KR20220114463A - 양방향 스위칭 컨버터 및 이의 동작 방법 - Google Patents

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Abstract

본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터는, 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 제1 파워 MOSFET, 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 파워 MOSFET, 제1 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제1 제어 신호 및 제2 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제2 제어 신호를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러 및 동작 모드에 따라, 제1 제어 신호와 함께 제1 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제1 오프셋을 생성하거나, 제2 제어 신호와 함께 제2 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제2 오프셋을 생성하는 ZCD(zero current detection) 오토 캘리브레이션 회로를 포함하고, ZCD 오토 캘리브레이션 회로는, 스위칭 노드의 전압 미분 값과 순방향 바이오스 검출 결과에 기반하여 제1 오프셋 또는 제2 오프셋의 값을 가변할 수 있다.

Description

양방향 스위칭 컨버터 및 이의 동작 방법{BIDIRECTIONAL SWITCHING CONVERETER AND OPERATING METHOD THEREOF}
본 개시의 기술적 사상은 컨버터에 관한 것으로, 구체적으로는 양방향 스위칭 컨버터 및 이의 동작 방법에 관한 것이다.
전자 기술이 발달하면서 다양한 종류의 전자 장치들이 이용되고 있다. 모바일 전자 장치는 그 내부에 포함된 배터리 장치를 통해 구동될 수 있다. 전자 장치의 전력 소모량이 상승함에 따라 배터리 용량이 상승하였고, 그에 따라 고속 충전 방식 또는 일반 충전 방식 등 충전기가 공급하는 전압의 크기에 따라 다양한 속도로 배터리를 충전할 수 있게 되었다.
본 개시의 기술적 사상은 인덕터 전류가 0이 되는 지점을 실시간으로 추적할 수 있는 양방향 스위칭 컨버터를 제공하는 데에 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터는, 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 제1 파워 MOSFET, 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 파워 MOSFET, 상기 제1 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제1 제어 신호 및 상기 제2 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제2 제어 신호를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러, 동작 모드에 따라, 상기 제1 제어 신호와 함께 상기 제1 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제1 오프셋을 생성하거나, 상기 제2 제어 신호와 함께 상기 제2 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제2 오프셋을 생성하는 ZCD(zero current detection) 오토 캘리브레이션 회로를 포함하고, 상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는, 상기 스위칭 노드의 전압 미분 값과 순방향 바이오스 검출 결과에 기반하여 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋의 값을 가변할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치는, 배터리와, 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 제1 파워 MOSFET과, 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 파워 MOSFET과, 상기 제1 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제1 제어 신호 및 상기 제2 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제2 제어 신호를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러와, 동작 모드에 따라, 상기 제1 제어 신호와 함께 상기 제1 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제1 오프셋을 생성하거나, 상기 제2 제어 신호와 함께 상기 제2 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제2 오프셋을 생성하는 ZCD(zero current detection) 오토 캘리브레이션 회로를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터와 외부 장치로부터 공급되는 전압을 상기 배터리에 제공하는 제1 인터페이스와, 상기 배터리로부터 제공되는 전압을 외부 장치에게 제공하는 제2 인터페이스를 포함할 수 있고, ZCD 오토 캘리브레이션 회로는, 상기 스위칭 노드의 전압 미분 값과 순방향 바이오스 검출 결과에 기반하여 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋의 값을 가변할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 동작 방법은, 초기 오프셋을 설정하는 단계, 상기 양방향 스위칭 컨버터의 동작 모드를 식별하는 단계, 상기 식별된 동작 모드에 따라 제1 파워 MOSFET 또는 제2 파워 MOSFET의 양 단자 사이에 순방향 바이오스 전압이 검출되는지 판단하는 단계, 상기 순방향 바이오스 전압이 검출되지 않는 경우, 스위칭 노드의 전압에 대한 미분의 절대 값이 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계를 포함할 수 있고, 제1 파워 MOSFET은 입력 전압 노드와 상기 스위칭 노드 사이를 연결하고, 제2 파워 MOSFET은 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터는 벅 모드 및 부스트 모드에서 인덕터 전류가 0인 시점을 정확히 검출할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터는 인덕터 전류가 0인 시점에서 스위칭을 수행할 수 있도록 실시간으로 오프셋을 변경하여 컨버터 효율을 극대화할 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 블록도이다.
도 3a는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 제2 파워 MOSFET(220)의 턴-오프 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 빠른 경우의 타이밍도이다.
도 3b는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 제2 파워 MOSFET(220)의 턴-오프 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 느린 경우의 타이밍도이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로의 동작 방법을 나타내는 순서도이다.
도 5a는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 5b는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 6a는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 부스트 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 6b는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 부스트 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 노드의 영전류 검출에 대한 몬테카를로 시뮬레이션 결과를 도시한다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로를 이용한 효율 개선을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 다른 예를 도시한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 개시의 실시예들에 대해 상세히 설명한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 개시의 실시예들에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전자 장치(10)는 충전 집적 회로(Integrated Circuit, IC)(100), 및 배터리(200)를 포함할 수 있다. 이 외에도 전자 장치(10)는 메인 프로세서 및 주변 장치들을 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)는 스마트 폰, 태블릿(tablet) PC(Personal Computer), 휴대폰, PDA(Personal Digital Assistant), 랩톱, 웨어러블(wearable) 장치, GPS(Global Positional system) 장치, 전자책 단말기, 디지털방송용 단말기, MP3 플레이어, 디지털 카메라 등과 같은 모바일 장치일 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)는 전기 자동차일 수도 있다.
배터리(200)는 전자 장치(10)에 내장될 수 있다. 일 실시예에서, 배터리(200)는 전자 장치(10)에 착탈 가능할 수 있다. 배터리(200) 하나 또는 복수의 배터리 셀을 포함할 수 있다. 복수의 배터리 셀은 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 전자 장치(10)에 외부 충전 장치가 연결되지 않은 경우, 배터리(200)가 전자 장치(10)에 전력을 공급할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 배터리(200)를 충전할 수 있으며, "배터리 충전기"라고 지칭할 수 있다. 또한, 충전 집적 회로(100)는 배터리(200)에 충전된 전압을 기초로 충전 집적 회로(100)에 연결되는 외부 장치(예컨대 유선 인터페이스 또는 무선 인터페이스)에 전력을 공급할 수 있다. 예를 들어, 충전 집적 회로(100)는 집적 회로 칩으로 구현될 수 있고, 인쇄회로기판 상에 장착될 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 양방향 스위칭 컨버터(110) 및 컨트롤러(120)를 포함할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110)는 DC-DC 컨버터로 구현될 수 있으며, 입력 전압을 강압하거나 또는 승압하여 출력 전압을 생성할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110) 입력 전압을 강압 시, 다시 말해서 벅 컨버팅 동작 시, 제1 방향으로의 제1 전력 패스가 형성되고, 입력 전압을 승압 시, 다시 말해서 부스트 컨버팅 동작 시, 상기 제1 방향에 반대인 제2 방향으로의 제2 전력 패스가 형성될 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 모드(또는 벅 단일 모드라고 함), 부스트 모드(또는 부스트 단일 모드라고 함) 또는 벅-부스트 모드(또는 벅-부스트 복합 모드라고 함)로 동작할 수 있다.
벅 모드에서 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제1 스위칭 동작을 통해 벅 컨버팅 동작을 수행함으로써, 입력되는 전압을 승압하고, 승압된 전압을 기초로 배터리(200)를 충전할 수 있다.
부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제2 스위칭 동작을 통해 부스트 컨버팅 동작을 수행함으로써, 배터리(200)로부터 입력되는 전압을 승압하고, 승압된 전압을 기초로 외부 장치에 전력을 공급할 수 있다.
