JP3907123B1 - キャパシタ蓄電電源用充電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な構成により充電装置の電力リミッタ機能に相当する機能を実現し、並列モニタの小電力化、キャパシタ蓄電電源の小型化を可能にする。
【解決手段】電気二重層キャパシタ71に蓄電するキャパシタ蓄電電源7に対して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置として、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcの増加に逆比例して充電電流Iを低減させる電流基準値と充電電流Iとを比較して誤差増幅信号を発生させる信号発生手段2を備え、充電電源5からパルス幅変調手段4によりパルス幅変調する。
【選択図】図1
【解決手段】電気二重層キャパシタ71に蓄電するキャパシタ蓄電電源7に対して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置として、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcの増加に逆比例して充電電流Iを低減させる電流基準値と充電電流Iとを比較して誤差増幅信号を発生させる信号発生手段2を備え、充電電源5からパルス幅変調手段4によりパルス幅変調する。
【選択図】図1
Description
本発明は、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電電源からパルス幅変調手段によりパルス幅変調して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置に関する。
複数の電気二重層キャパシタを直列接続して構成する高電圧大容量の蓄電電源装置においては、充放電量に応じて端子電圧が大きく変動する。したがって、二次電池のような定電圧充電を行うと効率が悪く、また、充電初期には大きな充電電流が流れ耐電流の問題が生じることもあって、定電流充電を行うことにより効率のよい充電を実現している。また、電気二重層キャパシタからなる蓄電電源では、直列接続したキャパシタ間のバラツキによる問題を解決するため、各電気二重層キャパシタに所定の基準電圧で充電電流をバイパスして端子電圧(充電電圧)を制限する並列モニタが接続される。並列モニタは、所定の基準電圧で充電電流をバイパスすることにより、充電電圧を所定値(耐電圧の範囲内)に制限し、充電電圧のバラツキを低減するものであるが、充電電圧の上昇とともに各電気二重層キャパシタの並列モニタが順次バイパス動作していくと、並列モニタでの電力損失が大きくなり、並列モニタには耐電流上限値があって、大電流で長時間のバイパス動作を回避させることが必要である。また、充電装置には、無駄な電力損失を低減するため、定電流充電による蓄電電源装置全体の充電電圧が所定値を越えると、充電電圧の増加とともに充電電流を減少させて一定の電力となるように定電力充電へ切り換える電力リミッタ機能が必要となる(例えば、非特許文献1、特許文献1、2参照)。
岡村廸夫著「電気二重層キャパシタと蓄電システム」日刊工業新聞社、2005年9月30日第3版第1刷発行、第134〜第139頁 特許第2894444号公報
特許第3306325号公報
岡村廸夫著「電気二重層キャパシタと蓄電システム」日刊工業新聞社、2005年9月30日第3版第1刷発行、第134〜第139頁
しかし、上記のように充電電圧が所定値を越えると、充電電圧の増加とともに充電電流を減少させて一定の電力となるように定電力充電へ切り換える電力リミッタ機能を実現する場合、従来は一般に電圧値と電流値を入力して電力値を演算しその演算結果を用いて制御を行うようにしているが、数A、数Vという小容量の電源に対し大容量のキャパシタ蓄電電源では、数十〜数百A、数百〜数kVにもなり、しかも、電圧は0V近傍から満充電電圧まで広いレンジで変化するため、このような乗算器は、コストが高く、かつ調整を要するなどの問題がある。その結果、部品のコスト高にともない装置のコストも高いものになってしまう。
本発明は、上記課題を解決するものであって、簡単な構成により充電装置の電力リミッタ機能に相当する機能を実現し、並列モニタの小電力化、キャパシタ蓄電電源の小型化を可能にするものである。
そのために本発明は、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電電源からパルス幅変調手段によりパルス幅変調して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置において、第1の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる定電流信号発生手段と、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介してキャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値を入力して、反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して構成された減算回路より取り出される第2の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる電流逓減信号発生手段と、前記定電流信号発生手段の誤差増幅信号及び前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を入力して低い方の誤差増幅信号を前記パルス幅変調手段に出力する、ダイオードからなるオア論理回路とを備え、前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を無効にして充電を始め前記並列モニタのバイパス動作信号に応じて前記スイッチ回路を制御し前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を有効に切り換えるように構成したことを特徴とする。
