JP5226753B2 - 充電システムおよび充電方法 - Google Patents

Description

本発明は、充電器に使用する半導体スイッチの発熱を抑制する技術に関する。

ＤＣ／ＤＣコンバータで二次電池を充電する充電器は、直流の入力電圧をＭＯＳ−ＦＥＴのような半導体素子のスイッチング素子をパルス幅制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）方式または周波数制御（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）方式でスイッチング制御して直流の出力電圧を生成する。ＰＷＭ方式ではスイッチング素子がオン期間とオフ期間の合計時間に相当する周期に対応するスイッチング周波数を一定にしてオン期間を制御し、ＰＦＭ方式ではオン期間を一定にしてオフ期間を制御することでスイッチング周波数を変化させて出力電圧を一定の範囲に制御する。

充電器は、スイッチング素子の他に、制御用のＩＣチップ、インダクタ、および平滑コンデンサを含んで構成されている。スイッチング素子は、動作中の発熱による温度上昇を所定の範囲以下に抑える必要がある。スイッチング素子は、オン抵抗、ゲート充電電荷量、ターンオン時間、およびターンオフ時間などの素子に固有の定数と入力電圧および出力電流（充電電流）などの回路定数とスイッチング周波数で発熱量が決まる。

充電器の設計では、入力電圧および出力電流が決まるとスイッチング素子を選定してスイッチング周波数を決める。ＤＣ／ＤＣコンバータは、原理上出力電圧にリップル成分を含むのでこのとき許容されるリップル含有率も考慮する。リップル含有率は、スイッチング周波数が低いほど多くなる。その後、出力電流に適合するインダクタを選定し、最後にリップル電圧を許容範囲に収めるためのコンデンサを決める。ここで、スイッチング周波数が低いほど発熱量が少なくなるため小型のスイッチング素子を使用することができるが、逆にリップル電流は大きくなるためリップル電圧を所定の範囲に収めるためのインダクタおよび平滑コンデンサが大型化するという問題が残る。

リチウム二次電池は、定電圧定電流方式で充電される。リチウム二次電池の充電では、安全を維持し劣化の促進を抑制する上で電池セルに対する充電電圧の上限を厳しく管理する必要があり、過電圧保護回路を設けて充電電圧の最大値を制御している。定電圧領域で充電している間は、充電器の出力電圧が最大値に到達しているため、出力電圧に重畳されるリップル電圧が大きいと過電圧保護回路が動作する。

また、定電圧領域での出力電圧の設定を下げてリップル電圧が大きくなっても過電圧保護回路が動作しないようにすると、充電が終了したときの満充電容量が小さくなるため必要以上に出力電圧を下げることは好ましくない。したがって、これまではＰＷＭ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを採用した充電器では、定電圧領域で過電圧保護回路が動作しないように、ある程度高いスイッチング周波数を定電流領域の充電から定電圧領域の充電まで固定して使用していた。

特許文献１および特許文献２は、軽負荷時に発振周波数を下げて効率を改善し、重負荷時に発振周波数を上げて良好な応答特性と低リップル電圧を得るスイッチング・レギュレータを開示する。特許文献３は、ピークホールド回路により、脈流のピーク値をモニタして定電流定電圧方式によりリチウム電池を充電する技術を開示する。

特開平１１−１５５２８１号公報 特開２０１０−１７８６０８号公報 特許第３６２０１１８号公報

近年リチウム二次電池に、大きな充電電流を流して短時間で充電することができる急速充電型のものが採用されてきている。急速充電型のリチウム二次電池を急速充電する充電器は大電流を流す必要があるために、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子の電力損失による発熱が問題になる。大容量のスイッチング素子を採用して対応する方法もあるが、サイズが大きくなりまたコストも上昇するといった問題がある。

二次電池の充電特性を分析すると、充電器はデバイスに電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータと異なって、充電の初期から終了までの全充電期間にわたってリップル含有率を所定の範囲に収める必要がないことがわかってきた。したがって、この充電特性に基づいて充電期間中の一定の範囲でスイッチング周波数を下げることができれば、必要以上に大きな容量のスイッチング素子を採用しない充電器で急速充電をすることができる。

そこで本発明の目的は、小さな容量のスイッチング素子を採用して大きな充電電流で充電することができる充電システムを提供することにある。さらに本発明の目的は、通常充電に適合するスイッチング素子を採用して急速充電が可能な充電システムを提供することにある。さらに本発明の目的は、そのような充電システムに採用する充電方法およびそのような充電システムを搭載した携帯式コンピュータを提供することにある。

本発明は、直流の入力電圧をパルス幅制御方式でスイッチング制御する充電システムに関する。パルス幅制御方式では、スイッチング周波数を一定にしてデューティ比を調整し出力電圧を制御する。スイッチング周波数が高いほうが出力電圧に含まれるリップル電圧が減少するので質のよい出力電圧を生成することができる。出力電圧に重畳されるリップル電圧は過電圧保護回路を動作させる。

他方においてスイッチング周波数が高くなるとスイッチング素子の発熱量が多くなり大型のスイッチング素子を採用する必要がある。充電器において問題になるリップル電圧は、直流成分に対する交流成分の割合から計算するリップル含有率ではなく、リップル電圧が重畳された直流電圧のピーク値、すなわち、交流成分を含む出力電圧のピーク値である。本発明は、充電器では充電の進行に伴って出力電圧が変化するため、充電の全期間に渡って高いスイッチング周波数でリップル電圧を抑制する必要がないという新たな知見に基づいて、スイッチング素子の小型化を図るものである。