벅-부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 부하 전류에 따라, 제3 스위칭 동작을 통해 벅 컨버팅 동작 또는 부스트 컨버팅 동작을 수행할 수 있다. 벅-부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 배터리(200)를 충전하거나 또는 외부 장치에 전력을 공급할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 복수의 충전 모드, 예컨대 벅 모드, 부스트 모드 및 벅-부스트 모드 간의 모드 전환 및, 복수의 충전 모드에서 출력 전압의 전압 레벨이 타겟 전압 레벨과 동일 또는 유사해지도록 양방향 스위칭 컨버터(110)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)로부터 센싱 전류 및 전압을 수신하고, 센싱 전류 및 전압을 기초로 상기 양방향 스위칭 컨버터(110)의 각 충전 모드에서의 스위칭 동작을 제어하기 위한 제어 신호 및 스위칭 신호들을 생성할 수 있다.
일부 실시예들에서, 충전 집적 회로(100)는 전력 절감 조건 하에서도 적절하게 동작하도록 저전압 차단(under-voltage lockout, UVLO) 기능, 과전류 방지(over-current protection, OCP) 기능, 과전압 방지(over-voltage protection, OVP) 기능, 돌입 전류를 경감시키는 소프트-스타트(soft-start) 기능, 폴드백 전류 제한(foldback current limit) 기능, 단락 회로 보호를 위한 히컵 모드(Hiccup Mode) 기능, 과열 차단(over-temperature protection, OTP) 기능 등의 다양한 기능들 중 적어도 하나의 기능을 지원할 수 있다.
실시예에 있어서, 전자 장치(10)는 유선 충전 및 무선 충전을 지원할 수 있으며, 유선 충전 및 무선 충전을 위한 제1 전력 인터페이스(310) 및 제2 전력 인터페이스(320)를 포함할 수 있다. 실시예에 있어서, 제1 전력 인터페이스(310)는 유선 전력 인터페이스로 구현되고, 유선 충전 회로를 포함할 수 있다. 제2 전력 인터페이스(320)는 무선 전력 인터페이스로 구현되고, 무선 충전 회로를 포함할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 벅 모드에서, 제1 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 제2 전력 인터페이스(320)로부터 제2 입력 전압(WCIN)을 수신하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로, 배터리(200)를 충전할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 제1 전력 인터페이스(310) 및/또는 제2 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 벅-부스트 모드에서, 제1 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN) 또는 제2 전력 인터페이스(320)로부터 제2 입력 전압(WCIN)을 수신하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 제2전력 인터페이스(320) 또는 제1 인터페이스(310)로 전력을 제공할 수 있다. 또는 충전 집적 회로(100)는 제1 입력 전압(CHGIN) 및 배터리(200)의 전압을 기초로 제2 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공하거나 또는 제2 입력 전압(CHGIN) 및 배터리(200)의 전압을 기초로 제1 전력 인터페이스(310)로 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 제1 전력 인터페이스(310)에 TA(Travel Adapter) 또는 보조 배터리가 전기적으로 연결될 수 있다. TA는 가정용 전원인 AC 110 ~ 220 V 또는 다른 전원 공급 수단(예를 들어, 컴퓨터)으로부터 공급되는 전원을 배터리(200)의 충전에 필요한 DC 전원으로 변환하여 전자 장치(10)에 제공할 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 벅 모드 또는 벅-부스트 모드에서, TA 또는 보조 배터리 등으로부터 수신한 제1 입력 전압(CHGIN)을 이용하여 배터리 장치(200)를 충전하거나, 또는 제2 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 제1 전력 인터페이스(310)에 OTG(On The Go) 디바이스(예컨대 OTG USB 장치 등)가 연결될 수 있으며, 충전 집적 회로(310)는 제1 전력 인터페이스(310)를 통해 OTG 디바이스에 전력을 제공할 수 있다. 이때, 양방향 스위칭 컨버터(310)는 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 OTG 디바이스에 전력을 제공하거나, 또는 벅 모드에서, 제2 전력 인터페이스(320)로부터의 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하면서 동시에 OTG 디바이스에 전력을 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이, 전자 장치(10)가 유선 및 무선 충전을 지원하는 바, 충전 집적 회로(100)는 유선 충전 및/또는 무선 충전, 유선 충전-무선 전력 공급, 및 무선 충전-유선 전력 공급을 지원하기 위하여 벅 모드, 부스트 모드 및 벅-부스트모드를 포함하는 복수의 충전 모드로 동작하여야 하며, 입력 전원이 불안정하더라도 안정적으로 무선 전력 공급 또는 유선 전력 공급을 위하여 벅 모드, 부스트 모드 및 벅-부스트 모드 사이의 원활한 모드 전환(seamless mode transition)이 요구된다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터(110)의 블록도이다.
도 2를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제1 파워 MOSFET(210), 제2 파워 MOSFET(220), PWM 컨트롤러(230), ZCD(Zero Current Detection) 오토 캘리브레이션 회로(240)를 포함할 수 있다.
실시예에 따라, PWM 컨트롤러(230)는 제1 제어 신호(PWM_HS) 및 제2 제어 신호(PWM_LS)를 출력할 수 있다. 제1 제어 신호(PWM_HS)는 제1 파워 MOSFET(210)을 온/오프하기 위한 제어 신호일 수 있다. 제2 제어 신호(PWM_LS)는 제2 파워 MOSFET(220)을 온/오프하기 위한 제어 신호일 수 있다. PWM 컨트롤러(230)는 동작 모드를 지시하는 신호(SIG_MODE)에 응답하여, 제1 제어 신호(PWM_HS) 및 제2 제어 신호(PWM_LS)의 출력 비율을 조절할 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)은 상부(High Side, HS) 스위칭 소자로 지칭될 수 있고, 제2 파워 MOSFET(320)는 하부(Low Side, LS) 스위칭 소자로 지칭될 수 있다.
ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX)의 영전류를 검출하기 위한 오프셋(offset) 값을 실시간으로 조정할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX)의 미분 값 및 다이오드 검출기(243)의 검출 결과에 기반하여 오프셋 값을 감소시키거나 증가시킬 수 있다.
예를 들어, 양방향 스위칭 컨버터(110)가 벅 모드로 동작하는 동안, 스위칭 노드(LX)에 흐르는 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되기 전에 제2 파워 MOSFET(220)이 오프될 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제2 파워 MOSFET(220)이 오프되는 시점을 지연시키기 위하여 오프셋 값을 감소시킬 수 있다.
다른 예를 들어, 양방향 스위칭 컨버터(110)가 벅 모드로 동작하는 동안, 스위칭 노드(LX)에 흐르는 스위칭 전류(I_IND)가 0이 된 이후 제2 파워 MOSFET(220)이 오프될 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제2 파워 MOSFET(220)이 오프되는 시점을 앞당기기 위하여 오프셋 값을 증가시킬 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 구체적인 동작은 후술하기로 한다.
실시예에 따라, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 미분기(241), 비교기(242), 다이오드 검출기(243)를 더 포함할 수 있다. 미분기(241)는 스위칭 노드(LX)의 전압 값을 미분하여 결과 값을 비교기(242)에게 출력할 수 있다. 예를 들어, 결과 값은 스위칭 노드(LX) 전압 값을 미분하고, 절대 값을 취한 것일 수 있다. 실시예에 따라, 미분기(241)는 스위칭 노드(LX)의 전압 값을 미분하기 위하여, 스위칭 전류(I_IND)의 미분 전류를 생성하기 위한 커패시터, 상기 생성된 미분 전류를 복사하는 미러 회로, 및 상기 복사된 미분 전류를 전압으로 변환하는 저항을 포함할 수 있다.
