JP3907123B1

JP3907123B1 - キャパシタ蓄電電源用充電装置

Info

Publication number: JP3907123B1
Application number: JP2006040764A
Authority: JP
Inventors: 正明清水; 克司三井; 雅彦清水; 政彦篠塚; 敦清水
Original assignee: 株式会社パワーシステム
Priority date: 2006-02-17
Filing date: 2006-02-17
Publication date: 2007-04-18
Anticipated expiration: 2026-02-17
Also published as: CN101026316A; JP2007221933A

Abstract

【課題】簡単な構成により充電装置の電力リミッタ機能に相当する機能を実現し、並列モニタの小電力化、キャパシタ蓄電電源の小型化を可能にする。
【解決手段】電気二重層キャパシタ７１に蓄電するキャパシタ蓄電電源７に対して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置として、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例して充電電流Ｉを低減させる電流基準値と充電電流Ｉとを比較して誤差増幅信号を発生させる信号発生手段２を備え、充電電源５からパルス幅変調手段４によりパルス幅変調する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電電源からパルス幅変調手段によりパルス幅変調して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置に関する。

複数の電気二重層キャパシタを直列接続して構成する高電圧大容量の蓄電電源装置においては、充放電量に応じて端子電圧が大きく変動する。したがって、二次電池のような定電圧充電を行うと効率が悪く、また、充電初期には大きな充電電流が流れ耐電流の問題が生じることもあって、定電流充電を行うことにより効率のよい充電を実現している。また、電気二重層キャパシタからなる蓄電電源では、直列接続したキャパシタ間のバラツキによる問題を解決するため、各電気二重層キャパシタに所定の基準電圧で充電電流をバイパスして端子電圧（充電電圧）を制限する並列モニタが接続される。並列モニタは、所定の基準電圧で充電電流をバイパスすることにより、充電電圧を所定値（耐電圧の範囲内）に制限し、充電電圧のバラツキを低減するものであるが、充電電圧の上昇とともに各電気二重層キャパシタの並列モニタが順次バイパス動作していくと、並列モニタでの電力損失が大きくなり、並列モニタには耐電流上限値があって、大電流で長時間のバイパス動作を回避させることが必要である。また、充電装置には、無駄な電力損失を低減するため、定電流充電による蓄電電源装置全体の充電電圧が所定値を越えると、充電電圧の増加とともに充電電流を減少させて一定の電力となるように定電力充電へ切り換える電力リミッタ機能が必要となる（例えば、非特許文献１、特許文献１、２参照）。
岡村廸夫著「電気二重層キャパシタと蓄電システム」日刊工業新聞社、２００５年９月３０日第３版第１刷発行、第１３４〜第１３９頁特許第２８９４４４４号公報特許第３３０６３２５号公報

しかし、上記のように充電電圧が所定値を越えると、充電電圧の増加とともに充電電流を減少させて一定の電力となるように定電力充電へ切り換える電力リミッタ機能を実現する場合、従来は一般に電圧値と電流値を入力して電力値を演算しその演算結果を用いて制御を行うようにしているが、数Ａ、数Ｖという小容量の電源に対し大容量のキャパシタ蓄電電源では、数十〜数百Ａ、数百〜数ｋＶにもなり、しかも、電圧は０Ｖ近傍から満充電電圧まで広いレンジで変化するため、このような乗算器は、コストが高く、かつ調整を要するなどの問題がある。その結果、部品のコスト高にともない装置のコストも高いものになってしまう。

本発明は、上記課題を解決するものであって、簡単な構成により充電装置の電力リミッタ機能に相当する機能を実現し、並列モニタの小電力化、キャパシタ蓄電電源の小型化を可能にするものである。