さらに、電圧基準値と前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧を比較して誤差増幅信号を発生させる定電圧信号発生手段を備え、前記定電圧信号発生手段の誤差増幅信号を前記オア論理回路に入力することを特徴とし、前記電流逓減信号発生手段は、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介してキャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値を入力して、反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して構成された減算回路より取り出される第2の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させることを特徴とする。
本発明によれば、キャパシタ蓄電電源の充電電圧の増加に逆比例する基準値を発生させるので、簡単な回路構成で基準値を発生させることができ、この基準値に基づき充電電流を制御する回路と充電電流を一定に制御する定電流の充電回路とを並列にするので、定電流充電によりキャパシタ蓄電電源の充電電圧が所定の値まで充電されると充電電圧の増加に逆比例して充電電流を低減させることが簡単な回路構成により実現できる。したがって、定電流の充電モードから定電力充電と同等の充電モードに切り換えるようにした充電装置を、コストの高い乗算器を使うことなく実現し、しかも基準値の設定を調整するだけの簡単な調整で切り換えポイントを設定できるようにすることができ、部品、ひいては装置のコストの大幅な低減を図ることができる。
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。図1は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の実施の形態を示す図、図2は電流逓減充電(V−I制御)を説明する図である。図中、1は定電流信号発生回路、2は電流逓減信号発生回路、3は定電圧信号発生回路、4はPWM制御回路、5は充電電源、6は充電装置、7はキャパシタ蓄電電源、D11、D21、D31はダイオード、Rは電流検出用抵抗、Vrefiは電流基準値設定回路、Vrefvは電圧基準値設定回路、Voff-set はオフセット値設定回路、Iは充電電流、Vcは充電電圧を示す。
図1に示す本実施形態に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置は、充電電源5から充電装置6を通して複数の電気二重層キャパシタを直列接続したキャパシタ蓄電電源7を充電し蓄電するものである。キャパシタ蓄電電源7を構成する複数の電気二重層キャパシタのそれぞれは、例えば充電電圧が所定の基準電圧まで増加すると充電電流をバイパスする、所謂並列モニタが並列接続されるものもある。そして、充電時において、それぞれの電気二重層キャパシタの充電電圧が不均等に充電されていっても、所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタから順次バイパス動作することにより、充電電流をバイパスして充電電圧を所定の基準電圧に制限する。したがって、最終的には電気二重層キャパシタの満充電電圧を所定の基準電圧として設定すると、各電気二重層キャパシタを満充電電圧に均等に充電することができる。
所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタが充電電流をバイパスするとき、その並列モニタでは、所定の基準電圧と充電電流、つまり、バイパス時の電圧と電流との積からなる電力が熱消費される。このことにより、並列モニタの動作時間が長いほど、またその数が多いほどキャパシタ蓄電電源7として電力損失、熱損失が大きくなる。その結果、並列モニタは、放熱効率を上げるため容量を大きくし構造的にも大型にしなければならなくなり、電力の無駄とともにスペースの無駄も大きくキャパシタ蓄電電源7の小型化が実現しにくくなる。そのため、本実施形態に係る充電装置6では、複数の電気二重層キャパシタのいずれかの並列モニタが動作する初期段階をキャパシタ蓄電電源7の充電電圧で判断し、充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させることで、並列モニタの小容量化、小型化を可能にする。
充電装置6は、充電電流Iを検出して電流基準値設定回路で設定された所定の電流基準値Vrefiと比較し、充電電流Iが一定(定電流充電)になるように、所定電圧までキャパシタ蓄電電源7が充電されると、充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減(電流逓減制御:V−I制御)させるようにPWM(Pulse Width Modulation :パルス幅変調)制御する。そのための具体的な構成として、例えばPWM制御回路4、定電流信号発生回路1、電流逓減信号発生回路2、定電圧信号発生回路3、これら信号発生回路からの誤差増幅信号をPWM制御回路4に選択切り換え入力するためのダイオードD11、D21、D31からなるオア論理回路等を備える。
定電流信号発生回路1は、充電回路に直列に挿入接続した電流検出用抵抗Rの端子間の電圧降下を充電電流Iの検出信号として取り出してこれを制御対象として入力し、コンパレータの基準値として電流基準値設定回路で設定されている電流基準値Vrefiと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電流信号発生回路1から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電流Iが電流基準値Vrefiより小さければ出力値は大きくなり、充電電流Iが電流基準値Vrefiより大きければ出力値は小さくなる。PWM制御回路4では、この誤差増幅信号を入力すると、充電電流Iが電流基準値Vrefiより小さいときは充電電流Iを大きくし、逆に充電電流Iが電流基準値Vrefiより大きいときは充電電流Iが小さくするように入力する誤差増幅信号の大きさに応じてパルス幅(デューティ比)を制御するので、結果として、電流基準値Vrefiに基づき充電電流Iが一定になるように充電電流を制御する、定電流充電の制御モードCCが実行される。