실시예에 따라, 비교기(242)는 미분기(241)로부터 미분 값을 입력 받아, 임계 값과 비교할 수 있다. 비교기(242)는 결과 값이 임계 값보다 큰 경우, 카운트 값을 증가시킬 것을 지시하는 제어 신호를 카운터(244)로 출력할 수 있다. 비교기(242)는 결과 값이 임계 값보다 작은 경우, 카운트 값을 유지할 것을 지시하는 제어 신호를 카운터(244)로 출력할 수 있다.
실시예에 따라, 다이오드 검출기(243)는 스위칭 노드(LX)에 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 전류 방향을 검출할 수 있다. 다이오드 검출기(243)는 벅 모드에서서는 제2 파워 MOSFET(220)의 양단인 스위칭 노드(LX)와 접지 노드 사이를 비교하여 순방향 바이어스 전압이 걸리는지 검출할 수 있다. 다이오드 검출기(243)는 부스트 모드에서 제1 파워 MOSFET(210)의 양단인 입력 전압 노드(VIN)와 스위칭 노드(LX)를 비교하여 순방향 바이어스 전압이 걸리는지 검출할 수 있다. 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이어스 전압의 검출에 응답하여 오프셋을 감소시키기 위한 제어 신호를 생성하여 카운터(244)에게 전달할 수 있다.
실시예에 따라, 카운터(244)는 미분기(241) 및 다이오드 검출기(243)로부터 수신된 제어 신호에 기반하여 오프셋 값을 조정할 수 있다. 예를 들어, 벅 모드에서 동작하는 동안, 카운터(244)는 비교기(242)로부터 업 제어 신호를 수신할 수 있다. 비교기(242)로부터 수신된 업 제어 신호는 오프셋 값을 증가시킬 것을 요청하는 신호일 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 다운 제어 신호를 수신할 수도 있다. 다운 제어 신호는 오프셋 값을 증가시킬 것을 요청하는 신호일 수 있다.
실시예에 따라, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 모드 신호(SIG_MODE)를 수신하여 동작 모드에 따라 상기 조정된 오프셋 값을 출력할 수 있다. 예를 들어, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)가 벅 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)를 수신하는 경우, 오프셋 값은 벅 비교기(250)에게 출력될 수 있다. 다른 예를 들어, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)가 부스트 모드를 지시하는 모드 신호(SIG_MODE)를 수신하는 경우, 오프셋 값은 부스트 비교기(260)에게 출력될 수 있다. 벅 비교기(250) 및 제1 파워 MOSFET(210)은 부스트 비교기(260)에서 수행되는 스위칭 노드(LX)와 오프셋 값의 비교 결과와 제1 제어 신호(PWM_HS)에 따라 턴-온 또는 턴-오프의 비율이 가변될 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)은 벅 비교기(250)에서 수행되는 스위칭 노드(LX)와 오프셋 값의 비교 결과와 제2 제어 신호(PWM_LS)에 따라 턴-온 또는 턴-오프의 비율이 가변될 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210) 및 제2 파워 MOSFET(220)의 온/오프 비율이 가변되어, 제1 파워 MOSFET(210)의 턴-오프 시점 및 제2 파워 MOSFET(220)의 턴-오프 시점 또한 가변될 수 있다.
도 3a는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 제2 파워 MOSFET(220)의 턴-오프 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 빠른 경우의 타이밍도이다.
도 3a를 참조하면, 스위칭 전류(I_IND)는 순방향으로 흐를 수 있다. 순방향은, 배터리(200)에 유입되는 방향일 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)는 순방향으로 흐를 때, 양의 값을 가질 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)는 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우로 천이될 때, 턴-오프될 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)의 하강 엣지에 체크 신호가 생성될 수 있다. 체크 신호는 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트에 인가되는 임펄스 신호일 수 있다. 체크 신호가 생성되는 시점에 스위칭 전류(I_IND)의 전류 방향에 따라 스위칭 노드(LX)의 전압이 변화될 수 있다. 도 3a를 참조하면, T1 시점에 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우로 천이되고, 체크 신호가 생성될 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)는 T2 시점에 0이 될 수 있다. 즉, 제2 파워 MOSFET(220)은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되기 전에 먼저 턴-오프될 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프될 때 스위칭 전류(I_IND)가 순방향으로 흐르고 있다면, 제2 파워 MOSFET(220)의 바디 다이오드로 스위칭 전류(I_IND)가 흐를 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)가 제2 파워 MOSFET(220)의 바디 다이오드로 흐르는 경우, 스위칭 노드(LX)에서 순방향 바이어스 다이오드 드롭이 발생할 수 있다. 상기 다이오드 드롭으로 인해, 스위칭 노드(LX)는 약 0.7V만큼 전압 강하될 수 있다. T3 시점에 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는, 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우되는 시점을 늦추기 위해 오프셋 값을 감소시킬 수 있다.
도 3b는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 제2 파워 MOSFET(220)의 턴-오프 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 느린 경우의 타이밍도이다.
도 3b를 참조하면, 스위칭 전류(I_IND)는 역방향으로 흐를 수 있다. 역방향은, 배터리(200)로부터 나오는 방향일 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)는 역방향으로 흐를 때, 음의 값을 가질 수 있다. 도 3b를 참조하면, T4 시점에 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우로 천이되고, 체크 신호가 생성될 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)는 T5 시점에 0이 될 수 있다. 즉, 제2 파워 MOSFET(220)은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되고 나서 턴-오프될 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프될 때 스위칭 전류(I_IND)가 역방향으로 흐르고 있다면, 스위칭 노드(LX)의 전압이 급격하게 승압될 수 있다. 스위칭 노드(LX)의 전압이 급격하게 승압되므로 스위칭 노드(LX)에 대한 미분 값은 임계 값을 초과할만큼 클 수 있다. 스위칭 노드(LX)에 대한 미분 값이 임계 값을 초과하는 경우, T3 시점에 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는, 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우되는 시점을 앞당기기 위해 오프셋 값을 증가시킬 수 있다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로의 동작 방법을 나타내는 순서도이다.
도 4를 참조하면, 동작 S410에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 초기 오프셋 값을 설정할 수 있다. 상기 초기 오프셋 값은 제조 과정에서 미리 설정된 값일 수 있다. 다만, PVT(process, voltage, temperature) 배리에이션에 따라 제조 과정의 환경과 동작 환경은 서로 상이할 수 있다. PVT 배리에이션 때문에, 초기 오프셋 값에 따라 제2 파워 MOSFET(220)을 오프하는 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점과 불일치할 수 있다. 또한, PVT 배리에이션이 동일하다고 하더라도, 완충 상태에서 배터리(200)의 전압과 방전 상태에서 배터리(200)의 전압에 따라 초기 오프셋 값에 따라 제2 파워 MOSFET(220)을 오프하는 시점과 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점은 서로 불일치할 수도 있다.
동작 S420에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 동작 모드가 벅 모드인지 또는 부스트 모드인지 결정할 수 있다. 예를 들어, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 충전 컨트롤러(120)로부터 모드 신호(SIG_MODE)를 수신할 수 있다. 예를 들어, 양방향 스위칭 컨버터(110)가 벅 모드, 부스트 모드를 지원하는 경우, 모드 신호(SIG_MODE)는 1비트일 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 모드 신호(SIG_MODE)가 로직 하이인 경우 부스트 모드로, 로직 로우인 경우 벅 모드를 지시하는 것을 식별할 수 있다.
동작 S430에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프된 시점에 체크 신호를 생성할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 동작 S420에서 현재 부스트 모드로 동작하는 것을 결정할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 상기 부스트 모드에 상응하는 제1 파워 MOSFET(210)의 온/오프를 모니터링할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되면, 체크 신호를 생성할 수 있다. 상기 체크 신호는, 미분기(241)를 활성화하여 스위칭 노드(LX)의 미분 값을 측정하기 위한 제어 신호일 수 있다.
