JP3922650B1 - キャパシタ蓄電電源用充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な回路構成により電流を流しすぎることなく、電力が足りなくなることなく、効率のよい充電を行えるようにする。
【解決手段】充電電流Ｉと電流基準値Ｖrefiに基づき充電電流Ｉを制御する誤差増幅信号を出力する定電流制御回路１と、充電電力Ｐと電力基準値Ｖrefpに基づき充電電流Ｉを制御する誤差増幅信号を出力する電力制御回路２と、充電電圧Ｖｃと電圧基準値Ｖrefvに基づき充電電流Ｉを制御する誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路３と、各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力する論理和回路Ｄ１１〜Ｄ３１と、論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調信号を生成してスイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２をオン／オフし充電電流Ｉを制御する制御回路６２とを備え、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源７に対して充電を行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電を行うキャパシタ蓄電電源用充電装置に関する。

複数の電気二重層キャパシタを直列接続して構成する高電圧大容量の蓄電電源装置においては、充放電量に応じて端子電圧が大きく変動する。このようなキャパシタ蓄電電源では、二次電池のような定電圧充電を行うと効率が悪く、また、充電初期には大きな充電電流が流れ耐電流の問題が生じるため、定電流充電を行うことにより効率のよい充電を実現している。また、電気二重層キャパシタからなる蓄電電源では、直列接続したキャパシタ間のバラツキによる問題を解決するため、基準値を設定して各電気二重層キャパシタの端子電圧（充電電圧）が基準値を越えると充電電流をバイパスして各電気二重層キャパシタの端子電圧を制限する並列モニタが接続される。

並列モニタは、このように充電電流をバイパスすることにより、充電電圧を所定値（耐電圧の範囲内である、満充電電圧）に制限し、各電気二重層キャパシタにおける充電電圧のバラツキを低減するものであるが、各電気二重層キャパシタの充電電圧の上昇とともに並列モニタが順次バイパス動作していくと、その動作時間とバイパス動作している並列モニタの数に比例して並列モニタでの電力損失が大きくなる。したがって、並列モニタに大電流で長時間のバイパス動作をさせることは回避させることが必要である。また、充電装置には、定電流充電により蓄電電源装置全体の充電電圧が上昇し所定値を越えると、無駄な電力損失を低減するため、例えば充電電圧の増加とともに充電電流を減少させて一定の電力となるように定電力充電へ切り換える電力リミッタ機能を持たせることも必要となる（例えば、非特許文献１、特許文献１参照）。
岡村廸夫著「電気二重層キャパシタと蓄電システム」日刊工業新聞社、２００５年９月３０日第３版第１刷発行、第１３８〜第１３９頁 特許第３３０６３２５号公報

キャパシタに対し、０Ｖから満充電の例えば３Ｖまで、一定の電流で充電を行うと、キャパシタに入っていく電力（電圧と電流の積）は、はじめはごく小さく、終わりに近づくと電圧に比例して大きくなる。家庭用のコンセントのように使える電力の最大が例えば１．５ｋＷに決まっている場合、一定電流で充電すると電圧の低い間は電力に余裕があるが、キャパシタの容量によっては電圧が高くなると電力が足りなくなってしまう。そこで、低電力型の充電を行うようにすると、電圧の低いところでは充電電流が大きく、満充電に近づくにしたがって電流が小さくなるが、電圧がゼロに近い領域では極めて大きな電流になって、電流が流れすぎてしまう。

また、並列モニタのバイパス動作に伴う電力損失を低減させるため、並列モニタの耐電流上限値を小さくしようとすると、充電電流をそれに応じて小さくしなければならなくなり、充電時間が長くなる。充電電圧のバラツキを常に小さくしようとすると、電気二重層キャパシタの初期化動作を頻繁に行わなければならないなどの問題が生じる。そのため、定電流充電と定電力充電との動作切り換えの調整、回路構成や制御が煩雑になり装置全体としてもコストアップを招く。

本発明は、上記課題を解決するものであって、簡単な回路構成により電流を流しすぎることなく、電力が足りなくなることなく、効率のよい充電を行え、さらには、電力損失を低減し、充電効率の向上を図り、高速充電を可能にするものである。

電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電を行うキャパシタ蓄電電源用充電装置において、充電電源から前記キャパシタ蓄電電源に供給する充電電流をオン／オフするスイッチ回路と、前記充電電流を検出する電流検出回路と、前記キャパシタ蓄電電源の電圧を検出する電圧検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流値と電流基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、前記電流検出回路により検出された電流値と前記電圧検出回路により検出された電圧値と電力基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、前記電圧検出回路により検出された電圧値と電圧基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、前記定電流制御回路、前記電力制御回路、前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力する論理和回路と、前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調信号を生成して前記スイッチ回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路とを備え、前記キャパシタ蓄電電源は、直列接続された複数の電気二重層キャパシタのそれぞれに充電電流をバイパスする並列モニタを有し、前記定電流制御回路は、前記電流基準値として複数の基準値から前記並列モニタのバイパス動作に応じて切り換えて基準値を小さくすることを特徴とし、或いは前記定電流制御回路は、前記電流基準値を、他のキャパシタ蓄電電源用充電装置をマスタ装置として、前記マスタ装置の電流検出回路により検出された電流値に切り換える回路を有することを特徴とする。