そのために本発明は、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電電源からパルス幅変調手段によりパルス幅変調して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置において、第１の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる定電流信号発生手段と、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介してキャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値を入力して、反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して構成された減算回路より取り出される第２の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる電流逓減信号発生手段と、前記定電流信号発生手段の誤差増幅信号及び前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を入力して低い方の誤差増幅信号を前記パルス幅変調手段に出力する、ダイオードからなるオア論理回路とを備え、前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を無効にして充電を始め前記並列モニタのバイパス動作信号に応じて前記スイッチ回路を制御し前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を有効に切り換えるように構成したことを特徴とする。

さらに、電圧基準値と前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧を比較して誤差増幅信号を発生させる定電圧信号発生手段を備え、前記定電圧信号発生手段の誤差増幅信号を前記オア論理回路に入力することを特徴とし、前記電流逓減信号発生手段は、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介してキャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値を入力して、反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して構成された減算回路より取り出される第２の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させることを特徴とする。

本発明によれば、キャパシタ蓄電電源の充電電圧の増加に逆比例する基準値を発生させるので、簡単な回路構成で基準値を発生させることができ、この基準値に基づき充電電流を制御する回路と充電電流を一定に制御する定電流の充電回路とを並列にするので、定電流充電によりキャパシタ蓄電電源の充電電圧が所定の値まで充電されると充電電圧の増加に逆比例して充電電流を低減させることが簡単な回路構成により実現できる。したがって、定電流の充電モードから定電力充電と同等の充電モードに切り換えるようにした充電装置を、コストの高い乗算器を使うことなく実現し、しかも基準値の設定を調整するだけの簡単な調整で切り換えポイントを設定できるようにすることができ、部品、ひいては装置のコストの大幅な低減を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の実施の形態を示す図、図２は電流逓減充電（Ｖ−Ｉ制御）を説明する図である。図中、１は定電流信号発生回路、２は電流逓減信号発生回路、３は定電圧信号発生回路、４はＰＷＭ制御回路、５は充電電源、６は充電装置、７はキャパシタ蓄電電源、Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ３１はダイオード、Ｒは電流検出用抵抗、Ｖrefiは電流基準値設定回路、Ｖrefvは電圧基準値設定回路、Ｖoff-set はオフセット値設定回路、Ｉは充電電流、Ｖｃは充電電圧を示す。

図１に示す本実施形態に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置は、充電電源５から充電装置６を通して複数の電気二重層キャパシタを直列接続したキャパシタ蓄電電源７を充電し蓄電するものである。キャパシタ蓄電電源７を構成する複数の電気二重層キャパシタのそれぞれは、例えば充電電圧が所定の基準電圧まで増加すると充電電流をバイパスする、所謂並列モニタが並列接続されるものもある。そして、充電時において、それぞれの電気二重層キャパシタの充電電圧が不均等に充電されていっても、所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタから順次バイパス動作することにより、充電電流をバイパスして充電電圧を所定の基準電圧に制限する。したがって、最終的には電気二重層キャパシタの満充電電圧を所定の基準電圧として設定すると、各電気二重層キャパシタを満充電電圧に均等に充電することができる。

所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタが充電電流をバイパスするとき、その並列モニタでは、所定の基準電圧と充電電流、つまり、バイパス時の電圧と電流との積からなる電力が熱消費される。このことにより、並列モニタの動作時間が長いほど、またその数が多いほどキャパシタ蓄電電源７として電力損失、熱損失が大きくなる。その結果、並列モニタは、放熱効率を上げるため容量を大きくし構造的にも大型にしなければならなくなり、電力の無駄とともにスペースの無駄も大きくキャパシタ蓄電電源７の小型化が実現しにくくなる。そのため、本実施形態に係る充電装置６では、複数の電気二重層キャパシタのいずれかの並列モニタが動作する初期段階をキャパシタ蓄電電源７の充電電圧で判断し、充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させることで、並列モニタの小容量化、小型化を可能にする。