동작 S435에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 다이오드 검출기(243)에서 순방향 바이어스가 검출되었는지 판단할 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프된 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0에 도달한 시점보다 빠른 경우, 스위칭 전류(I_IND)는 다이오드 검출기(243)로 흐를 수 있다. 따라서, 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이어스를 검출할 수 있다. 이때, 상기 순방향 바이어스는 양의 전압일 수 있다. 순방향 바이어스가 검출된 경우, 카운터(244)는 오프셋 값을 감소시킬 수 있다. 오프셋 값이 감소됨에 따라 제1 파워 MOSFET(210)이 먼저 턴-오프되는 시간 간격은 감소될 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)이 먼저 턴-오프되는 시간 간격이 감소됨에 따라 다이오드 검출기(243)에서 검출되는 순방향 바이어스의 전압 크기도 점점 감소될 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 다이오드 검출기(243)에서 순방향 바이어스가 검출되지 않으면 동작 S440으로 진행할 수 있다.
동작 S440에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX)의 미분 값이 임계 값을 초과하였는지 판단할 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프된 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0에 도달한 시점보다 느릴 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프된 시점의 스위칭 전류(I_IND)는 배터리(200)로 흐를 수 있다. 즉, 스위칭 전류(I_IND)가 배터리(200)로 유입되어 배터리(200)를 충전하는 동안, 스위칭 노드(LX)의 전압은 감소될 수 있다.
스위칭 전류(I_IND)는 인덕터에 흐르는 전류이므로, 배터리(200)로 유입되는 스위칭 전류(I_IND)의 크기는 스위칭 노드(LX)가 감소되는 기울기의 크기와 동일할 수 있다. 즉, 배터리(200)로 유입되는 스위칭 전류(I_IND)의 크기가 클수록 스위칭 노드(LX)의 전압은 급격하게 감소될 수 있다. 배터리(200)에 유입되는 스위칭 전류(I_IND)의 크기가 클 때, 비교기(242)는 미분기(241)에서 출력된 미분 값이 임계 값을 초과하는 것을 판단할 수 있다. 이때, 상기 미분 값은 음의 값을 가질 수 있다. 미분의 절대 값이 임계 값을 초과하므로, 카운터(244)는 오프셋 값을 증가시킬 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프될 때까지 오프셋이 증가되면, 스위칭 노드(LX)의 전압은 인덕터와 스위칭 노드(LX)의 기생 커패시턴스에 의한 LC 공진에 의해서 천천히 감소될 수 있다. 카운터(244)는 스위칭 노드(LX)의 전압이 LC 공진에 의해 천천히 감소되어, 미분의 절대 값이 임계 값보다 작으면, 오프셋 값을 유지할 수 있다.
전술한 실시예에서, 동작 S435에서 다이오드 검출기(243)를 이용하여 순방향 바이어스가 검출되는지 먼저 판단하고, 동작 S440에서 미분기(241)를 이용하여 스위칭 노드(LX)의 미분 값이 임계 값을 초과하는지 판단하는 것으로 도시되었으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 다양한 실시예들에 따라, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 동작 S440에서 미분 값이 임계 값을 초과하였는지 먼저 판단할 수도 있고 동작 S435 및 동작 S440을 동시에 수행할 수도 있다.
동작 S450에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프된 시점에 체크 신호를 생성할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 동작 S420에서 현재 벅 모드로 동작하는 것을 결정할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 상기 벅 모드에 상응하는 제2 파워 MOSFET(220)의 온/오프를 모니터링할 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되면, 체크 신호를 생성할 수 있다. 상기 체크 신호는, 미분기(241)를 활성화하여 스위칭 노드(LX)의 미분 값을 측정하기 위한 제어 신호일 수 있다.
동작 S445에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 다이오드 검출기(243)에서 순방향 바이어스가 검출되었는지 판단할 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프된 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0에 도달한 시점보다 빠른 경우, 스위칭 전류(I_IND)는 다이오드 검출기(243)로 흐를 수 있다. 따라서, 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이어스를 검출할 수 있다. 이때, 상기 순방향 바이어스는 음의 전압일 수 있다. 상기 순방향 바이어스가 검출된 경우, 카운터(244)는 오프셋 값을 감소시킬 수 있다. 오프셋 값이 감소됨에 따라 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점과 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시간 간격은 감소될 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 먼저 턴-오프되는 시간 간격이 감소됨에 따라 다이오드 검출기(243)에서 검출되는 순방향 바이어스의 전압 크기도 점점 감소될 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 다이오드 검출기(243)에서 순방향 바이어스가 검출되지 않으면 동작 S460으로 진행할 수 있다.
동작 S460에서, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX)의 미분 값이 임계 값을 초과하였는지 판단할 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프된 시점이 스위칭 전류(I_IND)가 0에 도달한 시점보다 느릴 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프된 시점의 스위칭 전류(I_IND)는 배터리(200)에서 출력될 수 있다. 즉, 스위칭 전류(I_IND)가 배터리(200)에서 출력되어 배터리(200)를 방전하는 동안, 스위칭 노드(LX)의 전압은 증가될 수 있다.
스위칭 전류(I_IND)는 인덕터에 흐르는 전류이므로, 배터리(200)에서 출력되는 스위칭 전류(I_IND)의 크기는 스위칭 노드(LX)가 증가되는 기울기의 크기와 동일할 수 있다. 즉, 배터리(200)에서 출력되는 스위칭 전류(I_IND)의 크기가 클수록 스위칭 노드(LX)의 전압은 급격하게 증가될 수 있다. 배터리(200)에서 출력되는 스위칭 전류(I_IND)의 크기가 클 때, 비교기(242)는 미분기(241)에서 출력된 미분 값이 임계 값을 초과하는 것을 판단할 수 있다. 이때, 상기 미분 값은 양의 값을 가질 수 있다. 미분의 절대 값이 임계 값을 초과하므로, 카운터(244)는 오프셋 값을 증가시킬 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프될 때까지 오프셋이 증가되면, 스위칭 노드(LX)의 전압은 인덕터와 스위칭 노드(LX)의 기생 커패시턴스에 의한 LC 공진에 의해서 천천히 감소될 수 있다. 카운터(244)는 스위칭 노드(LX)의 전압이 LC 공진에 의해 천천히 감소되어, 미분의 절대 값이 임계 값보다 작으면, 오프셋 값을 유지할 수 있다.
전술한 실시예에서, 동작 S455에서 다이오드 검출기(243)를 이용하여 순방향 바이어스가 검출되는지 먼저 판단하고, 동작 S460에서 미분기(241)를 이용하여 스위칭 노드(LX)의 미분 값이 임계 값을 초과하는지 판단하는 것으로 도시되었으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 다양한 실시예들에 따라, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 동작 S460에서 미분 값이 임계 값을 초과하였는지 먼저 판단할 수도 있고 동작 S455 및 동작 S460을 동시에 수행할 수도 있다.
도 5a는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 5a를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 모드로 동작할 수 있다. 오프셋은 5비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 초기 오프셋 값은 '10000'일 수 있다.
ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 벅 모드에 응답하여 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우로 천이될 때, 체크 신호(CHECK)를 생성하여 스위칭 노드(LX)의 전압 변화와 다이오드 검출기(243)의 순방향 바이오스가 검출되는지 모니터링할 수 있다. 도 5a에 도시된 바와 같이, 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되어 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 빠를 수 있다. 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점에 스위칭 전류(I_IND)는 역방향으로 흐르므로 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이오스를 검출하지 않는다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX)의 미분 값을 확인할 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)가 역방향이므로 스위칭 노드(LX)의 전압을 급격하게 승압될 수 있다. 역방향의 스위칭 전류(I_IND) 크기가 감소됨에 따라 스위칭 노드(LX)가 승압되는 기울기는 줄어들 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX) 전압의 미분 값이 임계 값을 초과하는 것을 검출하고, 오프셋 값을 1만큼 증가시키는 제어 신호(UP)를 생성할 수 있고, 오프셋 값은 1만큼 증가된 10001에 상응할 수 있다.