また、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電を行うキャパシタ蓄電電源用充電装置において、充電電源から前記キャパシタ蓄電電源に供給する充電電流をオン／オフするスイッチ回路と、前記充電電流を検出する電流検出回路と、前記キャパシタ蓄電電源の電圧を検出する電圧検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流値と電流基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介して前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値の信号を入力して、前記反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して前記出力端子から基準値を取り出し、前記基準値と前記電流検出回路により検出された電流値とを比較演算して前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、前記電圧検出回路により検出された電圧値と電圧基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、前記定電流制御回路、前記電力制御回路、前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力する論理和回路と、前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調信号を生成して前記スイッチ回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、論理和回路を通して定電流制御回路、電力制御回路、定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力し、パルス幅変調信号を生成して前記スイッチ回路をオン／オフし前記充電電流を制御するので、簡単な構成によりパルス幅を変動の大きいキャパシタ電圧に効率よく追従させて効率よく充電を行うことができ、定電流充電から定電力充電、定電圧充電への切り換えを円滑に行うことができる。また、複数の基準値で切り換えできるようにすることにより、定電流充電、定電力充電、定電圧充電の切り換えポイントを柔軟に変えることができ、さらに、マスタ装置とスレーブ装置としてスレーブ装置の基準値にマスタ装置の充電電流の検出信号を導入できるようにすることにより、充電電流を増やすことができるので、より急速な充電が可能になる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の主回路の実施の形態を示す図、図２は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の信号処理回路の実施の形態を示す図である。図中、１は定電流信号発生回路、２は定電力信号発生回路、３は定電圧信号発生回路、５は充電電源、６は充電装置、７はキャパシタ蓄電電源、６１は信号処理回路、６２はＰＷＭ信号発生回路、６３は増幅器、６４は反転増幅器、７１は電気二重層キャパシタ、ＡＳ１１、ＡＳ１２、ＡＳ２１、ＡＳ２２はアナログスイッチ、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ３１はダイオード、Ｌはコイル、Ｒは電流検出用抵抗、ＳＷ１はメインスイッチ回路、ＳＷ２は同期整流回路、Ｖrefi1 、Ｖrefi2 は電流基準値設定回路、Ｖrefpは電力基準値設定回路、Ｖrefv1 、Ｖrefv2 は充電電圧基準値設定回路、Ｉは充電電流、Ｖｃは充電電圧、Ｖｉは入力電圧を示す。

図１に示す本実施形態に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置は、充電電源５から充電装置６を通して複数の電気二重層キャパシタ７１を直列接続したキャパシタ蓄電電源７を充電し蓄電するものである。キャパシタ蓄電電源７を構成する複数の電気二重層キャパシタのそれぞれは、例えば充電電圧が所定の基準電圧まで増加すると充電電流をバイパスする、所謂並列モニタが並列接続されたものもある。そして、充電装置６は、充電電源５とキャパシタ蓄電電源７との間に充電制御用のチョークコイルＬと同期整流回路ＳＷ２を直列に接続し、これらの直列接続点に並列にメインスイッチ回路ＳＷ１を接続するとともに、入力側及び出力側に並列に平滑用にコンデンサＣ１、Ｃ２を接続して昇圧タイプのスイッチングコンバータを構成し、そして、充電電流Ｉを検出するため電流検出用抵抗Ｒを直列に挿入接続している。

信号処理回路６１は、オン／オフ制御信号によりメインスイッチ回路ＳＷ１をオン／オフし同期整流回路ＳＷ２をその逆相でオフ／オンして充電電流を制御するものである。そのために、充電電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、入力電圧Ｖｉを検出してそれらを制御対象として各種設定された基準値と比較しそれらの誤差増幅信号に基づき、定電流充電、定電力充電、定電圧充電などの各充電モードに応じてパルス幅変調されたオン／オフ制御信号を生成し出力する。具体的には、例えば図２に示すように定電流信号発生回路１、定電力信号発生回路２、定電圧信号発生回路３、ＰＷＭ信号発生回路６２を有する。そして、各誤差増幅信号を発生する回路（１〜３）において、電流基準値設定回路Ｖrefi1 又はＶrefi2 、定電力基準値設定回路Ｖrefp、定電圧基準値設定回路Ｖrefv1 又はＶrefv2 により設定された各種基準値と充電電流Ｉ、充電電圧Ｖｃの検出信号、これらを演算した制御対象信号とを比較して誤差増幅信号を出力し、いずれか１つの誤差増幅信号をダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１からなるオア論理回路により切り換え選択してＰＷＭ信号発生回路６２に入力し、ＰＷＭ信号発生回路６２からパルス幅変調されたオン／オフ制御信号（ＰＷＭ信号）を生成して増幅器６３を通してメインスイッチ回路ＳＷ１に、反転増幅器６４を通して同期整流回路ＳＷ２にそれぞれオン／オフする信号を出力する。