充電装置６は、充電電流Ｉを検出して電流基準値設定回路で設定された所定の電流基準値Ｖrefiと比較し、充電電流Ｉが一定（定電流充電）になるように、所定電圧までキャパシタ蓄電電源７が充電されると、充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減（電流逓減制御：Ｖ−Ｉ制御）させるようにＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation ：パルス幅変調）制御する。そのための具体的な構成として、例えばＰＷＭ制御回路４、定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３、これら信号発生回路からの誤差増幅信号をＰＷＭ制御回路４に選択切り換え入力するためのダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１からなるオア論理回路等を備える。

定電流信号発生回路１は、充電回路に直列に挿入接続した電流検出用抵抗Ｒの端子間の電圧降下を充電電流Ｉの検出信号として取り出してこれを制御対象として入力し、コンパレータの基準値として電流基準値設定回路で設定されている電流基準値Ｖrefiと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電流信号発生回路１から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより小さければ出力値は大きくなり、充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより大きければ出力値は小さくなる。ＰＷＭ制御回路４では、この誤差増幅信号を入力すると、充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより小さいときは充電電流Ｉを大きくし、逆に充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより大きいときは充電電流Ｉが小さくするように入力する誤差増幅信号の大きさに応じてパルス幅（デューティ比）を制御するので、結果として、電流基準値Ｖrefiに基づき充電電流Ｉが一定になるように充電電流を制御する、定電流充電の制御モードＣＣが実行される。

定電流信号発生回路１に対し、電流逓減信号発生回路２は、図２（ａ）に示すようにキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくする電流基準値Ｖref(v-i)を発生させ、この電流基準値Ｖref(v-i)と制御対象の充電電流Ｉを比較して、その誤差増幅信号を出力するものである。電流基準値Ｖref(v-i)は、例えば図２（ａ）に示すようにキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃを反転させ（Ｖout ＝−Ｖin）、オフセット値Ｖoff-set で正値化（＝Ｖoff-set −Ｖin）することにより発生させる。したがって、ＰＷＭ制御回路４では、この誤差増幅信号を入力すると、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが小さいときには充電電流Ｉを大きくし、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加するとともにその増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくするように充電電流を制御する、電流逓減の制御モードＶ−Ｉが実行される。

定電圧信号発生回路３は、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃを検出し、これを制御対象の充電電圧Ｖｃとして入力し電圧基準値設定回路で予め設定される電圧基準値Ｖrefvと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電圧信号発生回路３から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvより小さければ出力値は大きくなり、充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvより大きければ出力値は小さくなる。ＰＷＭ制御回路４は、この誤差増幅信号を入力すると、充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvより小さいときは充電電流Ｉを大きくし、逆に充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvより大きいときは充電電流Ｉを小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードＣＶが実行される。

ダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１は、誤差増幅信号を出力する定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３のそれぞれから逆方向の極性でＰＷＭ制御回路４の入力に接続されているので、定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３の出力するそれぞれの誤差増幅信号のうち最も小さい誤差増幅信号をＰＷＭ制御回路４の入力とするオア論理回路を構成している。次に、図２（ｂ）を参照しつつこのオア論理回路により行われる充電モードの切り換え制御（ＣＣ→Ｖ−Ｉ→ＣＶ）について説明する。

まず、充電を開始する初期の段階では、ダイオードＤ１１がオン、ダイオードＤ２１、Ｄ３１がオフの状態で定電流充電の制御モードＣＣが実行される。すなわち、初期の段階でキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが小さく、定電流信号発生回路１の出力する誤差増幅信号に基づきＰＷＭ制御回路４が定電流充電の制御モードＣＣを実行しているときには、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３においてはいずれも制御対象が、比較する基準値より小さく、大きい値の誤差増幅信号を出力しても、充電電流Ｉもキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃも大きくならず誤差増幅信号が上限値にはりついた状態になるから、ダイオードＤ２１、Ｄ３１が逆方向にバイアスされオフとなる。