제2 구간(PERIOD 2)을 시작할 때, 오프셋 값은 1만큼 증가된 10001에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 증가되었으므로, 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제1 구간(PERIOD 1)보다 짧아질 수 있다. 즉, 제2 구간(PERIOD 2)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 제1 구간(PERIOD 1)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점보다 빨라질 수 있다. 다만, 제2 구간(PERIOD 2)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 여전히 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 느릴 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 로직 하이를 유지하는 시간 길이가 짧아졌으므로 역방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기도 감소될 수 있다. 역방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기가 감소하였으므로, 제1 구간(PERIOD 1)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 승압되는 기울기보다 제2 구간(PERIOD 2)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 승압되는 기울기가 더 작을 수 있다. 다만, 제2 구간(PERIOD 2)에서도 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX) 전압의 미분 값이 임계 값을 초과하는 것을 검출하고, 오프셋 값을 1만큼 증가시키는 제어 신호(UP)를 생성할 수 있고, 오프셋 값은 1만큼 증가된 10010에 상응할 수 있다.
제3 구간(PERIOD 3)을 시작할 때, 오프셋 값은 초기 오프셋에 대하여 2만큼 증가된 10010에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 더욱 증가되었으므로, 제3 구간(PERIOD 3)에서 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제2 구간(PERIOD 1)의 시간 길이보다 더 짧아질 수 있다. 즉, 제3 구간(PERIOD 3)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 제2 구간(PERIOD 2)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점보다 빨라질 수 있다. 예를 들어, 제3 구간(PERIOD 3)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점과 거의 일치할 수 있다. 제2 파워 MOSFET(220)이 로직 하이를 유지하는 시간 길이가 짧아졌으므로 역방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기도 더 감소될 수 있다. 역방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기가 감소하였으므로, 제2 구간(PERIOD 2)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 승압되는 기울기보다 제3 구간(PERIOD 3)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 승압되는 기울기가 더 작을 수 있다. 또한, 스위칭 노드(LX)의 전압은 인덕터와 스위칭 노드(LX)의 기생 커패시턴스에 의한 LC 공진에 의해서 천천히 증가될 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX) 전압의 미분 값이 임계 값보다 작은 것을 검출하고, 오프셋 값은 증가되지 않고 10010 값으로 유지될 수 있다.
도 5b는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 벅 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 5b를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 모드로 동작할 수 있다. 오프셋은 5비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 초기 오프셋 값은 10000일 수 있다.
ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 벅 모드에 응답하여 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우로 천이될 때, 체크 신호(CHECK)를 생성하여 스위칭 노드(LX)의 전압 변화와 다이오드 검출기(243)의 순방향 바이오스가 검출되는지 모니터링할 수 있다. 도 5b에 도시된 바와 같이, 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되어 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 느릴 수 있다. 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점에 스위칭 전류(I_IND)는 순방향으로 흐르므로 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이오스 전압을 검출할 수 있다. 체크 신호(CHECK)가 인가되면, 스위칭 전류(I_IND)는 제2 파워 MOSFET(220)의 바디 다이오드로 흐를 수 있다. 따라서, 순방향 바이오스 전압은 음의 값을 가질 수 있다. 예를 들어, 순방향 바이오스 전압은 - 0.7V 일 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 검출 신호를 수신함에 응답하여 오프셋 값을 감소시킬 수 있다.
제5 구간(PERIOD 5)을 시작할 때, 오프셋 값은 1만큼 감소된 01111에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 감소되었으므로, 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제1 구간(PERIOD 1)보다 길어질 수 있다. 즉, 제2 구간(PERIOD 2)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 제1 구간(PERIOD 1)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점보다 늦어질 수 있다. 다만, 제2 구간(PERIOD 2)의 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 여전히 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 빠를 수 있다. 따라서, 체크 신호(CHECK)가 인가되면, 스위칭 전류(I_IND)는 제2 파워 MOSFET(220)의 바디 다이오드로 흐를 수 있다. 순방향 바이오스 전압은 음의 값을 가질 수 있다. 예를 들어, 순방향 바이오스 전압은 - 0.4V 일 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 검출 신호를 수신함에 응답하여 오프셋 값을 추가로 감소시킬 수 있다.
제6 구간(PERIOD 6)을 시작할 때, 오프셋 값은 초기 오프셋에 대하여 2만큼 감소된 01110에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 더욱 감소되었으므로, 제6 구간(PERIOD 6)에서 제2 파워 MOSFET(220)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제2 구간(PERIOD 1)의 시간 길이보다 더 짧아질 수 있다. 즉, 제6 구간(PERIOD 6)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 제5 구간(PERIOD 5)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점보다 빨라질 수 있다. 예를 들어, 제6 구간(PERIOD 6)에서 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점과 거의 일치할 수 있다. 따라서, 체크 신호(CHECK)가 인가되었을 때, 순방향 바이오스 전압이 검출되지 않을 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 순방향 바이오스 전압이 검출되지 않았음을 지시하는 제어 신호를 수신함에 응답하여 오프셋 값을 유지할 수 있다.
도 6a는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 부스트 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 6a를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 부스트 모드로 동작할 수 있다. 오프셋은 5비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 초기 오프셋 값은 '10000'일 수 있다.
ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 부스트 모드에 응답하여 제1 파워 MOSFET(210)의 게이트 신호(GD_HS)가 로직 로우로 천이될 때, 체크 신호(CHECK)를 생성하여 스위칭 노드(LX)의 전압 변화와 다이오드 검출기(243)의 순방향 바이오스가 검출되는지 모니터링할 수 있다. 도 6a에 도시된 바와 같이, 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되어 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 빠를 수 있다. 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점에 스위칭 전류(I_IND)는 순방향으로 흐를 수 있다. 부스트 모드 동안 제1 파워 MOSFET(210)의 양단을 측정하는 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이오스를 검출하지 않는다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX)의 미분 값을 확인할 수 있다. 스위칭 전류(I_IND)가 순방향이므로 스위칭 노드(LX)의 전압을 급격하게 강하될 수 있다. 순방향의 스위칭 전류(I_IND) 크기가 감소됨에 따라 스위칭 노드(LX)가 강하되는 기울기는 줄어들 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX) 전압의 미분 값이 임계 값을 초과하는 것을 검출하고, 오프셋 값을 1만큼 증가시킬 수 있다.
제2 구간(PERIOD 2)을 시작할 때, 오프셋 값은 1만큼 증가된 10001에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 증가되었으므로, 제1 파워 MOSFET(210)의 게이트 신호(GD_HS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제1 구간(PERIOD 1)보다 짧아질 수 있다. 즉, 제2 구간(PERIOD 2)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 제1 구간(PERIOD 1)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점보다 빨라질 수 있다. 다만, 제2 구간(PERIOD 2)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 여전히 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 느릴 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)이 로직 하이를 유지하는 시간 길이가 짧아졌으므로 순방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기도 감소될 수 있다. 순방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기가 감소하였으므로, 제1 구간(PERIOD 1)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 강하되는 기울기보다 제2 구간(PERIOD 2)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 강하되는 기울기가 더 작을 수 있다. 다만, 제2 구간(PERIOD 2)에서도 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX) 전압의 미분 값이 임계 값을 초과하는 것을 검출하고, 오프셋 값을 1만큼 증가시킬 수 있다.