定電流信号発生回路1に対し、電流逓減信号発生回路2は、図2(a)に示すようにキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcの増加に逆比例して充電電流Iを小さくする電流基準値Vref(v-i)を発生させ、この電流基準値Vref(v-i)と制御対象の充電電流Iを比較して、その誤差増幅信号を出力するものである。電流基準値Vref(v-i)は、例えば図2(a)に示すようにキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcを反転させ(Vout =−Vin)、オフセット値Voff-set で正値化(=Voff-set −Vin)することにより発生させる。したがって、PWM制御回路4では、この誤差増幅信号を入力すると、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが小さいときには充電電流Iを大きくし、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが増加するとともにその増加に逆比例して充電電流Iを小さくするように充電電流を制御する、電流逓減の制御モードV−Iが実行される。
定電圧信号発生回路3は、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcを検出し、これを制御対象の充電電圧Vcとして入力し電圧基準値設定回路で予め設定される電圧基準値Vrefvと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電圧信号発生回路3から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電圧Vcが電圧基準値Vrefvより小さければ出力値は大きくなり、充電電圧Vcが電圧基準値Vrefvより大きければ出力値は小さくなる。PWM制御回路4は、この誤差増幅信号を入力すると、充電電圧Vcが電圧基準値Vrefvより小さいときは充電電流Iを大きくし、逆に充電電圧Vcが電圧基準値Vrefvより大きいときは充電電流Iを小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードCVが実行される。
ダイオードD11、D21、D31は、誤差増幅信号を出力する定電流信号発生回路1、電流逓減信号発生回路2、定電圧信号発生回路3のそれぞれから逆方向の極性でPWM制御回路4の入力に接続されているので、定電流信号発生回路1、電流逓減信号発生回路2、定電圧信号発生回路3の出力するそれぞれの誤差増幅信号のうち最も小さい誤差増幅信号をPWM制御回路4の入力とするオア論理回路を構成している。次に、図2(b)を参照しつつこのオア論理回路により行われる充電モードの切り換え制御(CC→V−I→CV)について説明する。
まず、充電を開始する初期の段階では、ダイオードD11がオン、ダイオードD21、D31がオフの状態で定電流充電の制御モードCCが実行される。すなわち、初期の段階でキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが小さく、定電流信号発生回路1の出力する誤差増幅信号に基づきPWM制御回路4が定電流充電の制御モードCCを実行しているときには、電流逓減信号発生回路2、定電圧信号発生回路3においてはいずれも制御対象が、比較する基準値より小さく、大きい値の誤差増幅信号を出力しても、充電電流Iもキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcも大きくならず誤差増幅信号が上限値にはりついた状態になるから、ダイオードD21、D31が逆方向にバイアスされオフとなる。
次に、定電流充電を続けることによりキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが増加してゆき、電流逓減信号発生回路2における電流基準値Vref(v-i)が徐々に小さくなって、電流基準値Vref(v-i)が定電流信号発生回路1の電流基準値Vrefiより小さくなると、電流逓減信号発生回路2から出力される誤差増幅信号が定電流信号発生回路1から出力される誤差増幅信号より小さくなる。ここから、定電流信号発生回路1の出力に接続されたダイオードD11がオフになって、電流逓減信号発生回路2の出力に接続されたダイオードD21がオンに切り換わり、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが増加するとともにその増加に逆比例して充電電流Iを小さくするように充電電流を制御する、電流逓減の制御モードV−Iが実行される。この切り換えポイントを図2(b)ではキャパシタ蓄電電源7の充電電圧VcがVstとなるポイントで表している。
さらに、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが増加してゆき、定電圧信号発生回路3における電圧基準値Vrefvより大きくなると、定電圧信号発生回路3から出力される誤差増幅信号が電流逓減信号発生回路2から出力される誤差増幅信号より小さくなり、電流逓減信号発生回路2の出力に接続されたダイオードD21がオフになって、定電圧信号発生回路3の出力に接続されたダイオードD31がオンに切り換わり、充電電圧Vcを電圧基準値Vrefvより小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードCVが実行される。この切り換えポイントを図2(b)ではキャパシタ蓄電電源7の充電電圧VcがVfuとなるポイントで表している。