次に、定電流充電を続けることによりキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加してゆき、電流逓減信号発生回路２における電流基準値Ｖref(v-i)が徐々に小さくなって、電流基準値Ｖref(v-i)が定電流信号発生回路１の電流基準値Ｖrefiより小さくなると、電流逓減信号発生回路２から出力される誤差増幅信号が定電流信号発生回路１から出力される誤差増幅信号より小さくなる。ここから、定電流信号発生回路１の出力に接続されたダイオードＤ１１がオフになって、電流逓減信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオンに切り換わり、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加するとともにその増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくするように充電電流を制御する、電流逓減の制御モードＶ−Ｉが実行される。この切り換えポイントを図２（ｂ）ではキャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶstとなるポイントで表している。

さらに、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加してゆき、定電圧信号発生回路３における電圧基準値Ｖrefvより大きくなると、定電圧信号発生回路３から出力される誤差増幅信号が電流逓減信号発生回路２から出力される誤差増幅信号より小さくなり、電流逓減信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオフになって、定電圧信号発生回路３の出力に接続されたダイオードＤ３１がオンに切り換わり、充電電圧Ｖｃを電圧基準値Ｖrefvより小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードＣＶが実行される。この切り換えポイントを図２（ｂ）ではキャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶfuとなるポイントで表している。

次に、具体的な信号発生回路の構成について説明する。図３は定電流信号発生回路及び電流逓減信号発生回路の実施の形態を示す図、図４は電流逓減信号発生回路の他の実施形態を示す図、図５は基準値設定回路の実施の形態を示す図であり、１１、２１、２２は演算増幅器、２３は論理処理回路、７１は電気二重層キャパシタ、７２は並列モニタ、ＡＳ、ＡＳ１、ＡＳ１′はアナログスイッチ、Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃｒ１はコンデンサ、Ｒ１１、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒｒ１は抵抗、Ｒｒｖ、Ｒｒｖ′は可変抵抗、＋Ｖはバイアス電源を示す。

図３において、定電流信号発生回路１は、演算増幅器１１において、その反転入力端子−に充電電流Ｉの検出信号を入力し、非反転入力端子＋に電流基準値Ｖrefiを入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。同様に、電流逓減信号発生回路２は、演算増幅器２１において、その反転入力端子−に充電電流Ｉの検出信号を入力し、非反転入力端子＋に電流基準値Ｖref(v-i)を入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。

また、電流基準値Ｖref(v-i)は、先に述べたようにキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例する値であり、例えば図３（ｂ）に示すように演算増幅器２２において、その反転入力端子−に抵抗Ｒ２２を介してキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの検出信号を入力し、非反転入力端子＋にオフセット値Ｖoff-set を入力して、反転入力端子−と出力端子との間に抵抗Ｒ２３を接続することにより減算回路を構成している。この減算回路によればＶoff-set ＋（Ｖoff-set −Ｖｃ）Ｒ２３／Ｒ２２（ここで、Ｒ２３＝Ｒ２２とすると、２Ｖoff-set −Ｖｃ）の電流基準値Ｖref(v-i)が取り出され、Ｖoff-set を図２（ｂ）のＶstと一致する値に設定すると、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶoff-set まで増加したとき、定電流信号発生回路１と電流逓減信号発生回路２の基準値が同値となるので、ここから電流逓減の制御モードに切り換わる設定となる。

図３に示す実施の形態は、一定になるように充電電流を制御する定電流信号発生回路１からの信号とキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例して小さくなるように充電電流を制御する電流逓減信号発生回路２からの信号とをダイオードＤ１１、Ｄ２１のオア論理回路で自動切り換えするものであるが、キャパシタ蓄電電源７の各電気二重層キャパシタに接続されている並列モニタの動作を条件に制御モードを切り換えるように構成した実施の形態を示したのが図４である。