図２に示す実施形態において、それぞれ定電流信号発生回路１は、アナログスイッチＡＳ１１、ＡＳ１２により複数の電流基準値設定回路Ｖrefi1 又はＶrefi2 のいずれかと切り換え接続して選択、変更でき、定電圧信号発生回路３は、アナログスイッチＡＳ３１、ＡＳ３２により複数の定電圧基準値設定回路Ｖrefv1 又はＶrefv2 のいずれかと切り換え接続して基準値が選択、変更できるようにしている。

ここで、電流基準値Ｖrefi1 、Ｖrefi2 の切り換えは、電気二重層キャパシタ７１に並列モニタが並列接続され、電気二重層キャパシタ７１の耐電流上限値に対して並列モニタの耐電流上限値を小さくしている場合に、並列モニタがバイパス動作したことを条件（満充電信号：Ｆ信号）に行われる。この場合には、並列モニタがバイパス動作するまでは選択信号ｒｅｆｉ１によりアナログスイッチＡＳ１１をオン、選択信号ｒｅｆｉ２によりアナログスイッチＡＳ１２をオフにして、電気二重層キャパシタ７１の耐電流上限値に対応した大きな充電電流で急速に充電し、並列モニタのバイパス動作を検出すると、選択信号ｒｅｆｉ１によりアナログスイッチＡＳ１１をオフ、選択信号ｒｅｆｉ２によりアナログスイッチＡＳ１２をオンに切り換えることにより、並列モニタの耐電流上限値以下の小さな充電電流に切り換える。このような電流基準値の切り換えを行うことにより、並列モニタを小容量化し、満充電になってからのバイパス動作による電力の損失を少なくすることができる。

また、複数の充電装置を使って並列運転させる場合、各充電装置の充電電流を同一にするときにマスター充電装置から充電電流の検出値をスレーブ充電装置の電流基準値とする。この場合には、１つのマスター充電装置において、選択信号ｒｅｆｉ１によりアナログスイッチＡＳ１１をオン、選択信号ｒｅｆｉ２によりアナログスイッチＡＳ１２をオフにし、その他のスレーブ充電装置において、選択信号ｒｅｆｉ１によりアナログスイッチＡＳ１１をオフ、選択信号ｒｅｆｉ２によりアナログスイッチＡＳ１２をオンにして、電流基準値設定回路Ｖrefi2 としてマスター充電装置から取り出される充電電流の検出値を接続する。このように複数の充電装置を使い、それぞれ独立で動作させるのではなく、それらのうちの１つをマスター充電装置とし、その他をスレーブ充電装置としてマスター充電装置の出力する充電電流をそのまま電流基準値として使用することにより同期制御ができ、全体として充電電流を増やすことができ、より急速な充電が可能となる。

定電圧基準値設定回路Ｖrefv1 、Ｖrefv2 の切り換えは、例えば定格電圧切り換えスイッチの出力信号など外部信号（ｒｅｆｖ１、ｒｅｆｖ２）により行う。電気二重層キャパシタ７１は、定格電圧が５Ｖのものにおいて電圧を０．２Ｖ下げて使用すると寿命が１．５倍になるという経験則がある。したがって、例えば通常の使用モードを選択信号ｒｅｆｖ１によりアナログスイッチＡＳ３１をオンにして定電圧基準値Ｖrefv1 を選択し、長寿の使用モードを選択信号ｒｅｆｖ２によりアナログスイッチＡＳ３２をオンにして定電圧基準値Ｖrefv2 を選択する。

図３は定電圧信号発生回路及び定電力信号発生回路の実施の形態を示す図、図４は定電流ー定電力ー定電圧の制御モードの遷移を説明する図、図５は並列モニタのバイパス動作による切り換え信号発生回路の実施の形態を示す図である。図中、１１、２１は演算増幅器、７２は並列モニタ、７３はオアゲート、ＡＳ１２はアナログスイッチ、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃｒ１、Ｃｒ２はコンデンサ、Ｒ１１、Ｒ２１、Ｒｒ１、Ｒｒ２は抵抗、Ｒｒｖ１１、Ｒｒｖ１２、Ｒｒｖ２は可変抵抗を示す。