スイッチング素子は、直流の入力電圧を所定のスイッチング周波数でスイッチングして生成した出力電圧で二次電池を充電する。制御回路はスイッチング素子を充電の開始直後は第１のスイッチング周波数で動作させ、周波数切換条件が成立したときに第１のスイッチング周波数よりも高い第２のスイッチング周波数で動作させる。充電の開始直後は低いスイッチング周波数であっても出力電圧も低いので充電回路ではリップル電圧の大きさが問題にならない。そして、充電が進行して出力電圧が上昇したときに高いスイッチング周波数に切り換えることでリップル電圧を小さくして、充電の開始から充電の終了までの間に直流成分に交流成分が重畳された出力電圧のピーク値を所定値以下にすることができる。

周波数切換条件は、出力電圧に含まれるリップル電圧で二次電池を保護する保護回路が動作しない範囲で、かつ、最も充電電気量が多くなるタイミングに設定することが望ましい。保護回路が動作しない範囲はリップル電圧のピーク値に所定のマージンを見込んで決定することができる。このマージンは第２のスイッチング周波数で動作するときの保護回路の動作に対するマージンと同等に設定することができる。

最も充電電気量が多くなるタイミングは最も充電時間が進行したタイミングということもできる。できるだけ充電が進行してから第２のスイッチング周波数に切り換えることで、第２のスイッチング周波数で動作する時間を短くしてスイッチング素子の発熱を効果的に抑制することができる。また、スイッチング素子は、同期整流方式で動作する第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子で構成することもできる。このとき、第２のスイッチング素子は、ダイオードで構成することもできる。

本発明にかかる充電システムは、出力電流が大きい定電流充電期間と出力電圧が高い定電圧充電期間を含む定電流定電圧制御方式の充電に適している。この場合、制御部はスイッチング素子を、定電流充電期間の大部分では第１のスイッチング周波数で動作させ、定電流充電期間の一部と定電圧充電期間のすべてにおいては第２のスイッチング周波数で動作させることができる。このときスイッチング周波数の切り換えのタイミングは、定電流充電期間の末期の近くになる。

制御部は、定電流充電期間中に出力電圧の平均値が所定値に到達したとき、二次電池の残存電気量が所定値に到達したとき、スイッチング素子のデューティ比が所定値に到達したとき、またはリップル電圧を含む出力電圧のピークが所定値に到達したときのいずれかまたはその組み合わせに基づいて周波数切換条件が成立したと判断することができる。出力電圧の平均値は、電池セルの電圧の平均値とすることもできる。二次電池はリチウム二次電池を採用することができる。また、二次電池は１Ｃを越える充電電流で充電することが可能な急速充電型とすることができる。

本発明により、小さな容量のスイッチング素子を採用して大きな充電電流で充電することができる充電システムを提供することができた。さらに本発明により、通常充電に適合するスイッチング素子を採用して急速充電が可能な充電システムを提供することができた。さらに本発明により、そのような充電システムに採用する充電方法およびそのような充電システムを搭載した携帯式コンピュータを提供することができた。

本実施の形態にかかるノートＰＣの構成を示す概略の機能ブロック図である。 本実施の形態にかかる充電器の構成を示す概略の機能ブロック図である。 充電制御回路の構成を示す概略の機能ブロック図である。 定電流充電の末期近くにおいて、スイッチング周波数を切り換えるときにリップル電流が変化する様子を示す図である。 スイッチング周波数を切り換えるタイミングを決定する方法を説明する図である。 充電器の動作を示すフローチャートである。 充電中の充電器および電池パックの特性を示す図である。

［ノートＰＣの構成］
図１は、本実施の形態にかかるノートＰＣ１０の構成を示す概略の機能ブロック図である。図１において要素間を接続する太いラインは電力ラインを示し、細い線は信号ラインを示している。ノートＰＣ１０は、ＣＰＵ１１、メイン・メモリ１３、ハードディスク・ドライブ（ＨＤＤ）１５、ＬＣＤ１７などがバス１９に接続されている。これらの要素は本発明との関係では周知の機能を果たすだけであるため説明は省略する。バス１９には、エンベデッド・コントローラ（ＥＣ）２３が接続されている。

ＥＣ２３は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどで構成されたマイクロ・コンピュータであり、さらに複数チャネルのＡ／Ｄ入力端子、Ｄ／Ａ出力端子、タイマー、およびディジタル入出力端子を備えている。ＥＣ２３には信号ラインで、電池パック２１、充電器１００、およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５が接続されている。ＥＣ２３は、ＣＰＵ１１とは独立して動作してＤＣ／ＤＣコンバータ２５の動作を制御し、ノートＰＣ１０の電力を管理したり、図示しない放熱ファンの回転速度を制御してデバイスの温度を管理したりする。

ＥＣ２３と電池パック２１はＳＭバスで接続されており、ＥＣ２３は電池パック２１から定電流充電期間中に出力電流を制御する基準となる設定電流値および定電圧充電期間中に出力電圧を制御する基準となる設定電圧値、電池セルの電圧および残存電気量（ＳＯＣ：State of Charge）などの情報を受け取ることができる。ＥＣ２３は、電池パック２１から受け取った情報に基づいて充電器１００に設定電流値および設定電圧値を設定する。