図４に示す実施の形態では、電流逓減信号発生回路２における演算増幅器２１の出力とオア論理回路のダイオードＤ２１との間にアナログスイッチＡＳを直列に挿入し、論理処理回路２３の出力によりアナログスイッチＡＳを制御している。ここで、論理処理回路２３は、キャパシタ蓄電電源７の各電気二重層キャパシタ７１に接続されている並列モニタ７２の動作信号を論理処理するものであり、例えばオア論理処理することにより、いずれかの１つの並列モニタ７２がオンになったことを条件としてアナログスイッチＡＳをオンにする。この場合、図３（ｂ）に示す減算回路において、Ｒ２３とＲ２２の比を変えることにより、電流基準値Ｖref(v-i)の勾配を変えるようにしてもよい。このことにより、いずれか１つの並列モニタ７２がオンになるまでは、定電流充電を継続し、いずれか１つの並列モニタ７２がオンになった後は、図４（ｂ）に示すように充電電流を低減させると共に、電流逓減の制御モードＶ−Ｉに切り換えるようにする。このようにしてさらに図２（ｂ）に示すＶstのポイント（オフセット値Ｖoff-set ）を小さめに設定しておくと、キャパシタ蓄電電源７の各電気二重層キャパシタ７１の充電電圧にバラツキが大きく、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが小さめで最初の並列モニタがバイパス動作すると、図４（ｂ）に示すイのタイミングで制御モードが切り換わり、バラツキが小さく、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが大きくなって最初の並列モニタがバイパス動作すると、図４（ｂ）に示すロのタイミングまで制御モードの切り換えを延ばし、充電効率を上げることができる。また、オンになった並列モニタ７２が所定数であることを判断してその条件によりアナログスイッチＡＳをオンにする論理処理回路２３の構成としてもよい。

上記の各基準値設定回路は、周知の様々な回路で構成することができるが、例えば図５に示すように構成することができる。すなわち、図５（ａ）に示すように安定化されたバイアス電源＋Ｖを固定抵抗Ｒｒ１と可変抵抗Ｒｒｖとの分圧回路で分圧し、その分圧接続点から基準値Ｖｒｅｆを取り出し、可変抵抗Ｒｒｖにより所定の電圧に調整する。なお、コンデンサＣｒ１はノイズ対策用として可変抵抗Ｒｒｖに並列接続しているものである。また、図５（ｂ）に示すようにアナログスイッチＡＳ１を介して同様の回路を並列に接続してアナログスイッチＡＳ１のオン／オフにより基準値を切り換えられるようにしてもよいし、また、このような基準値の切り換えは、アナログスイッチＡＳ１′を介して可変抵抗Ｒｒｖと並列に可変抵抗Ｒｒｖ′を接続できるようにしてもよい。このように基準値の切り換えをアナログスイッチＡＳ１、ＡＳ１′により行うように構成した場合には、例えばこれを電流基準値設定回路Ｖrefiに採用すると、所定の条件により定電流充電の値を段階的に切り換えることができるので、先に説明した論理処理回路２３の出力信号を切り換え信号とすることにより、並列モニタ７２の動作に応じて定電流充電の充電電流を切り換えることができる。

図６はＰＷＭ制御されるスイッチングコンバータを備えた充電装置の実施の形態を示す図であり、６１は制御回路、６２は誤差信号発生回路、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、Ｄはダイオード、Ｌはコイル、Ｒは電流検出抵抗、ＳＷ１、ＳＷ２はスイッチ回路、Ｉは充電電流、Ｖｃは充電電圧、Ｖｉは電源電圧を示す。