図３において、定電流信号発生回路１は、演算増幅器１１の反転入力端子−に充電電流Ｉの検出信号を入力し、非反転入力端子＋に電流基準値Ｖrefiを入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。同様に、定電力信号発生回路２は、演算増幅器２１の反転入力端子−に充電電力Ｐの検出信号（電流×電圧の演算信号）を入力し、非反転入力端子＋に電力基準値Ｖrefpを入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。なお、定電圧信号発生回路３については、定電流信号発生回路１と同様の構成を採用することができるので、省略している。

上記の各基準値設定回路は、周知の様々な回路で構成することができるが、電流基準値では、図示のように安定化されたバイアス電源＋Ｖを固定抵抗Ｒｒ１と可変抵抗Ｒｒｖ１との分圧回路で分圧し、その分圧接続点から電流基準値Ｖrefiを取り出し、可変抵抗Ｒｒｖ１により所定の電圧に調整する。なお、コンデンサＣｒ１はノイズ対策用として可変抵抗Ｒｒｖ１に並列接続している。さらに、アナログスイッチＡＳ１２を介して可変抵抗Ｒｒｖ１と並列に可変抵抗Ｒｒｖ２を接続し、アナログスイッチＡＳ１２を選択信号ｒｅｆｉ２によりオン／オフすることにより、電流基準値を切り換えるようにしている。ここで、アナログスイッチＡＳ１２をオフにすると、図２に示す実施形態のアナログスイッチＡＳ１１をオン、アナログスイッチＡＳ１２をオフにし、アナログスイッチＡＳ１２をオンにすると、図２に示す実施形態のアナログスイッチＡＳ１１をオフ、アナログスイッチＡＳ１２をオンにした回路に対応させることができる。勿論、図２に示す実施形態のＶrefi１、Ｖrefi２のそれぞれを図３に示す実施形態の固定抵抗Ｒｒ１と可変抵抗Ｒｒｖ１との分圧回路でそれぞれ構成してもよい。

図３において、定電流信号発生回路１は、充電装置に直列に挿入接続した電流検出用抵抗Ｒの端子間の電圧降下を充電電流Ｉの検出信号として取り出してこれを制御対象として入力し、コンパレータの基準値として電流基準値設定回路で設定されている電流基準値Ｖrefiと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電流信号発生回路１から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより小さければ出力値は大きくなり、充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより大きければ出力値は小さくなる。ＰＷＭ信号発生回路６２では、この誤差増幅信号を入力すると、充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより小さいときは充電電流Ｉを大きくし、逆に充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより大きいときは充電電流Ｉが小さくするように入力する誤差増幅信号の大きさに応じてパルス幅（デューティ比）を制御するので、結果として、電流基準値Ｖrefiに基づき充電電流Ｉが一定になるように充電電流を制御する、定電流充電の制御モードＣＣが実行される。

同様に、定電力信号発生回路２は、充電電力Ｐを制御対象として入力し、コンパレータの基準値として電力基準値設定回路で設定されている電力基準値Ｖrefpと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電力信号発生回路２から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電力Ｐが電力基準値Ｖrefpより小さければ出力値は大きくなり、充電電力Ｐが電力基準値Ｖrefpより大きければ出力値は小さくなる。ＰＷＭ信号発生回路６２では、この誤差増幅信号を入力すると、充電電力Ｐが電力基準値Ｖrefpより小さいときは充電電流Ｉを大きくし、逆に充電電力Ｐが電力基準値Ｖrefpより大きいときは充電電流Ｉが小さくするように入力する誤差増幅信号の大きさに応じてパルス幅（デューティ比）を制御するので、結果として、電力基準値Ｖrefpに基づき充電電力Ｐが一定になるように充電電流Ｉを制御する、定電力充電の制御モードＣＰが実行される。

ダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１は、誤差増幅信号を出力する定電流信号発生回路１、定電力信号発生回路２、定電圧信号発生回路３のそれぞれから逆方向の極性でＰＷＭ信号発生回路６２の入力に接続されているので、定電流信号発生回路１、定電力信号発生回路２、定電圧信号発生回路３の出力するそれぞれの誤差増幅信号のうち最も小さい誤差増幅信号をＰＷＭ信号発生回路６２の入力とするオア論理回路を構成している。

オア論理回路により行われる充電モードの切り換え制御をさらに説明すると、まず、充電を開始する初期の段階では、ダイオードＤ１１がオン、ダイオードＤ２１、Ｄ３１がオフの状態で定電流充電の制御モードＣＣが実行される。すなわち、初期の段階でキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが小さく、定電流信号発生回路１の出力する誤差増幅信号に基づきＰＷＭ信号発生回路６２が定電流充電の制御モードＣＣを実行しているときには、定電力信号発生回路２、定電圧信号発生回路３においてはいずれも制御対象が比較する基準値より小さいため、大きい値の誤差増幅信号を出力しても、充電電流Ｉもキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃも大きくならず誤差増幅信号が上限値にはりついた状態になるから、ダイオードＤ２１、Ｄ３１が逆方向にバイアスされオフとなる。

