。
在块315中，当电流电压检测电路120在时刻t3检测出输出电流降低到预定值时，PWM控制电路151停止充电，并将频率切换电路130复位。在块307中表示了通过充电器100的输出电压Vo(平均电压)来判断频率切换条件的例子，但是也可以通过从电池组21取得的电池电芯的电压(平均电压)来判断。另外，当将开关频率设为200KHz时，混入到输出电压Vo中的脉动电压的峰值达到峰值电压Vp的时刻，也可以通过电压以外的方法来确定。
其中一个方法是利用电池电芯的剩余电量的方法。如图7所示，当充电中的电池电芯的电压增大时，剩余电量也增大。因此，电池组21向EC23通知剩余电量达到了预定值，EC23如图3所示，向频率设定电路157发送频率切换信号。作为切换条件的剩余电量，作为一例可以设为SOC70％。
此外，存在利用占空比的方法。在恒流充电期间中，伴随着电池电芯的电压的上升，为了将输出电流Io维持为设定电流Ichg，占空比逐渐上升。因此，如图3所示，PWM控制电路151也可以在占空比达到预定值时向频率设定电路157发送频率切换信号，对开关频率进行切换。此外，如图3所示，具有在充电控制电路150中设置峰值电压检测电路161，检测出包含脉动电压的输出电压的峰值达到峰值电压Vp后向频率设定电路157发送频率切换信号，对开关频率进行切换的方法。
本实施方式的充电系统不仅可以安装在笔记本PC中，也可以广泛应用于对汽车用的电池或工具的电池充电的设备中。至此，根据附图所示的特定的实施方式说明了本发明，但是，本发明不限定于附图所示的实施方式，只要达到本发明的效果，当然可以采用此前已知的任意结构。

Claims (16)

1.一种充电系统，其是脉冲宽度控制方式的充电系统，其特征在于，
包括：二次电池；
开关元件，其通过以预定的开关频率对直流的输入电压进行开关而生成的输出电压对所述二次电池进行充电；以及
控制部，其在充电开始后使所述开关元件以第一开关频率进行工作，在频率切换条件成立时使所述开关元件以高于所述第一开关频率的第二开关频率进行工作。
2.根据权利要求1所述的充电系统，其特征在于，
将所述频率切换条件设定为，在保护所述二次电池的保护电路不因为所述输出电压中包含的脉动电压进行工作的范围内，并且充电电量达到最多的时刻。
3.根据权利要求1或2所述的充电系统，其特征在于，
所述开关元件包含以同步整流方式进行工作的第一开关元件和第二开关元件。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的充电系统，其特征在于，
所述控制部以包含恒流充电期间和恒压充电期间的恒流恒压控制方式来控制所述二次电池。
5.根据权利要求4所述的充电系统，其特征在于，
所述控制部使所述开关元件在所述恒流充电期间的大部分期间以所述第一开关频率进行工作，在所述恒流充电期间的一部分期间和整个所述恒压充电期间以所述第二开关频率进行工作。
6.根据权利要求4或5所述的充电系统，其特征在于，
所述控制部，在所述恒流充电期间中当所述输出电压的平均值达到预定值时，判断为所述频率切换条件成立。
7.根据权利要求4或5所述的充电系统，其特征在于，
所述控制部，在所述恒流充电期间中当所述二次电池的剩余电量达到预定值时，判断为所述频率切换条件成立。
8.根据权利要求4或5所述的充电系统，其特征在于，
所述控制部，在所述恒流充电期间中当所述开关元件的占空比达到预定值时，判断为所述频率切换条件成立。
9.根据权利要求4或5所述的充电系统，其特征在于，
所述控制部，在所述恒流充电期间中当包含脉动电压的所述输出电压的峰值达到预定值时，判断为所述频率切换条件成立。
10.根据权利要求1至9中任意一项所述的充电系统，其特征在于，
所述二次电池是锂离子二次电池。
11.根据权利要求10所述的充电系统，其特征在于，
所述二次电池是能够以超过1C的充电电流充电的急速充电型。
12.一种便携式计算机，其特征在于，
包括：二次电池；
开关元件，其通过以脉冲宽度控制方式对直流的输入电压进行开关而生成的输出电压，对所述二次电池进行充电；以及
控制部，其在充电开始后使所述开关元件以第一开关频率工作，在频率切换条件成立时使所述开关元件以高于所述第一开关频率的第二开关频率进行工作。
13.一种通过充电器对二次电池进行充电的方法，所述充电器以脉冲宽度控制方式对直流电压进行开关控制，所述方法的特征在于，
包括以下步骤：
对所述充电器设定设定电流以及设定电压；
使开关元件以第一开关频率进行工作来维持所述设定电流；
判断频率切换条件是否成立；以及
当所述频率切换条件成立时，使所述开关元件以高于所述第一开关频率的第二开关频率进行工作。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，
具有使所述开关元件以所述第二开关频率进行工作来维持所述设定电压的步骤。
15.根据权利要求13或14所述的方法，其特征在于，
在所述开关元件以所述第一开关频率进行工作的期间进行所述判断的步骤。
16.根据权利要求13至15中任意一项所述的方法，其特征在于，
在所述判断的步骤中，以所述充电器的输出电压包含的脉动电压的峰值是否达到预定值为基准来进行判断。
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