ＡＣ／ＤＣアダプタ２７は、商用電源の交流電圧を２０Ｖの直流電圧に変換して充電器１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５に電力を供給する。電池パック２１はスマート・バッテリィ・システム（ＳＢＳ）規格に準拠しており、ノートＰＣ１０にＡＣ／ＤＣアダプタ２７が電力を供給しないときにＤＣ／ＤＣコンバータ２５に電力を供給する。電池パック２１は３個のリチウム二次電池のセルが直列に接続されて構成された電池セット、過電圧過電流保護回路、温度保護回路、および残存電気量を計算する残存電気量計などを含む。リチウム二次電池のセルは、充電電圧を４．２Ｖに設定するため、充電器１００の設定電圧は１２．６Ｖになる。

過電圧保護回路は２段階で構成されており、電池セルの充電電圧が１段目の閾値を越えたときに復帰可能なスイッチング素子が動作し、さらに高い２段目の閾値を超えたときに保護ヒューズが溶断するようになっている。保護ヒューズは、充電電圧が所定値を越えたときに発熱素子に電流が流れて低融点金属を溶断し電池セルを保護する。電池セルは急速充電が可能なタイプである。

リチウム二次電池は１Ｃの充電電流で充電することを基準にするが、寿命を延ばすために、０．７Ｃまたは０．５Ｃといったより小さな充電電流で充電することが多い。充電電流の単位Ｃは、公称の容量を有する電池セルを定電流で充電したときに、１時間で充電が完了する電流値に相当し、たとえば１Ａｈの電池セルを１Ａで充電するときには１Ｃとなり５Ａで充電するときは５Ｃとなる。本明細書では、１Ｃ以下の充電電流で充電する場合を通常充電といい、１Ｃを越える充電電流で充電する場合を急速充電ということにする。

急速充電が可能か否かは電池の性能に依存しており、急速充電できない電池を１Ｃ以上の充電電流で充電すると安全上の問題がでてくる。電池パックはＥＣ２３を通じて要求する充電電流で急速充電か通常充電かを表明する。充電器１００はスイッチング素子が、通常充電に適合するように選定されているが本発明によるスイッチング周波数の切り換えにより急速充電に対応できるようになっている。ただし、充電器１００はＥＣ２３を通じて、電池パック２１から通常充電の充電電流が要求されたときは、要求された充電電流で充電するように動作する。

充電器１００は、電池パック２１から定格の出力電流を越える充電電流での充電が要求されたときは、定格の出力電流で充電するように動作する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、ノートＰＣ１０を構成するデバイスに所定の電圧で電力を供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、ＡＣ／ＤＣアダプタ２７が接続されている間は、ＡＣ／ＤＣアダプタ２７から電力の供給を受けるので、充電器１００のスイッチング周波数を変更しても影響を受けない。

［充電器の構成］
図２は、本実施の形態にかかる充電器１００の構成を示す機能ブロック図で、図３は充電制御回路１５０の構成を示す機能ブロック図である。充電器１００は、充電制御回路１５０、ハイサイドのＦＥＴ１０３、ローサイドのＦＥＴ１０５、インダクタ１０７、平滑コンデンサ１０９、電流電圧検出回路１２０、および周波数切換回路１３０で構成されている。充電器１００は同期整流方式、ＰＷＭ方式、定電流定電圧（ＣＣＣＶ）制御方式で電池パック２１を充電する降圧型（ステップ・ダウン型）のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。

充電器１００を構成する要素は、ノートＰＣ１０のマザーボードまたはドーターボードに表面実装されている。充電制御回路１５０は半導体チップで構成され、ＰＷＭ制御回路１５１、ハイサイド・ドライバ１５３、ローサイド・ドライバ１５５、周波数設定回路１５７、および充電条件設定回路１５９で構成されている。なお、図３の点線で示したピーク電圧検出回路１６１および信号の経路については後に説明する。周波数設定回路１５７は、周波数切換回路１３０から受け取った周波数切換信号に基づいてＰＷＭ制御回路１５１にスイッチング周波数を設定する。充電条件設定回路１５９は、ＥＣ２３から受け取った設定電流値および設定電圧値をＰＷＭ制御回路１５１に設定する。

ハイサイド・ドライバ１５３はＦＥＴ１０３のゲートに接続され、ローサイド・ドライバ１５５はＦＥＴ１０５のゲートに接続されて、ＰＷＭ制御回路１５１からの信号に基づいて対応するＦＥＴ１０３、１０５を所定のスイッチング周波数で動作させるための電圧を印加する。ＰＷＭ制御回路１５１は、ＦＥＴ１０３とＦＥＴ１０５を交互にオン／オフして同期整流方式で動作させる。ＰＷＭ制御回路１５１は、ＦＥＴ１０３とＦＥＴ１０５が同時にオンになることを防止するシュート・スルー（shoot through）防止回路を含む。

ＰＷＭ制御回路１５１は、演算増幅器、三角波発振回路、およびコンパレータなどで構成され、電流電圧検出回路１２０から充電器１００の出力電圧および出力電流に相当する電圧を受け取る。ＰＷＭ制御回路１５１は、周波数設定回路１５７から受け取った信号に基づいて三角波発振回路の周波数をダイナミックに変更してＦＥＴ１０３、１０５のスイッチング周波数を設定することができる。