次に、定電流充電を続けることによりキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加し、充電電力Ｐが増加してゆき定電力信号発生回路２における電力基準値Ｖrefpより充電電力Ｐが大きくなると、定電力信号発生回路２から出力される誤差増幅信号が定電流信号発生回路１から出力される誤差増幅信号より小さくなる。ここから、定電流信号発生回路１の出力に接続されたダイオードＤ１１がオフになって、定電力信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオンに切り換わり、キャパシタ蓄電電源７の充電電力Ｐが電力基準値Ｖrefpを越えないように充電電流Ｉを制御する、定電力充電の制御モードＣＰが実行される。

さらに、定電力充電を継続することによりキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加してゆき、定電圧信号発生回路３における電圧基準値Ｖrefvより大きくなると、定電圧信号発生回路３から出力される誤差増幅信号が定電力信号発生回路２から出力される誤差増幅信号より小さくなり、電流逓減信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオフになって、定電圧信号発生回路３の出力に接続されたダイオードＤ３１がオンに切り換わり、充電電圧Ｖｃを電圧基準値Ｖrefvより小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードＣＶが実行される。

このように本実施形態の充電装置６によれば、図４に示すように充電電流Ｉを検出して電流基準値設定回路で設定された所定の電流基準値Ｖrefiと比較し、充電電流Ｉを一定にし（定電流充電：ＣＣ）、所定電圧までキャパシタ蓄電電源７が充電されると、充電電力Ｐを演算して電力基準値設定回路で設定された所定の電力基準値Ｖrefpと比較し、充電電力Ｐを一定にし（定電流充電：ＣＰ）、キャパシタ蓄電電源７が満充電電圧まで充電されると、充電電圧Ｖｃを電圧基準値設定回路で設定された所定の電圧基準値Ｖrefvと比較し、充電電圧Ｖｃを一定になるように（定電圧充電：ＣＶ）各制御モード間の切り換えを行ってメインスイッチ回路ＳＷ１及び同期整流回路ＳＷ２をＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation ：パルス幅変調）制御する。この定電流ー定電力ー定電圧充電の制御モードで遷移する様子を示したのが図４（ａ）である。

さらに、定電流信号発生回路１において、電流基準値Ｖrefi1 として電気二重層キャパシタ７１の耐電流上限値に近い大きな充電電流で充電を行い、並列モニタのバイパス動作の検出信号Ｆにより充電電流を並列モニタの耐電流上限値以下の電流基準値Ｖrefi2 に切り換えるタイプの例を示したのが図４（ｂ）である。この場合、図５に示すようにオアゲート７３を通して各電気二重層キャパシタ７１の並列モニタ７２のバイパス動作の検出信号Ｆを取り出すことにより、いずれか１つの並列モニタがバイパス動作すると電流基準値Ｖrefi2 に切り換えるようにすることができる。さらに、定電圧信号発生回路３において、電気二重層キャパシタの寿命を考慮して電圧基準値Ｖrefvを切り換えることによりキャパシタ蓄電電源の定格電圧（Ｖfu）を変更するタイプの例を示したのが図４（ｃ）である。

図６はマスター充電装置とスレーブ充電装置として並列運転する同期制御方式の実施の形態を示す図であり、マスター／スレーブの設定信号によりアナログスイッチＡＳ１ａ〜ＡＳ３ａ、ＡＳ１ｂ〜ＡＳ３ｂを選択的にオン／オフしてマスター充電装置或いはスレーブ充電装置に設定し並列運転するように構成した実施の形態である。図６に示す実施の形態においては、マスターの設定信号により充電装置ＡのアナログスイッチＡＳ１ａ、ＡＳ３ａをオンにすると、充電装置Ａがマスター充電装置となり、定電流信号発生回路１ａで電圧基準値Ｖrefia を入力して充電電流Ｉａを制御するとともに、その充電電流Ｉａの検出信号をスレーブ充電装置の基準値として使用するため、アナログスイッチＡＳ３ａを通して共通の基準値ライン（破線）に出力する。これに対し、充電装置ＢのアナログスイッチＡＳ２ｂをスレーブの設定信号によりオンにすると、充電装置Ｂがスレーブ充電装置となり、定電流信号発生回路１ｂでアナログスイッチＡＳ２ｂを通して共通の基準値ライン（破線）からマスター充電装置の充電電流Ｉａを基準値として入力して充電電流Ｉｂを制御する。