次に、具体的な信号発生回路の構成について説明する。図3は定電流信号発生回路及び電流逓減信号発生回路の実施の形態を示す図、図4は電流逓減信号発生回路の他の実施形態を示す図、図5は基準値設定回路の実施の形態を示す図であり、11、21、22は演算増幅器、23は論理処理回路、71は電気二重層キャパシタ、72は並列モニタ、AS、AS1、AS1′はアナログスイッチ、C11、C21、Cr1はコンデンサ、R11、R21、R22、R23、Rr1は抵抗、Rrv、Rrv′は可変抵抗、+Vはバイアス電源を示す。
図3において、定電流信号発生回路1は、演算増幅器11において、その反転入力端子−に充電電流Iの検出信号を入力し、非反転入力端子+に電流基準値Vrefiを入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサC11と抵抗R11との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。同様に、電流逓減信号発生回路2は、演算増幅器21において、その反転入力端子−に充電電流Iの検出信号を入力し、非反転入力端子+に電流基準値Vref(v-i)を入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサC21と抵抗R21との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。
また、電流基準値Vref(v-i)は、先に述べたようにキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcの増加に逆比例する値であり、例えば図3(b)に示すように演算増幅器22において、その反転入力端子−に抵抗R22を介してキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcの検出信号を入力し、非反転入力端子+にオフセット値Voff-set を入力して、反転入力端子−と出力端子との間に抵抗R23を接続することにより減算回路を構成している。この減算回路によればVoff-set +(Voff-set −Vc)R23/R22(ここで、R23=R22とすると、2Voff-set −Vc)の電流基準値Vref(v-i)が取り出され、Voff-set を図2(b)のVstと一致する値に設定すると、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧VcがVoff-set まで増加したとき、定電流信号発生回路1と電流逓減信号発生回路2の基準値が同値となるので、ここから電流逓減の制御モードに切り換わる設定となる。
図3に示す実施の形態は、一定になるように充電電流を制御する定電流信号発生回路1からの信号とキャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcの増加に逆比例して小さくなるように充電電流を制御する電流逓減信号発生回路2からの信号とをダイオードD11、D21のオア論理回路で自動切り換えするものであるが、キャパシタ蓄電電源7の各電気二重層キャパシタに接続されている並列モニタの動作を条件に制御モードを切り換えるように構成した実施の形態を示したのが図4である。
図4に示す実施の形態では、電流逓減信号発生回路2における演算増幅器21の出力とオア論理回路のダイオードD21との間にアナログスイッチASを直列に挿入し、論理処理回路23の出力によりアナログスイッチASを制御している。ここで、論理処理回路23は、キャパシタ蓄電電源7の各電気二重層キャパシタ71に接続されている並列モニタ72の動作信号を論理処理するものであり、例えばオア論理処理することにより、いずれかの1つの並列モニタ72がオンになったことを条件としてアナログスイッチASをオンにする。この場合、図3(b)に示す減算回路において、R23とR22の比を変えることにより、電流基準値Vref(v-i)の勾配を変えるようにしてもよい。このことにより、いずれか1つの並列モニタ72がオンになるまでは、定電流充電を継続し、いずれか1つの並列モニタ72がオンになった後は、図4(b)に示すように充電電流を低減させると共に、電流逓減の制御モードV−Iに切り換えるようにする。このようにしてさらに図2(b)に示すVstのポイント(オフセット値Voff-set )を小さめに設定しておくと、キャパシタ蓄電電源7の各電気二重層キャパシタ71の充電電圧にバラツキが大きく、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが小さめで最初の並列モニタがバイパス動作すると、図4(b)に示すイのタイミングで制御モードが切り換わり、バラツキが小さく、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vcが大きくなって最初の並列モニタがバイパス動作すると、図4(b)に示すロのタイミングまで制御モードの切り換えを延ばし、充電効率を上げることができる。また、オンになった並列モニタ72が所定数であることを判断してその条件によりアナログスイッチASをオンにする論理処理回路23の構成としてもよい。
上記の各基準値設定回路は、周知の様々な回路で構成することができるが、例えば図5に示すように構成することができる。すなわち、図5(a)に示すように安定化されたバイアス電源+Vを固定抵抗Rr1と可変抵抗Rrvとの分圧回路で分圧し、その分圧接続点から基準値Vrefを取り出し、可変抵抗Rrvにより所定の電圧に調整する。なお、コンデンサCr1はノイズ対策用として可変抵抗Rrvに並列接続しているものである。また、図5(b)に示すようにアナログスイッチAS1を介して同様の回路を並列に接続してアナログスイッチAS1のオン/オフにより基準値を切り換えられるようにしてもよいし、また、このような基準値の切り換えは、アナログスイッチAS1′を介して可変抵抗Rrvと並列に可変抵抗Rrv′を接続できるようにしてもよい。このように基準値の切り換えをアナログスイッチAS1、AS1′により行うように構成した場合には、例えばこれを電流基準値設定回路Vrefiに採用すると、所定の条件により定電流充電の値を段階的に切り換えることができるので、先に説明した論理処理回路23の出力信号を切り換え信号とすることにより、並列モニタ72の動作に応じて定電流充電の充電電流を切り換えることができる。