図６（ａ）に示す充電装置は、充電電源５とキャパシタ蓄電電源７との間に充電制御用のスイッチ回路ＳＷとチョークコイルＬを直列に接続し、これらの直列接続点に並列にダイオードＤ（同期整流回路）を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサＣ１、Ｃ２を接続して、ＰＷＭ信号によりスイッチ回路ＳＷをオン／オフして充電電流を供給する降圧タイプのスイッチングコンバータを備え、充電電流を検出するため電流検出用抵抗Ｒを直列に挿入接続している。また、図６（ｂ）に示す充電装置は、充電電源５とキャパシタ蓄電電源７との間に充電制御用のチョークコイルＬとスイッチ回路ＳＷ２を直列に接続し、これらの直列接続点に並列にスイッチ回路ＳＷ１を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサＣ１、Ｃ２を接続して、ＰＷＭ信号によりスイッチ回路ＳＷ１をオン／オフし同期整流回路としてスイッチ回路ＳＷ２をその逆相でオフ／オンして充電電流を供給する昇圧タイプのスイッチングコンバータを備え、充電電流を検出するため電流検出用抵抗Ｒを直列に挿入接続している。そして、ＰＷＭ制御回路６１がＰＷＭ信号をスイッチ回路ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２を供給し、誤差信号発生回路６２がＰＷＭ制御回路６１に充電電流Ｉ、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃ、基準値、オフセット値に基づき先に述べた誤差増幅信号を供給する。

なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記実施の形態では、定電流充電ＣＣ、電流逓減充電Ｖ−Ｉ、定電圧充電ＣＶの各制御モードを有し、それぞれ所定の条件で切り換えるようにしたが、定電流充電ＣＣ、電流逓減充電Ｖ−Ｉの制御モードを有するだけで、電流逓減充電Ｖ−Ｉで満充電まで充電し、或いは満充電電圧で充電を停止させるようにしてもよい。また、定電流信号発生回路や電流逓減信号発生回路等も図３に示す回路に限らず同等の代替する回路で適宜設計可能であり、キャパシタ蓄電電源については、各電気二重層キャパシタがそれぞれ並列モニタを有するものとして説明したが、並列モニタを有しないものであってもよいことをいうまでもない。

本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の実施の形態を示す図である。電流逓減充電（Ｖ−Ｉ制御）を説明する図である。定電流信号発生回路及び電流逓減信号発生回路の実施の形態を示す図である。電流逓減信号発生回路の他の実施形態を示す図である。基準値設定回路の実施の形態を示す図である。ＰＷＭ制御されるスイッチングコンバータを備えた充電装置の実施の形態を示す図である。

符号の説明

１…定電流信号発生回路、２…電流逓減信号発生回路、３…定電圧信号発生回路、４…ＰＷＭ制御回路、５…充電電源、６…充電装置、７…キャパシタ蓄電電源、Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ３１…ダイオード、Ｒ…電流検出用抵抗、Ｖrefi…電流基準値設定回路、Ｖrefv…電圧基準値設定回路、Ｖoff-set …オフセット値設定回路、Ｉ…充電電流、Ｖｃ…充電電圧

Claims

所定の電圧で充電電流をバイパスする並列モニタを備えた複数の電気二重層キャパシタからなるキャパシタ蓄電電源に対して充電電源からパルス幅変調手段によりパルス幅変調して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置において、
第１の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる定電流信号発生手段と、
前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧を反転させてオフセット値により正値化した第２の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる電流逓減信号発生手段と、
前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号の有効／無効を切り換えるスイッチ回路と、
前記定電流信号発生手段の誤差増幅信号及び前記スイッチ回路により有効にされた前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を入力して低い方の誤差増幅信号を前記パルス幅変調手段に出力する、ダイオードからなるオア論理回路と
を備え、前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を無効にして充電を始め前記並列モニタのバイパス動作信号に応じて前記スイッチ回路を制御し前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を有効に切り換えるように構成したことを特徴とするキャパシタ蓄電電源用充電装置。
さらに、電圧基準値と前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧を比較して誤差増幅信号を発生させる定電圧信号発生手段を備え、前記定電圧信号発生手段の誤差増幅信号を前記オア論理回路に入力することを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
前記電流逓減信号発生手段は、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介してキャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値を入力して、反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して構成された減算回路より取り出される第２の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。