図７は定電力信号発生回路の他の実施の形態を示す図であり、２２は乗算回路、２３は演算増幅器、Ｒ２２、Ｒ２３は抵抗、Ｖoff-set はオフセット値設定回路を示す。定電力信号発生回路２は、図７（ａ）に示すように乗算回路２２により充電電流Ｉとキャパシタ蓄電電源の充電電圧Ｖｃとを乗算して充電電力Ｐを求め、これを電力基準値Ｖrefip として誤差増幅信号を出力する構成が一般的である。しかし、大容量のキャパシタ蓄電電源では、数十〜数百Ａ、数百〜数ｋＶにもなり、しかも、電圧は０Ｖ近傍から満充電電圧まで広いレンジで変化するため、このような乗算器は、コストが高く、かつ調整を要するなどの問題がある。その結果、部品のコスト高にともない装置のコストも高いものになってしまう。そこで、定電力信号発生回路の実施の形態として図７（ｂ）に示すように充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させる簡易型の構成としてもよい。

図７（ｂ）に示す簡易型の定電力信号発生回路２は、電流逓減信号発生回路であり、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくする電流基準値Ｖref(v-i)を発生させ、この電流基準値Ｖref(v-i)と制御対象の充電電流Ｉを比較して、その誤差増幅信号を出力するものである。電流基準値Ｖref(v-i)は、演算増幅器２３において、その反転入力端子−に抵抗Ｒ２２を介してキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの検出信号を入力し、非反転入力端子＋にオフセット値Ｖoff-set を入力して、反転入力端子−と出力端子との間に抵抗Ｒ２３を接続して構成される減算回路より図７（ｃ）に示す出力を発生させている。この減算回路によればＶoff-set ＋（Ｖoff-set −Ｖｃ）Ｒ２３／Ｒ２２（ここで、Ｒ２３＝Ｒ２２とすると、２Ｖoff-set −Ｖｃ）の電流基準値Ｖref(v-i)が取り出され、Ｖoff-set を図２（ｂ）のＶstと一致する値に設定すると、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶoff-set まで増加したとき、定電流信号発生回路１と電流逓減信号発生回路２の基準値が同値となるので、ここから電流逓減の制御モードに切り換わる設定となる。また、この減算回路において、Ｒ２３とＲ２２の比を変えることにより、図７（ｄ）のＶ−Ｉ、（Ｖ−Ｉ）′のように電流基準値Ｖref(v-i)の勾配を変えるようにしてもよいし、さらに、図７（ｄ）に示すように並列モニタのバイパス動作信号Ｆ、Ｆ′により定電流充電から定電力充電（電流逓減充電）への切り換え、定電力充電（電流逓減充電）から小電流の定電流充電への切り換えを行うようにしてもよい。

充電時において、それぞれの電気二重層キャパシタの充電電圧が不均等に充電されていっても、並列モニタを有する場合には、所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタから順次バイパス動作することにより、充電電流をバイパスして充電電圧を所定の基準電圧に制限する。したがって、最終的には電気二重層キャパシタの満充電電圧を所定の基準電圧として設定すると、各電気二重層キャパシタを満充電電圧に均等に充電することができる。

所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタが充電電流をバイパスするとき、その並列モニタでは、所定の基準電圧と充電電流、つまり、バイパス時の電圧と電流との積からなる電力が熱消費される。このことにより、並列モニタの動作時間が長いほど、またその数が多いほどキャパシタ蓄電電源７として電力損失、熱損失が大きくなる。その結果、並列モニタは、放熱効率を上げるため容量を大きくし構造的にも大型にしなければならなくなり、電力の無駄とともにスペースの無駄も大きくキャパシタ蓄電電源７の小型化が実現しにくくなる。そのため、本実施形態に係る充電装置６のように、複数の電気二重層キャパシタのいずれかの並列モニタがバイパス動作する初期段階をキャパシタ蓄電電源７の充電電圧で判断し、充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させたり、また、図４（ｂ）、図７（ｄ）に示すように並列モニタのバイパス動作に応じて充電電流を並列モニタの耐電流上限値以下に制限するような制御を行うことにより、小容量化、小型化を可能になる。

図８は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の主回路の他の実施の形態を示す図であり、６１′は信号処理回路、Ｃ１′、Ｃ２′はコンデンサ、Ｌ′はコイル、Ｒ′は電流検出抵抗、ＳＷ１′、ＳＷ２′はスイッチ回路を示す。