제3 구간(PERIOD 3)을 시작할 때, 오프셋 값은 초기 오프셋에 대하여 2만큼 증가된 10010에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 더욱 증가되었으므로, 제3 구간(PERIOD 3)에서 제1 파워 MOSFET(210)의 게이트 신호(GD_HS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제2 구간(PERIOD 1)의 시간 길이보다 더 짧아질 수 있다. 즉, 제3 구간(PERIOD 3)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 제2 구간(PERIOD 2)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점보다 빨라질 수 있다. 예를 들어, 제3 구간(PERIOD 3)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점과 거의 일치할 수 있다. 제1 파워 MOSFET(210)이 로직 하이를 유지하는 시간 길이가 짧아졌으므로 순방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기도 더 감소될 수 있다. 순방향으로 흐르는 스위칭 전류(I_IND)의 최대 크기가 감소하였으므로, 제2 구간(PERIOD 2)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 강하되는 기울기보다 제3 구간(PERIOD 3)에서 스위칭 노드(LX)의 전압이 강하되는 기울기가 더 작을 수 있다. 또한, 스위칭 노드(LX)의 전압은 인덕터와 스위칭 노드(LX)의 기생 커패시턴스에 의한 LC 공진에 의해서 천천히 감소될 수 있다. ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 스위칭 노드(LX) 전압의 미분 값이 임계 값보다 작은 것을 검출하고, 오프셋 값은 증가되지 않고 10010 값으로 유지될 수 있다.
도 6b는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 부스트 모드에서 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 동작에 따른 타이밍도이다.
도 6b를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 부스트 모드로 동작할 수 있다. 오프셋은 5비트로 표현될 수 있다. 예를 들어, 초기 오프셋 값은 10000일 수 있다.
ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 부스트 모드에 응답하여 제1 파워 MOSFET(210)의 게이트 신호(GD_LS)가 로직 로우로 천이될 때, 체크 신호(CHECK)를 생성하여 스위칭 노드(LX)의 전압 변화와 다이오드 검출기(243)의 순방향 바이오스가 검출되는지 모니터링할 수 있다. 도 6b에 도시된 바와 같이, 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되어 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 느릴 수 있다. 체크 신호(CHECK)가 생성된 시점에 스위칭 전류(I_IND)는 역방향으로 흐를 수 있다. 부스트 모드 동안, 제1 파워 MOSFET(210)의 양단을 측정하는 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이오스 전압을 검출할 수 있다. 체크 신호(CHECK)가 인가되면, 스위칭 전류(I_IND)는 제1 파워 MOSFET(210)의 바디 다이오드로 흐를 수 있다. 따라서, 순방향 바이오스 전압은 양의 값을 가질 수 있다. 예를 들어, 순방향 바이오스 전압은 + 0.7V 일 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 검출 신호를 수신함에 응답하여 오프셋 값을 감소시킬 수 있다.
제5 구간(PERIOD 5)을 시작할 때, 오프셋 값은 1만큼 감소된 01111에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 감소되었으므로, 제1 파워 MOSFET(210)의 게이트 신호(GD_HS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제1 구간(PERIOD 1)보다 길어질 수 있다. 즉, 제2 구간(PERIOD 2)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 제1 구간(PERIOD 1)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점보다 늦어질 수 있다. 다만, 제2 구간(PERIOD 2)의 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 여전히 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점보다 빠를 수 있다. 따라서, 체크 신호(CHECK)가 인가되면, 스위칭 전류(I_IND)는 제1 파워 MOSFET(210)의 바디 다이오드로 흐를 수 있다. 순방향 바이오스 전압은 양의 값을 가질 수 있다. 예를 들어, 순방향 바이오스 전압은 + 0.4V 일 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 검출 신호를 수신함에 응답하여 오프셋 값을 추가로 감소시킬 수 있다.
제6 구간(PERIOD 6)을 시작할 때, 오프셋 값은 초기 오프셋에 대하여 2만큼 감소된 01110에 상응할 수 있다. 오프셋 값이 더욱 감소되었으므로, 제6 구간(PERIOD 6)에서 제1 파워 MOSFET(210)의 게이트 신호(GD_HS)가 로직 하이를 유지하는 시간 길이는 제2 구간(PERIOD 1)의 시간 길이보다 더 짧아질 수 있다. 즉, 제6 구간(PERIOD 6)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 제5 구간(PERIOD 5)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점보다 빨라질 수 있다. 예를 들어, 제6 구간(PERIOD 6)에서 제1 파워 MOSFET(210)이 턴-오프되는 시점은 스위칭 전류(I_IND)가 0이 되는 시점과 거의 일치할 수 있다. 따라서, 체크 신호(CHECK)가 인가되었을 때, 순방향 바이오스 전압이 검출되지 않을 수 있다. 카운터(244)는 다이오드 검출기(243)로부터 순방향 바이오스 전압이 검출되지 않았음을 지시하는 제어 신호를 수신함에 응답하여 오프셋 값을 유지할 수 있다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 노드의 영전류 검출에 대한 몬테카를로 시뮬레이션 결과를 도시한다.
도 7을 참조하면, 스위칭 전류(I_IND)에 대한 3000개 샘플에 대한 몬테카를로 시뮬레이션 결과가 도시된다.
실시예에 따라, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)가 비활성화된 경우, 제1 파워 MOSFET(210) 또는 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프될 때 스위칭 전류(I_IND)는 최소 -279mA내지 최대 216mA의 범위를 가지는 것을 알 수 있다.
실시예에 따라, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)가 활성화된 경우, 제1 파워 MOSFET(210) 또는 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프될 때 스위칭 전류(I_IND)는 최소 -44mA 내지 최대 7.5mA의 범위를 가지는 것을 알 수 있다.
전술한 실시예들을 살펴보면, 본 발명에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)를 포함하는 충전 IC(100)는 스위칭 전류(I_IND)가 0에 가까운 시점에서 스위칭을 수행하므로 소모 전력을 감소시키고 저전력에서 보다 효율적으로 동작할 수 있다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로를 이용한 효율 개선을 나타내는 그래프이다.
도 8을 참조하면, 벅 컨버터 효율 및 부스트 컨버터 효율이 각각 도시된다. 일 실시예에 따라, 제1 그래프(810) 내지 제3 그래프(830)는 양방향 스위칭 컨버터(110)가 벅 모드로 동작하는 경우에 상응할 수 있다. 제1 그래프(810) 및 제2 그래프(820)는 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)를 구비하지 않는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 벅 컨버터 효율을 나타낸다.
제1 그래프(810)는 배터리(200)의 전압이 3.4V인 경우, 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점에 제2 파워 MOSFET(220)을 턴-오프시키는 오프셋 값에 기반한 벅 컨버터 효율을 도시한다. 제1 그래프(810)는, 배터리(200)의 충전 상태가 나쁜 경우(예를 들어, 3.4V 내지 3.6V)에 86% 내지 87%의 좋은 효율을 나타내는 것을 도시한다.
제2 그래프(820)는 배터리(200)의 전압이 4.1V인 경우, 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점에 제2 파워 MOSFET(220)을 턴-오프시키는 오프셋 값에 기반한 벅 컨버터 효율을 도시한다. 제2 그래프(820)는, 배터리(200)의 충전 상태가 좋은 경우(예를 들어, 4.0V 내지 4.1V)에 약 89%의 좋은 효율을 나타내는 것을 도시한다.
즉, 오프셋 값이 고정되는 경우, 배터리(200)의 전압이 가변됨에 따라 배터리(200) 전압의 일부 영역에서는 효율이 좋을 수 있으나, 나머지 전압 영역에서는 효율이 나빠지는 것을 알 수 있다. 상기 나머지 전압 영역에서는 스위칭 전류(I_IND)가 0일 때 제2 파워 MOSFET(220)이 턴-오프되는 것을 보장하지 않기 때문이다.