ＰＷＭ制御回路１５１は、定電流充電期間は電流電圧検出回路１２０から受け取った出力電流に相当する電圧で帰還制御してデューティ比を調整し設定電流値を維持する。ＰＷＭ制御回路１５１は、定電圧充電期間は電流電圧検出回路１２０から受け取った出力電圧に相当する電圧で帰還制御してデューティ比を調整し設定電圧値を維持する。ＰＷＭ制御回路１５１が定電流充電の動作をするか定電圧充電の動作をするかは、電流電圧検出回路１２０の出力による。すなわち、ＰＷＭ制御回路１５１は、電池セルの電圧が低くて出力電流が設定電流を越えようとする場合は定電流充電をするように動作するが、電池セルの電圧が高くなって出力電圧が設定電圧を超えようとしたときには定電圧充電をするように動作する。

デューティ比とは、スイッチング周波数の１周期に対するハイサイドのＦＥＴ１０３がオンしている期間の割合をいう。充電器１００は降圧型であり、デューティ比Ｄに基づいて入力電圧Ｖｉをそれより低い出力電圧Ｖｏに変換する。リップル電流が断続しない連続導通の条件下でスイッチング制御が行われる場合は、デューティ比Ｄ、入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏの関係は、Ｖｏ＝Ｖｉ×Ｄになり、デューティ比が大きくなると出力電圧は増加し、逆にデューティ比が小さくなると出力電圧は低下する。

図２に戻って、入力端子１０１にはＡＣ／ＤＣアダプタ２７から入力電圧Ｖｉが供給される。入力端子１０１には、ＦＥＴ１０３のドレインが接続され、ＦＥＴ１０３のソースには出力部１０４でＦＥＴ１０５のドレインが接続されている。また、ＦＥＴ１０５のソースはグラウンドに接続されている。ＦＥＴ１０３、１０５はいずれもｎチャネルＭＯＳ型のＦＥＴからなるスイッチング素子である。

電流電圧検出回路１２０は、出力電流に相当する電圧を生成するセンス抵抗１２１と出力電圧に相当する電圧を生成するブリーダ抵抗（分圧抵抗）１２３、１２５で構成されている。出力部１０４はインダクタ１０７の一方の端子に接続され、インダクタ１０７の他方の端子はセンス抵抗１２１の一方の端子に接続され、センス抵抗１２１の他方の端子は出力端子１１１に接続されている。出力端子１１１には電池パック２１が接続され出力電圧Ｖｏが出力される。センス抵抗１２１の他方の端子には、直列に接続されたブリーダ抵抗１２３、１２５、平滑コンデンサ１０９および周波数切換回路１３０がそれぞれグラウンドとの間に接続されている。

周波数切換回路１３０は、ツェナー・ダイオード１３１、ｐチャネルＭＯＳ型のＦＥＴ１３５およびｎチャネルＭＯＳ型のＦＥＴ１３７を含んでいる。出力端子１１１には、ツェナー・ダイオード１３１のカソードが接続され、ツェナー・ダイオード１３１のアノードは抵抗１３３の一方の端子に接続され、抵抗１３３の他方の端子はグラウンドに接続されている。抵抗１３３の一方の端子は、ＦＥＴ１３７のゲートと周波数設定回路１５７に接続されている。ＦＥＴ１３５のドレインは周波数設定回路１５７に接続され、ソースは電源Ｖｃｃに接続され、ゲートはＦＥＴ１３７のドレインに接続されている。ＦＥＴ１３７のソースはグラウンドに接続されている。

ここで、周波数切換回路１３０の動作を説明する。後に説明するように出力電圧Ｖｏはリップル成分を含むため、周波数切換回路１３０は出力電圧Ｖｏから安定した周波数切換信号を生成して周波数設定回路１５７に送る必要がある。定電流充電期間中においてリップル電圧を含む出力電圧Ｖｏがツェナー・ダイオード１３１の降伏電圧に達する前は、ＦＥＴ１３７およびＦＥＴ１３５はオフになっている。したがって、周波数設定回路１５７の入力電圧はローになって周波数切換信号はネゲートされている。出力電圧Ｖｏが降伏電圧に到達すると、ＦＥＴ１３７およびＦＥＴ１３５がオンになって、周波数設定回路１５７の入力は電源電圧Ｖｃｃでハイになり周波数切換信号がアサートされる。

周波数設定回路１５７は、入力がローのときにはスイッチング周波数がたとえば２００ＫＨｚになるようにＰＷＭ制御回路１５１に設定し、入力がハイのときにはスイッチング周波数がたとえば４００ＫＨｚになるようにＰＷＭ制御回路１５１に設定する。一旦周波数切換信号がアサートされると、ＦＥＴ１３７のゲートが周波数切換回路１３０の出力に接続されているので、出力電圧Ｖｏが変動してもその状態は維持される。したがって、出力電圧Ｖｏが大きなリップル電圧を含んでいても周波数切換回路１３０は安定した動作をする。

そして、充電器１００が動作を停止するときに制御回路１５０またはＥＣ２３が電源電圧Ｖｃｃを停止することで、周波数切換回路１３０はリセットされる。なお、電源電圧Ｖｃｃは、つぎに充電器１００が動作するときに供給される。本実施の形態では、充電器１００のスイッチング周波数を２段階で切り換える例を説明するが、３段階以上でスイッチング周波数が増大するように切り換えることもできる。スイッチング周波数の切り換え段数を多くすれば、充電器は定電流充電期間中に保護ヒューズが動作しない範囲における最も発熱量が少ないスイッチング周波数で動作することができるようになる。なお、スイッチング周波数をダイナミックに切り換えることができる半導体チップは周知である。