図８に示す充電装置は、充電電源５とキャパシタ蓄電電源７との間に充電制御用のスイッチ回路ＳＷ１′とチョークコイルＬ′を直列に接続し、これらの直列接続点に並列に同期整流回路ＳＷ２′を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサＣ１′、Ｃ２′を接続して、ＰＷＭ信号によりスイッチ回路ＳＷ１′をオン／オフすると共に、それと逆位相で同期整流回路ＳＷ２′をオフ／オンして充電電流をキャパシタ蓄電電源７に供給する降圧タイプのスイッチングコンバータを備えたものである。なお、図１及び図８の実施の形態において、同期整流回路ＳＷ２、ＳＷ２′はダイオード（フライホィールダイオード）に変えてもよい。

図９はオン／オフ制御信号の出力回路における同期整流回路の動作を制限する回路の実施の形態を示す図、図１０はオン／オフ制御信号の出力回路における同時オンを防止する回路の実施の形態を示す図である。図中、６３、６５、６６は増幅器、６４は反転増幅器、Ｃｐ１〜Ｃｐ４はコンデンサ、Ｄｐ１〜Ｄｐ３はダイオード、Ｑｐ１、Ｑｐ２はトランジスタ、Ｒｐ１〜Ｒｐ８は抵抗を示す。

メインスイッチ回路ＳＷ１のオン／オフ制御において、そのデューティ比が小さくなったときは、充電電流が小さくなるように絞られているときである。図９に示す実施の形態では、同期整流回路ＳＷ２に対しチョークコイルＬに蓄積したエネルギーを放出させる極性にダイオードを並列接続し、デューティ比が小さいときメインスイッチ回路ＳＷ１のオン／オフにかかわらず、同期整流回路ＳＷ２をオフのまま維持することにより、軽負荷時に同期整流回路を通して充電電流が逆流するのを阻止するようにしている。ここでは、ダイオードＤｐ１と抵抗Ｒｐ１とコンデンサＣｐ１とを直列に接続し、コンデンサＣｐ１に抵抗Ｒｐ２を並列に接続してオン／オフ制御信号の整流平滑回路を構成している。そして、この整流平滑した出力をトランジスタＱｐ１のベース−エミッタ間に加えてパルスデューティ比、つまりオンのパルス幅が所定値より大きいときにはトランジスタＱｐ１がオンに、パルス幅が所定値以下になると、ベースバイアスが小さくなってトランジスタＱｐ１がオフになるようにし、さらにトランジスタＱｐ１のコレクタ出力によりトランジスタＱｐ２のベースバイアスを制御して、同期整流回路ＳＷ２をオン／オフする反転増幅器６４の出力を短絡する信号保持回路を備えている。本実施形態によれば、電流を小さいときのみ同期整流回路ＳＷ２をオフのロック状態にしてダイオードを通してチョークコイルＬに蓄積したエネルギーを放出させ、大きい電流は同期整流回路ＳＷ２をオンにして流れるようにするので、ダイオードでの損失を小さくすることができる。

また、メインスイッチ回路ＳＷ１と同期整流回路ＳＷ２が同時にオンすることがないようにするため、例えば図１０（ａ）に示すようにオン／オフ制御信号の出力回路にそれぞれオンの立ち上がりを遅延させる遅延回路を設けるようにしてもよい。図１０（ａ）において、抵抗Ｒｐ６とコンデンサＣｐ３がメインスイッチ回路ＳＷ１の駆動パルス立ち上がり時（オン時）のディレイΔｔを実現し、同様に、抵抗Ｒｐ８とコンデンサＣｐ４が同期整流回路ＳＷ２の駆動パルス立ち上がり時（オン時）のディレイΔｔを実現する回路であり、抵抗Ｒｐ６と並列に接続されているメインスイッチ回路ＳＷ１の駆動パルス信号の出力方向と逆極性のダイオードＤｐ２及び抵抗Ｒｐ８と並列に接続されている同期整流回路ＳＷ２の駆動パルス信号の出力方向と逆極性のダイオードＤｐ３は、それぞれパルスの立ち下がりエッジでのディレイΔｔを生じないようにするための回路である。また、反転増幅回路の出力に接続されている抵抗Ｒｐ７とコンデンサＣｐ２との並列回路は、ノイズ除去を目的とするものである。これらの回路を接続することにより、ＰＷＭ信号を入力して増幅器６３、６５を通してメインスイッチ回路ＳＷ１に出力されるパルス信号、反転増幅器６４、６６を通して同期整流回路ＳＷ２に出力されるパルス信号は、図１０（ｂ）に示すように立ち上がりエッジのみがディレイされて、メインスイッチ回路ＳＷ１と同期整流回路ＳＷ２が同時にオンするのを防ぐことができる。なお、図１０（ｂ）において、ｔ７、ｔ８では、パルス幅が所定値より小さいため、図９に示したトランジスタＱｐ２がオンになる状態を示している。