図6はPWM制御されるスイッチングコンバータを備えた充電装置の実施の形態を示す図であり、61は制御回路、62は誤差信号発生回路、C1、C2はコンデンサ、Dはダイオード、Lはコイル、Rは電流検出抵抗、SW1、SW2はスイッチ回路、Iは充電電流、Vcは充電電圧、Viは電源電圧を示す。
図6(a)に示す充電装置は、充電電源5とキャパシタ蓄電電源7との間に充電制御用のスイッチ回路SWとチョークコイルLを直列に接続し、これらの直列接続点に並列にダイオードD(同期整流回路)を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサC1、C2を接続して、PWM信号によりスイッチ回路SWをオン/オフして充電電流を供給する降圧タイプのスイッチングコンバータを備え、充電電流を検出するため電流検出用抵抗Rを直列に挿入接続している。また、図6(b)に示す充電装置は、充電電源5とキャパシタ蓄電電源7との間に充電制御用のチョークコイルLとスイッチ回路SW2を直列に接続し、これらの直列接続点に並列にスイッチ回路SW1を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサC1、C2を接続して、PWM信号によりスイッチ回路SW1をオン/オフし同期整流回路としてスイッチ回路SW2をその逆相でオフ/オンして充電電流を供給する昇圧タイプのスイッチングコンバータを備え、充電電流を検出するため電流検出用抵抗Rを直列に挿入接続している。そして、PWM制御回路61がPWM信号をスイッチ回路SW、SW1、SW2を供給し、誤差信号発生回路62がPWM制御回路61に充電電流I、キャパシタ蓄電電源7の充電電圧Vc、基準値、オフセット値に基づき先に述べた誤差増幅信号を供給する。
なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記実施の形態では、定電流充電CC、電流逓減充電V−I、定電圧充電CVの各制御モードを有し、それぞれ所定の条件で切り換えるようにしたが、定電流充電CC、電流逓減充電V−Iの制御モードを有するだけで、電流逓減充電V−Iで満充電まで充電し、或いは満充電電圧で充電を停止させるようにしてもよい。また、定電流信号発生回路や電流逓減信号発生回路等も図3に示す回路に限らず同等の代替する回路で適宜設計可能であり、キャパシタ蓄電電源については、各電気二重層キャパシタがそれぞれ並列モニタを有するものとして説明したが、並列モニタを有しないものであってもよいことをいうまでもない。
1…定電流信号発生回路、2…電流逓減信号発生回路、3…定電圧信号発生回路、4…PWM制御回路、5…充電電源、6…充電装置、7…キャパシタ蓄電電源、D11、D21、D31…ダイオード、R…電流検出用抵抗、Vrefi…電流基準値設定回路、Vrefv…電圧基準値設定回路、Voff-set …オフセット値設定回路、I…充電電流、Vc…充電電圧
Claims (3)
- 所定の電圧で充電電流をバイパスする並列モニタを備えた複数の電気二重層キャパシタからなるキャパシタ蓄電電源に対して充電電源からパルス幅変調手段によりパルス幅変調して充電電流を制御し充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置において、
第1の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる定電流信号発生手段と、
前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧を反転させてオフセット値により正値化した第2の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させる電流逓減信号発生手段と、
前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号の有効/無効を切り換えるスイッチ回路と、
前記定電流信号発生手段の誤差増幅信号及び前記スイッチ回路により有効にされた前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を入力して低い方の誤差増幅信号を前記パルス幅変調手段に出力する、ダイオードからなるオア論理回路と
を備え、前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を無効にして充電を始め前記並列モニタのバイパス動作信号に応じて前記スイッチ回路を制御し前記電流逓減信号発生手段の誤差増幅信号を有効に切り換えるように構成したことを特徴とするキャパシタ蓄電電源用充電装置。 - さらに、電圧基準値と前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧を比較して誤差増幅信号を発生させる定電圧信号発生手段を備え、前記定電圧信号発生手段の誤差増幅信号を前記オア論理回路に入力することを特徴とする請求項1記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
- 前記電流逓減信号発生手段は、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介してキャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値を入力して、反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して構成された減算回路より取り出される第2の基準値と前記充電電流を比較して誤差増幅信号を発生させることを特徴とする請求項1記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
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