なお、図２、図３は本実施の形態を説明するために、本実施の形態に関連する主要なハードウエアの構成および接続関係を簡略化して記載したに過ぎないものである。図で記載した複数のブロックを１個の集積回路もしくは装置としたり、逆に１個のブロックを複数の集積回路もしくは装置に分割して構成したりすることも、当業者が任意に選択することができる範囲においては本発明の範囲に含まれる。

［ＦＥＴの発熱］
ＭＯＳ型のＦＥＴがオン／オフするときに発生する損失（以下、ＦＥＴ損失という。）としては、主として導通損失、ゲート充電損失、およびスイッチング損失がある。導通損失はオンしているＦＥＴを流れる電流とオン抵抗により発生する損失である。ハイサイドのＦＥＴ１０３の導通損失をＰｃｈとし、ローサイドのＦＥＴ１０５の導通損失Ｐｃｌとすると、それぞれ式（１）、式（２）で計算することができる。

Ｐｃｈ＝Ｄ×Ｉｏ２×Ｒｏｎ×α （１）
Ｐｃｌ＝（１−Ｄ）×Ｉｏ２×Ｒｏｎ×α （２）
ここで、Ｄはデューティ比で、Ｉｏは出力電流の実効値で、Ｒｏｎは各ＦＥＴのオン抵抗で、αは定数である。式（１）、（２）から明らかなように導通損失は、電流が流れている時間、出力電流の２乗およびオン抵抗に比例する。ゲート充電損失Ｐｇｃは、ＦＥＴのゲート容量を充電するときに発生する損失でハイサイドのＦＥＴおよびローサイドのＦＥＴについて式（３）で計算することができる。

Ｐｇｃ＝Ｖｇｓ×Ｑｇ×ｆ （３）
ここで、Ｖｇｓはゲート・ソース間電圧で、Ｑｇはゲート充電電荷量で、ｆはスイッチング周波数である。式（３）から明らかなようにゲート充電損失Ｐｇｃは、ゲート・ソース間電圧、ゲート充電電荷量およびスイッチング周波数に比例する。スイッチング損失Ｐｓｗは、ＦＥＴがターンオンまたはターンオフするときの過渡期間中に、ゲート・ソース間の電圧と過渡期間中に流れる電流により生ずる損失でハイサイドのＦＥＴにのみ発生し、式（４）で計算することができる。

Ｐｓｗ＝β×Ｖｉ×Ｉｏ×（ｔｒ＋ｔｆ）×ｆ （４）
ここで、βは定数で、Ｖｉは入力電圧で、Ｉｏは出力電流で、ｔｒはターンオン時間で、ｔｆはターンオフ時間で、ｆはスイッチング周波数である。ターンオン時間とターンオフ時間の合計時間をスイッチング時間という。式（４）から明らかなように、スイッチング損失Ｐｓｗは、入力電圧、出力電流、スイッチング時間、およびスイッチング周波数に比例する。

なお、ＦＥＴ１０３とＦＥＴ１０５が切りかわる瞬間には、シュート・スルー防止回路がデッドタイムを形成してグラウンドに流れる電流を阻止するために一旦両方のＦＥＴがオフになる。したがって、ローサイドのＦＥＴ１０５がターンオンするタイミングでは入力電圧Ｖｉと出力電流Ｉｏがオーバーラップせず、また、環流電流が流れ始めるタイミングではローサイドのＦＥＴ１０５の寄生ダイオードが作用するのでインダクタ１０７の電圧も印加されないためローサイドのＦＥＴ１０５にはスイッチング損失が発生しない。

式（１）から式（４）によれば、ＦＥＴ損失はスイッチング周波数が高いほど大きくなることがわかる。ＦＥＴ損失はＦＥＴの発熱量に対応し、ＦＥＴの温度を上昇させる。したがって、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｉｏが一定の場合には、スイッチング周波数を低くしたほうがＦＥＴの温度上昇を抑制することができる。ＦＥＴのオン抵抗は定格電流が小さいほど大きいので、発熱量を同一にする場合にはスイッチング周波数が低い方が定格電流の小さなＦＥＴを選択することができる。

［リップル電圧と周波数切換信号の生成タイミング］
充電器１００は、定電流領域での充電の際に当初は２００ＫＨｚという低いスイッチング周波数で動作し、定電流領域の末期に近付いたときは４００ＫＨｚという高いスイッチング周波数で動作する。以下においては、このスイッチング周波数の切り換えについて説明する。充電器１００は、ＦＥＴ１０３がオンでＦＥＴ１０５がオフになっているオン期間またはデューティ期間は、入力端子１０１から流れ込んだ電流が出力部１０４からインダクタ１０７を経由して出力端子１１１から電池パック２１に流れ出る。オン期間にはインダクタ１０７にエネルギーが蓄積される。ＦＥＴ１０３がオフでＦＥＴ１０５がオンになっているオフ期間または環流期間は、インダクタ１０７に蓄積されたエネルギーが出力端子１１１、電池パック２１およびＦＥＴ１０５を通じて環流電流として流れる。

インダクタ１０７には、平均値としての出力電流Ｉｏにリップル電流ΔＩ_Ｌ（ピーク間値）が重畳された電流が流れる。平滑コンデンサ１０９には交流成分であるリップル電流ΔＩ_Ｌが流れ、電池パック２１には平滑コンデンサ１０９に流れたリップル電流を除いた出力電流Ｉｏが流れる。充電器１００が連続導通でかつ定常状態で動作するときは、インダクタ１０７に流れるリップル電流ΔＩ_Ｌは、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、デューティ比をＤ、インダクタ１０７のインダクタンスをＬ、スイッチング周波数をｆとしたときに、式（５）で表すことができる。
ΔＩ_Ｌ＝Ｖｏ（１−Ｄ）／（ｆＬ）＝（Ｖｉ−Ｖｏ）Ｄ／（ｆＬ） （５）