제3 그래프(830)는 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)를 구비하여 오프셋 값을 실시간으로 가변하는 경우에 벅 컨버터로서 효율을 도시한다. 제3 그래프(830)를 참조하면, 배터리(200)의 충전 상태가 좋을때나 나쁠 때나 높은 효율을 나타내는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 배터리(200)의 충전 상태가 나쁜 경우, 제1 그래프(810)와 동일한 수준의 효율을 나타내며 배터리(200)의 충전 상태가 좋은 경우, 제2 그래프(820)와 동일한 수준의 효율을 나타내는 것을 알 수 있다.
다른 실시예에 따라, 제4 그래프(840) 내지 제6 그래프(860)는 양방향 스위칭 컨버터(110)가 부스트 모드로 동작하는 경우에 상응할 수 있다. 제4 그래프(840) 및 제5 그래프(850)는 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)를 구비하지 않는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 부스트 컨버터 효율을 나타낸다.
제4 그래프(840)는 OTG 전압이 4.8V일 때, 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점에 제1 파워 MOSFET(210)을 턴-오프시키는 오프셋 값에 기반한 부스트 컨버터 효율을 도시한다. 제4 그래프(840)는, OTG 전압이 낮을 때 약 90%의 좋은 효율을 나타내는 것을 도시한다.
제5 그래프(850)는 OTG 전압이 12V일 때, 스위칭 전류(I_IND)가 0인 시점에 제1 파워 MOSFET(210)을 턴-오프시키는 오프셋 값에 기반한 부스트 컨버터 효율을 도시한다. 제5 그래프(850)는, OTG 전압이 높을수록 좋은 효율을 나타내고, 낮은 OTG 전압에서는 효율이 나빠지는 것을 도시한다. 즉, 오프셋 값이 고정되는 경우, OTG 전압이 가변됨에 따라 OTG 전압의 일부 전압 영역에서는 효율이 좋을 수 있으나, 나머지 전압 영역에서는 효율이 나빠지는 것을 알 수 있다.
제6 그래프(860)는 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)를 구비하여 오프셋 값을 실시간으로 가변하는 경우에 부스트 컨버터로서 효율을 도시한다. 제6 그래프(860)를 참조하면, 배터리(200)의 모든 OTG 전압 값에 대하여 높은 효율을 나타내는 것을 알 수 있다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)의 다른 예를 도시한다.
도 9를 참조하면, ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)는 제1 비교기(242-1) 및 제2 비교기(242-2)를 포함할 수 있다. 미분기(241)는 스위칭 노드(LX)의 전압 값을 미분하고, 미분 값을 각각 제1 비교기(242-1) 및 제2 비교기(242-2)에게 전달할 수 있다.
제1 비교기(242-1)는 제1 임계 값과 상기 미분 값의 크기를 비교할 수 있다. 예를 들어, 제1 임계 값보다 미분 값이 큰 경우, 제1 비교기(242-1)는 오프셋을 증가시킬 것을 지시하는 제어 신호를 카운터(244)에게 출력할 수 있다.
제2 비교기(242-2)는 제2 임계 값과 상기 미분 값의 크기를 비교할 수 있다. 예를 들어, 제2 임계 값보다 미분 값이 큰 경우, 제2 비교기(242-2)는 오프셋을 증가시킬 것을 지시하는 제어 신호를 카운터(244)에게 출력할 수 있다. 이 때, 상기 제2 임계 값은 제1 임계 값보다 클 수 있다.
카운터(244)는 제1 비교기(242-1) 및 제2 비교기(242-2)로부터 제어 신호들을 수신할 수 있다. 일 예로, 미분 값이 상기 제1 임계 값 및 상기 제2 임계 값보다 큰 경우, 카운터(244)는 오프셋을 2만큼 증가시킬 수 있다. 다른 예로, 미분 값이 상기 제1 임계 값보다 크고, 상기 제2 임계 값보다 작은 경우, 카운터(244)는 오프셋을 1만큼 증가시킬 수 있다. 또 다른 예로, 미분 값이 상기 제1 임계 값 및 상기 제2 임계 값보다 작은 경우, 카운터(244)는 오프셋을 유지할 수 있다.
도 9에 도시된 ZCD 오토 캘리브레이션 회로(240)를 이용하면, 도 5a의 제2 구간(PERIOD 2)을 생략할 수 있다. 즉, 제1 구간(PERIOD 1)에서 측정된 미분 값이 상기 제1 임계 값 및 상기 제2 임계 값보다 큰 경우, 카운터(244)는 오프셋 값을 1씩 증분하는 것이 아니라, 2만큼 증분할 수 있다. 따라서, 제1 구간(PERIOD 1)의 다음 구간에서 측정되는 미분 값은 제3 구간(PERIOD 3)의 미분 값게 근접하도록 변경될 수 있다.
전술한 실시예들에서는, 스위칭 노드(LX)의 미분 값에 대하여 복수의 임계 값들과 비교하여 오프셋을 증분하는 크기가 가변될 수 있음을 도시하고 있으나 이에 제한되는 것은 아니다. 다양한 실시예들에서, 다이오드 검출기(243)는 순방향 바이오스 전압의 크기를 단일 임계 값과 비교하는 것이 아니라, 복수의 임계 값들과 비교하여 오프셋을 감소시키는 크기를 다양하게 설정할 수 있을 것이다.

Claims (20)

  1. 입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 제1 파워 MOSFET;
    상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 파워 MOSFET;
    상기 제1 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제1 제어 신호 및 상기 제2 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제2 제어 신호를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러;
    동작 모드에 따라, 상기 제1 제어 신호와 함께 상기 제1 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제1 오프셋을 생성하거나, 상기 제2 제어 신호와 함께 상기 제2 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제2 오프셋을 생성하는 ZCD(zero current detection) 오토 캘리브레이션 회로;를 포함하고,
    상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는, 상기 스위칭 노드의 전압 미분 값과 순방향 바이오스 검출 결과에 기반하여 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋의 값을 가변하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는,
    상기 스위칭 노드의 전압 값을 미분하기 위한 미분기;
    상기 미분기로부터 미분 값을 수신하고, 임계 값과 비교하여 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋을 증가시키는 오프셋 증가 신호를 출력하는 비교기;
    상기 동작 모드에 따라, 상기 제1 파워 MOSFET 또는 상기 제2 파워 MOSFET의 양 단자 사이에 순방향 바이오스 전압을 검출하고, 검출 결과에 따라 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋을 감소시키는 오프셋 감소 신호를 출력하는 다이오드 검출기; 및
    상기 오프셋 증가 신호 및 상기 오프셋 감소 신호를 수신하고, 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋을 가변하기 위한 카운터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 다이오드 검출기는,
    상기 동작 모드가 벅 모드에 상응하는 경우, 상기 제2 파워 MOSFET의 턴-오프에 응답하여 상기 제2 파워 MOSFET의 게이트 단자에 인가되는 펄스 신호를 생성하여 상기 제2 파워 MOSFET의 양 단자 간에 순방향 바이오스 전압을 검출하고,
    상기 동작 모드가 부스트 모드에 상응하는 경우, 상기 제1 파워 MOSFET의 턴-오프에 응답하여 상기 제1 파워 MOSFET의 게이트 단자에 인가되는 펄스 신호를 생성하여 상기 제1 파워 MOSFET의 양 단자 간에 순방향 바이오스 전압을 검출하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 비교기는,
    상기 미분 값이 상기 임계 값을 초과하는 경우, 상기 카운터에게 상기 오프셋 증가 신호를 전달하고,
    상기 미분 값이 상기 임계 값보다 작은 경우, 상기 카운터에게 상기 오프셋 증가 신호를 전달하는 것을 바이패스하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 제2 파워 MOSFET은,
    상기 동작 모드가 벅 모드이고, 상기 오프셋 증가 신호가 상기 카운터에 입력된 경우, 상기 오프셋 증가 신호에 응답하여 턴-오프 시점이 빨라지는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  6. 청구항 4에 있어서,
    상기 제1 파워 MOSFET은,
    상기 동작 모드가 부스트 모드이고, 상기 오프셋 감소 신호가 상기 카운터에 입력된 경우, 상기 오프셋 감소 신호에 응답하여 턴-오프 시점이 지연되는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  7. 청구항 4에 있어서,
    상기 제1 파워 MOSFET은,
    상기 동작 모드가 부스트 모드이고, 상기 오프셋 증가 신호가 상기 카운터에 입력된 경우, 상기 오프셋 증가 신호에 응답하여 턴-오프 시점이 빨라지는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  8. 청구항 4에 있어서,
    상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는,
    상기 미분기로부터 상기 미분 값을 수신하여, 추가 임계 값과 비교하기 위한 추가 비교기를 더 포함하고,
    상기 카운터는,
    상기 미분 값이 상기 임계 값 및 상기 추가 임계 값보다 큰 경우, 오프셋 증분을 크게 설정하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터.