本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の主回路の実施の形態を示す図である。 本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の信号処理回路の実施の形態を示す図である。 定電圧信号発生回路及び定電力信号発生回路の実施の形態を示す図である。 定電流ー定電力ー定電圧の制御モードの遷移を説明する図である。 並列モニタのバイパス動作による切り換え信号発生回路の実施の形態を示す図である。 マスター充電装置とスレーブ充電装置として並列運転する同期制御方式の実施の形態を示す図である。 定電力信号発生回路の他の実施の形態を示す図である。 本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の主回路の他の実施の形態を示す図である。 オン／オフ制御信号の出力回路における同期整流回路の動作を制限する回路の実施の形態を示す図である。 オン／オフ制御信号の出力回路における同時オンを防止する回路の実施の形態を示す図である。

符号の説明

１…定電流信号発生回路、２…定電力信号発生回路、３…定電圧信号発生回路、５…充電電源、６…充電装置、７…キャパシタ蓄電電源、６１…信号処理回路、６２…ＰＷＭ信号発生回路、６３…増幅器、６４…反転増幅器、７１…電気二重層キャパシタ、ＡＳ１１、ＡＳ１２、ＡＳ２１、ＡＳ２２…アナログスイッチ、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ３１…ダイオード、Ｌ…コイル、Ｒ…電流検出用抵抗、ＳＷ１…メインスイッチ回路、ＳＷ２…同期整流回路、Ｖrefi1 、Ｖrefi2 …電流基準値設定回路、Ｖrefp…電力基準値設定回路、Ｖrefv1 、Ｖrefv2 …充電電圧基準値設定回路、Ｉ…充電電流、Ｖｃ…充電電圧、Ｖｉ…入力電圧

Claims (6)

1. 電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電を行うキャパシタ蓄電電源用充電装置において、
   充電電源から前記キャパシタ蓄電電源に供給する充電電流をオン／オフするスイッチ回路と、
   前記充電電流を検出する電流検出回路と、
   前記キャパシタ蓄電電源の電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流値と電流基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流値と前記電圧検出回路により検出された電圧値と電力基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、
   前記電圧検出回路により検出された電圧値と電圧基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、
   前記定電流制御回路、前記電力制御回路、前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力する論理和回路と、
   前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調信号を生成して前記スイッチ回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路と
   を備え、前記キャパシタ蓄電電源は、直列接続された複数の電気二重層キャパシタのそれぞれに充電電流をバイパスする並列モニタを有し、前記定電流制御回路は、前記電流基準値として複数の基準値から前記並列モニタのバイパス動作に応じて切り換えて基準値を小さくすることを特徴とするキャパシタ蓄電電源用充電装置。
2. 電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電を行うキャパシタ蓄電電源用充電装置において、
   充電電源から前記キャパシタ蓄電電源に供給する充電電流をオン／オフするスイッチ回路と、
   前記充電電流を検出する電流検出回路と、
   前記キャパシタ蓄電電源の電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流値と電流基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流値と前記電圧検出回路により検出された電圧値と電力基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、
   前記電圧検出回路により検出された電圧値と電圧基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、
   前記定電流制御回路、前記電力制御回路、前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力する論理和回路と、
   前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調信号を生成して前記スイッチ回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路と
   を備え、前記定電流制御回路は、前記電流基準値を、他のキャパシタ蓄電電源用充電装置をマスタ装置として、前記マスタ装置の電流検出回路により検出された電流値に切り換える回路を有することを特徴とするキャパシタ蓄電電源用充電装置。
3. 電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源に対して充電を行うキャパシタ蓄電電源用充電装置において、
   充電電源から前記キャパシタ蓄電電源に供給する充電電流をオン／オフするスイッチ回路と、
   前記充電電流を検出する電流検出回路と、
   前記キャパシタ蓄電電源の電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流値と電流基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、
   演算増幅器の反転入力端子に抵抗を介して前記キャパシタ蓄電電源の充電電圧の検出信号を入力し、非反転入力端子にオフセット値の信号を入力して、前記反転入力端子と出力端子との間に抵抗を接続して前記出力端子から基準値を取り出し、前記基準値と前記電流検出回路により検出された電流値とを比較演算して前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、
   前記電圧検出回路により検出された電圧値と電圧基準値に基づき前記充電電流を制御する誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、
   前記定電流制御回路、前記電力制御回路、前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のいずれかを切り換えて出力する論理和回路と、
   前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調信号を生成して前記スイッチ回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路と
   を備えたことを特徴とするキャパシタ蓄電電源用充電装置。
4. 前記論理和回路は、ダイオード論理和回路であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
5. 前記電力制御回路は、前記電流値と前記電圧値とを乗算した値と電力基準値とを比較して誤差増幅信号を出力することを特徴とする請求項１又は２に記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
6. 前記定電圧制御回路は、前記電圧基準値を複数の基準値で切り換え可能にしたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。

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