ここで、Ｖｏ＝Ｖｉ×Ｄの関係になる。リップル電流ΔＩ_Ｌが平滑コンデンサ１０９に流れ込むとき、コンデンサ１０９の等価直列抵抗をＥＳＲ（Equivalent Series Resistance）とすれば、出力端子１１１に発生するリップル電圧ΔＶｏ（ピーク間値）は、式（６）となる。
ΔＶｏ＝ＥＳＲ×ΔＩ_Ｌ （６）
したがって、リップル電圧ΔＶｏはスイッチング周波数ｆに反比例するので、充電器１００が定電流領域の末期において出力電圧が高くなった状態で低いスイッチング周波数ｆで動作すると、リップル電圧が重畳された出力電圧のピーク値が高くなる。

図４は、定電流領域の末期近くにおいて、スイッチング周波数を切り換えるときにリップル電流が変化する様子を示している。ライン２０１は、スイッチング周波数に対応する周期Ｔｓで入力電圧Ｖｉをスイッチング制御して平均値としての出力電圧Ｖｏを生成している様子を示す。ライン２０３は、定電流領域の初期から末期近くまでスイッチング周波数を２００ＫＨｚに設定したときのリップル電流を示す。ライン２０５は、定電流領域の充電末期の近くにおいてスイッチング周波数を２００ＫＨｚに切り換えたときのリップル電流を示す。

リップル電圧ΔＶｏは、電池パック２１を充電する充電電圧Ｖｏに重畳される。充電電圧にリップル電圧が重畳されると、保護ヒューズはリップル電圧に反応して動作する。充電器１００の出力電圧Ｖｏの平均値は、リップル電圧で保護ヒューズが動作しない値に設定する必要がある。リップル電圧が大きい場合は出力電圧を下げる必要があるが、出力電圧を下げると満充電に到達したときに十分に充電することができなくなる。

これまでのように充電器が定電流領域および定電圧領域の全域に渡って一定のスイッチング周波数で動作していた場合は、出力電圧が最も高くなる定電圧領域で保護ヒューズが溶断しないようにたとえば４００ＫＨＺといったスイッチング周波数で動作していた。定電流流域のスイッチング周波数を従来よりも低い２００ＫＨｚにすると、リップル電圧が大きくなる。充電が進行して出力電圧が上昇しているにも関わらず２００ＫＨｚのスイッチング周波数でのスイッチング動作を継続すると、定電流領域においてリップル電圧が保護ヒューズを溶断する危険性があるので、適当なタイミングでスイッチング周波数を切り換える必要がある。

図５は、スイッチング周波数を切り換えるタイミングまたは周波数切換条件の成立を決定する方法を説明する図である。縦軸は充電器１００の出力電圧Ｖｏを示している。出力電圧波形２１１は、充電器１００が２００ＫＨｚのスイッチング周波数で動作したときに定電流充電期間の末期に近い時刻での電圧を示し、出力電圧波形２１３は定電圧充電期間の電圧を示している。出力電圧波形２１１、２１３には、直流電圧にリップル電圧が重畳されている。

ここでは、出力電圧をセル電圧に換算して説明する。ライン２１５は、電池パック２１の保護ヒューズが動作する保護電圧Ｖｏｖｐで一例では４．３Ｖである。ライン２１７は出力電圧波形２１１、２１３のピーク値に一致するピーク電圧Ｖｐである。ライン２１９は、出力電圧波形２１１の平均電圧Ｖｆ１を示し、ライン２２１は出力電圧波形２１３の平均電圧Ｖｆ２を示している。一例では平均電圧Ｖｆ１は４．１５Ｖで、平均電圧Ｖｆ２は４．２Ｖである。

定電圧充電期間は出力電圧が設定電圧（Ｖｆ２）に維持され、全充電期間の中で充電電圧が最も高くなっている。ピーク電圧Ｖｐと保護電圧Ｖｏｖｐとの間には、保護ヒューズが動作しないようにマージンを設けている。そして、出力電圧波形２１３のピーク値がピーク電圧Ｖｐに一致するように平均電圧Ｖｆ２が充電器１００の設定電圧として設定される。電池パック２１の電池セルの充電電圧は、定電流領域での充電が進行するにしたがって上昇する。

したがって定電流領域で、充電器１００がスイッチング周波数２００ＫＨｚで動作して充電電圧が上昇したときに、出力電圧波形２１１のピーク値がピーク電圧Ｖｐに一致する時点またはその直前でスイッチング周波数を４００ＫＨｚに切り換えてリップル電圧を下げると、その後さらに充電電圧が上昇しても、保護電圧Ｖｏｖｐに対するマージンを定電圧領域でのマージンと同等以上に確保することができる。平均電圧Ｖｆ１、Ｖｆ２とピーク電圧Ｖｐとの関係は実験で求めることができる。出力電圧波形２１１のピーク値がピーク電圧Ｖｐに到達する前にスイッチング周波数を４００ＫＨｚに切り換えると、無駄にＦＥＴ１０３、１０５の温度が上昇するので好ましくない。