  9. 배터리;
    입력 전압 노드와 스위칭 노드 사이를 연결하는 제1 파워 MOSFET과, 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 파워 MOSFET과, 상기 제1 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제1 제어 신호 및 상기 제2 파워 MOSFET을 턴-온하기 위한 제2 제어 신호를 토글하는 PWM(pulse width modulation) 컨트롤러와, 동작 모드에 따라, 상기 제1 제어 신호와 함께 상기 제1 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제1 오프셋을 생성하거나, 상기 제2 제어 신호와 함께 상기 제2 파워 MOSFET의 턴-온 시간을 가변하기 위한 제2 오프셋을 생성하는 ZCD(zero current detection) 오토 캘리브레이션 회로를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터;
    외부 장치로부터 공급되는 전압을 상기 배터리에 제공하는 제1 인터페이스; 및
    상기 배터리로부터 제공되는 전압을 외부 장치에게 제공하는 제2 인터페이스를 포함하고,
    상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는, 상기 스위칭 노드의 전압 미분 값과 순방향 바이오스 검출 결과에 기반하여 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋의 값을 가변하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는,
    상기 스위칭 노드의 전압 값을 미분하기 위한 미분기;
    상기 미분기로부터 미분 값을 수신하고, 임계 값과 비교하여 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋을 증가시키는 오프셋 증가 신호를 출력하는 비교기;
    상기 동작 모드에 따라, 상기 제1 파워 MOSFET 또는 상기 제2 파워 MOSFET의 양 단자 사이에 순방향 바이오스 전압을 검출하고, 검출 결과에 따라 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋을 감소시키는 오프셋 감소 신호를 출력하는 다이오드 검출기; 및
    상기 오프셋 증가 신호 및 상기 오프셋 감소 신호를 수신하고, 상기 제1 오프셋 또는 상기 제2 오프셋을 가변하기 위한 카운터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 다이오드 검출기는,
    상기 동작 모드가 벅 모드에 상응하는 경우, 상기 제2 파워 MOSFET의 턴-오프에 응답하여 상기 제2 파워 MOSFET의 게이트 단자에 인가되는 펄스 신호를 생성하여 상기 제2 파워 MOSFET의 양 단자 간에 순방향 바이오스 전압을 검출하고,
    상기 동작 모드가 부스트 모드에 상응하는 경우, 상기 제1 파워 MOSFET의 턴-오프에 응답하여 상기 제1 파워 MOSFET의 게이트 단자에 인가되는 펄스 신호를 생성하여 상기 제1 파워 MOSFET의 양 단자 간에 순방향 바이오스 전압을 검출하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  12. 청구항 3에 있어서,
    상기 비교기는,
    상기 미분 값이 상기 임계 값을 초과하는 경우, 상기 카운터에게 상기 오프셋 증가 신호를 전달하고,
    상기 미분 값이 상기 임계 값보다 작은 경우, 상기 카운터에게 상기 오프셋 증가 신호를 전달하는 것을 바이패스하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 제2 파워 MOSFET은,
    상기 동작 모드가 벅 모드이고, 상기 오프셋 증가 신호가 상기 카운터에 입력된 경우, 상기 오프셋 증가 신호에 응답하여 턴-오프 시점이 빨라지는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  14. 청구항 12에 있어서,
    상기 제1 파워 MOSFET은,
    상기 동작 모드가 부스트 모드이고, 상기 오프셋 감소 신호가 상기 카운터에 입력된 경우, 상기 오프셋 감소 신호에 응답하여 턴-오프 시점이 지연되는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  15. 청구항 12에 있어서,
    상기 제1 파워 MOSFET은,
    상기 동작 모드가 부스트 모드이고, 상기 오프셋 증가 신호가 상기 카운터에 입력된 경우, 상기 오프셋 증가 신호에 응답하여 턴-오프 시점이 빨라지는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  16. 청구항 12에 있어서,
    상기 ZCD 오토 캘리브레이션 회로는,
    상기 미분기로부터 상기 미분 값을 수신하여, 추가 임계 값과 비교하기 위한 추가 비교기를 더 포함하고,
    상기 카운터는,
    상기 미분 값이 상기 임계 값 및 상기 추가 임계 값보다 큰 경우, 오프셋 증분을 크게 설정하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  17. 청구항 9에 있어서,
    상기 제1 인터페이스를 통해 상기 외부 장치가 식별되는 경우, 상기 동작 모드는 벅 모드로 결정되고,
    상기 제2 인터페이스를 통해 상기 외부 장치가 식별되는 경우, 상기 동작 모드는 부스트 모드로 결정되는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  18. 양방향 스위칭 컨버터의 동작 방법에 있어서,
    초기 오프셋을 설정하는 단계;
    상기 양방향 스위칭 컨버터의 동작 모드를 식별하는 단계;
    상기 식별된 동작 모드에 따라 제1 파워 MOSFET 또는 제2 파워 MOSFET의 양 단자 사이에 순방향 바이오스 전압이 검출되는지 판단하는 단계;
    상기 순방향 바이오스 전압이 검출되지 않는 경우, 스위칭 노드의 전압에 대한 미분의 절대 값이 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계를 포함하고,
    제1 파워 MOSFET은 입력 전압 노드와 상기 스위칭 노드 사이를 연결하고,
    제2 파워 MOSFET은 상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 양방향 스위칭 컨버터의 동작 방법.
  19. 청구항 18에 있어서,
    상기 식별된 동작 모드가 벅 모드에 상응하는 경우,
    상기 순방향 바이오스 전압이 검출되는지 판단하는 단계는,
    상기 제2 파워 MOSFET의 양 단자 사이에서 상기 순방향 바이오스 전압을 검출하는 단계; 및
    상기 순방향 바이오스 전압이 검출되는 경우, 상기 초기 오프셋을 감소시키는 단계를 더 포함하고,
    상기 스위칭 노드의 전압에 대한 미분의 절대 값이 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계는, 상기 절대 값이 상기 임계 값을 초과하는 경우, 상기 초기 오프셋을 증가시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터의 동작 방법.
  20. 청구항 18에 있어서,
    상기 식별된 동작 모드가 부스트 모드에 상응하는 경우,
    상기 순방향 바이오스 전압이 검출되는지 판단하는 단계는,
    상기 제1 파워 MOSFET의 양 단자 사이에서 상기 순방향 바이오스 전압을 검출하는 단계; 및
    상기 순방향 바이오스 전압이 검출되는 경우, 상기 초기 오프셋을 감소시키는 단계를 더 포함하고,
    상기 스위칭 노드의 전압에 대한 미분의 절대 값이 임계 값을 초과하는지 판단하는 단계는, 상기 절대 값이 상기 임계 값을 초과하는 경우, 상기 초기 오프셋을 증가시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터의 동작 방법.
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