［充電方法］
図６はノートＰＣ１０に搭載された充電器１００の動作を示すフローチャートである。図７は、充電中の充電器および電池パックの状態を示す図である。図６のブロック３０１では、ノートＰＣ１０にＡＣ／ＤＣアダプタ２７が接続されている。周波数切換回路１３０はリセットされ、周波数設定回路１５７にはロー信号が入力されて周波数切換信号はネゲートされている。ブロック３０３では電池パック２１は、内部で残存電気量を検出して充電が必要になったと判断して、ＳＭバスを通じてＥＣ２３に設定電流Ｉｃｈｇおよび設定電圧をＶｃｈｇ通知する。このとき、電池パック２１は急速充電を要求するために、２Ｃの設定電流で充電を要求する。

電池パック２１が充電要求をして充電が開始するときは、充電器１００は最初に定電流領域での充電を行う。ブロック３０５では、周波数設定回路１５７にはロー信号が入力されているためＰＷＭ制御回路１５１はスイッチング周波数を２００ＫＨＺに設定して動作する。残存電気量の少ない電池セルの電圧は低いため、ＰＷＭ制御回路１５１は設定電流Ｉｃｈｇを維持するのに必要な比較的小さなデューティ比でＦＥＴ１０３、１０５を動作させる。

図７では、ライン３５１は充電器１００の出力電圧Ｖｏを示し、ライン３５３は充電電流Ｉｏを示し、ライン３５５は残存電気量または充電電気量を示し、ライン３５９はＦＥＴ１０３の温度を示している。また、時刻０から時刻ｔ２までは定電流充電期間を示し、時刻ｔ２から時刻ｔ３までは定電圧充電期間を示している。また、ライン３５７はスイッチング周波数以外の条件を同じにした従来の充電器が、本発明を適用しないでスイッチング周波数を充電の開始から充電の終了までの間４００ＫＨｚに設定して充電する場合のＦＥＴ１０３の温度を示している。

定電流領域での充電が進行すると電池セルの電圧が上昇するため、ＰＷＭ制御回路１５１は設定電流Ｉｃｈｇを維持するためにデューティ比を次第に大きくして、ＦＥＴ１０３、１０５の動作を制御する。ＦＥＴ１０３、１０５は、２００ＫＨｚで動作するため、４００ＫＨｚで動作する場合に比べてＦＥＴ損失が少なく温度上昇はライン３５９に示すように緩慢になる。ブロック３０７では、周波数切換回路１３０は周波数切換条件が成立したか否かを判断している。周波数切換条件は、図５で説明したように出力電圧Ｖｏに重畳されたリップル電圧のピーク値が、ライン２１７のピーク値Ｖｐに一致したときに成立する。周波数切換条件は、出力電圧に含まれるリップル電圧で電池パック２１を保護する保護ヒューズが溶断しない範囲で、かつ、最も充電電気量が多くなるタイミングに設定することが望ましい。

時刻ｔ１で出力電圧Ｖｏのピーク値がピーク電圧Ｖｐに対応するツェナー・ダイオード１３１の降伏電圧を越えると、周波数切換回路１３０は周波数設定回路１５７に周波数切換信号を送る。ブロック３０９では、時刻ｔ１でＰＷＭ制御回路１５１はスイッチング周波数を４００ＫＨｚに切り換える。時刻ｔ１は定電流充電期間のなかで、定電流充電から定電圧充電に切り換わる直前の時刻である。一例では定電流充電期間中に２００ＫＨｚで動作する時間と４００ＫＨｚで動作する時間の割合は９：１で、充電器１００はほとんどの時間帯を２００ＫＨｚでスイッチング制御する。

時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は、充電電流Ｉｏが設定電流Ｉｃｈｇに等しくなっており、かつ、スイッチング周波数は４００ＫＨｚであるため、ＦＥＴ１０３の発熱量はライン３５７の発熱量と同じになるため、ライン３５９の温度上昇勾配はライン３５７と一致する。そして、さらに定電流充電が進行して、ブロック３１１ではＰＷＭ制御回路１５１は、電流電圧検出回路１２０からの電圧信号で、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｃｈｇに到達したと判断する。

時刻０から時刻ｔ１までの間のＦＥＴ１０３の温度上昇は抑制されているので、時刻ｔ２でライン３５９が示すＦＥＴ１０３の温度は、ライン３５７が示すＦＥＴ１０３の温度よりも低くなっている。ブロック３１３で定電圧充電に移行すると、ＰＷＭ制御回路１５１は出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｃｈｇを越えないように、ＦＥＴ１０３、１０５をより小さなデューティ比で制御する。定電圧領域に入ると出力電圧Ｖｏとセル電圧の差が次第に小さくなって、設定電圧Ｖｃｈｇを維持するためのデューティ比もそれに応じて下がり出力電流も次第に低下する。

したがって、定電圧領域に入ると導通損失が低下するのでＦＥＴ１０３の温度は下降する。定電圧領域ではスイッチング周波数は４００ＫＨｚに設定されるため、２００ｋＨｚの場合に比べてリップル電圧が小さく、電池パック２１の保護ヒューズが溶断することはない。ＰＷＭ制御方式の充電器は、入力電圧と出力電圧の差が大きいような場合に、出力電流が微少になったときにすべての連続する周期にオン期間を設けないで、複数の周期をスキップしてオン期間を設ける場合がある。このように出力電流が小さいときに、見かけ上スイッチング周波数が変化するような動作をする充電器も本発明にかかるＰＷＭ制御方式の充電器の範疇に含む。

ブロック３１５では電流電圧検出回路１２０が、時刻ｔ３で出力電流が所定値まで低下したことを検出すると、ＰＷＭ制御回路１５１は充電を停止し、周波数切換回路１３０をリセットする。ブロック３０７では、周波数切換条件を充電器１００の出力電圧Ｖｏ（平均電圧）で判断する例を示したが、電池パック２１から受け取った電池セルの電圧（平均電圧）で判断することもできる。また、スイッチング周波数を２００ＫＨｚにしたときに出力電圧Ｖｏに混入するリップル電圧のピーク値が、ピーク電圧Ｖｐに到達するタイミングは、電圧以外の方法で特定することもできる。

１つには、電池セルの残存電気量を利用する方法がある。図７に示したように充電中の電池セルの電圧が増大すると残存電気量も増大する。したがって残存電気量が所定値に到達したことを電池パック２１がＥＣ２３に通知し、ＥＣ２３が図３に示すように周波数設定回路１５７に周波数切換信号を送る。切換条件としての残存電気量は、一例としてはＳＯＣ７０％とすることができる。

他には、デューティ比を利用する方法がある。定電流充電期間中は、電池セルの電圧の上昇に伴い、出力電流Ｉｏを設定電流Ｉｃｈｇに維持するためにデューティ比が次第に上昇する。したがって、図３に示すようにＰＷＭ制御回路１５１はデューティ比が所定値に到達したときに周波数設定回路１５７に周波数切換信号を送って、スイッチング周波数を切り換えるようにすることもできる。さらに他には、図３に示すように、充電制御回路１５０にピーク電圧検出回路１６１を設け、リップル電圧を含む出力電圧のピーク値がピーク電圧Ｖｐに到達したことを検出して周波数設定回路１５７に周波数切換信号を送り、スイッチング周波数を切り換えるようにする方法がある。

本実施の形態にかかる充電システムは、ノートＰＣへ実装するだけでなく、自動車用の電池や工具の電池を充電する機器に広く適用することができる。これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることはいうまでもないことである。

１０…ノートＰＣ
１００…充電器
１５０…充電制御回路

Claims (16)

1. 定電流充電期間と定電圧充電期間を含むパルス幅制御方式の充電システムであって、
   二次電池と、
   直流の入力電圧を所定のスイッチング周波数でスイッチングして生成した出力電圧で前記二次電池を充電するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子を充電の開始直後の前記定電流充電期間中は第１のスイッチング周波数で動作させ、定電流充電から定電圧充電に切り換わる直前のタイミングで周波数切換条件が成立したときに前記第１のスイッチング周波数よりも高い第２のスイッチング周波数で動作させる制御部と
   を有する充電システム。
2. 前記周波数切換条件が、前記出力電圧に含まれるリップル電圧で前記二次電池を保護する保護回路が動作しない範囲で、かつ、最も充電電気量が多くなるタイミングで成立する請求項１に記載の充電システム。
3. 前記スイッチング素子は、同期整流方式で動作する第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を含む請求項１または請求項２に記載の充電システム。
4. 前記制御部は、前記定電流充電期間中に前記出力電圧の平均値が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電システム。
5. 前記制御部は、前記定電流充電期間中に前記二次電池の残存電気量が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電システム。
6. 前記制御部は、前記定電流充電期間中に前記スイッチング素子のデューティ比が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電システム。
7. 前記制御部は、前記定電流充電期間中にリップル電圧を含む前記出力電圧のピーク値が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電システム。
8. 前記二次電池がリチウム二次電池である請求項１から請求項７のいずれかに記載の充電システム。
9. 前記二次電池が１Ｃを越える充電電流で充電することが可能な急速充電型である請求項８に記載の充電システム。
10. 請求項１から請求項９のいずれかに記載した充電システムを搭載する携帯式コンピュータ。
11. 定電流定電圧方式で充電される二次電池と、
    直流の入力電圧をパルス幅制御方式でスイッチングして生成した出力電圧で前記二次電池を充電するスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子を充電の開始直後の定電流充電期間中は第１のスイッチング周波数で動作させ、定電流充電から定電圧充電に切り換わる直前のタイミングで周波数切換条件が成立したときに前記第１のスイッチング周波数よりも高い第２のスイッチング周波数で動作させる制御部と
    を有する携帯式コンピュータ。
12. 直流電圧をパルス幅制御方式でスイッチング制御する充電器で二次電池を定電流定電圧方式で充電する方法であって、
    前記充電器に設定電流および設定電圧を設定するステップと、
    充電の開始直後の定電流充電期間中に前記設定電流を維持するようにスイッチング素子を第１のスイッチング周波数で動作させるステップと、
    定電流充電から定電圧充電に切り換わる直前のタイミングで周波数切換条件が成立したか否かを判断するステップと、
    前記周波数切換条件が成立したときに前記スイッチング素子を前記第１のスイッチング周波数よりも高い第２のスイッチング周波数で動作させるステップと
    を有する方法。
13. 前記判断するステップが、前記充電器の出力電圧が含むリップル電圧のピーク値が所定値に到達したか否かを基準にして判断する請求項１２に記載の方法。
14. 前記判断するステップが、前記充電器の出力電圧の平均値が所定値に到達したか否かを基準にして判断する請求項１２に記載の方法。
15. 前記判断するステップが、前記二次電池の残存電気量が所定値に到達したか否かを基準にして判断する請求項１２に記載の方法。
16. 前記判断するステップが、前記スイッチング素子のデューティ比が所定値に到達したか否かを基準にして判断する請求項１２に記載の方法。

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