JP3945658B1 - キャパシタ蓄電電源用充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時の同期整流回路における逆流を阻止し、充放電時の無駄な損失をなくして充放電効率を向上させる
【解決手段】オン／オフ制御信号に従いオン／オフするメインスイッチ回路ＳＷ１及びメインスイッチ回路と逆位相でオフ／オンする同期整流回路ＳＷ２を有し、オン／オフ制御信号のオンのパルス幅が所定値以下になったことを検出するパルス幅検出回路及びパルス幅検出回路による検出信号により同期整流回路ＳＷ２をオン／オフ制御信号にかかわらずオフに保持する信号保持回路を備えるとともに、同期整流回路ＳＷ２と並列にチョークコイルＬに蓄積したエネルギーを放出させる極性にダイオードを接続し、パルス幅が所定値以下になったことを条件に同期整流を停止させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、オン／オフ制御信号に従いオン／オフするメインスイッチ回路及び前記メインスイッチ回路と逆位相でオフ／オンする同期整流回路を有し、前記メインスイッチ回路のオンのときにチョークコイルにエネルギーを蓄積し、前記メインスイッチのオフのときに前記同期整流回路をオンにして前記チョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させることにより、電気二重層キャパシタに蓄電するキャパシタ蓄電電源の充放電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充放電装置に関する。

複数の電気二重層キャパシタを直列接続して構成する高電圧大容量の蓄電電源装置において、蓄電電源の端子電圧は、キャパシタの蓄電量の平方根に比例して変動する。そこで、このような蓄電電源の充放電装置では、変動の大きい端子電圧に効率よく追従させるためにＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation ：パルス幅変調）制御を用い、パルス幅を変化させて所望の充放電制御を実現している。

また、メインスイッチ回路をオンオフしてチョークコイルにエネルギーを蓄積して整流ダイオードを通して蓄積したエネルギーを放出するスイッチング電源装置において、低電圧の直流出力を得る場合に整流ダイオードによる損失の割合が大きくなることから、メインスイッチ回路のオン／オフと逆位相でオフ／オンさせる同期整流回路（スイッチ回路）を整流ダイオードに代えて用いることにより、損失の低減を図っている。ＰＷＭ制御を行うキャパシタ蓄電電源の充放電装置においても、同期整流回路を用いることで充放電効率の向上を図ることができる。
（例えば、非特許文献１、特許文献１参照）。
岡村廸夫著「電気二重層キャパシタと蓄電システム」日刊工業新聞社、２００５年９月３０日第３版第１刷発行、第１３３〜第１４２頁 特許第３６２６０７２号公報

しかし、ＰＷＭ制御を行うキャパシタ蓄電電源の充放電装置に同期整流回路を用いた場合、軽負荷時であるパルスデューティ比が極端に小さくなったとき、電流が逆流するという問題が生じる。キャパシタ蓄電電源の充放電装置における軽負荷は、例えばキャパシタが満充電付近での充電電流を絞っている充電時や、キャパシタの充電残量が少なくなり、負荷への放電を停止しようとして放電電流を絞っている放電時等の状態である。このような状態において、チョークコイルのエネルギーがなくなった瞬間に逆流が発生するが、キャパシタは、蓄電容量が大きく、二次電池に比べて高出力になるので、特に無視できない問題となる。

本発明は、上記課題を解決するものであって、軽負荷時の同期整流回路における逆流を阻止し、充放電時の無駄な損失をなくして充放電効率を向上させるものである。

そのために本発明は、オン／オフ制御信号に従いオン／オフするメインスイッチ回路及び前記メインスイッチ回路と逆位相でオフ／オンする同期整流回路を有し、前記メインスイッチ回路のオンのときにチョークコイルにエネルギーを蓄積し、前記メインスイッチのオフのときに前記同期整流回路をオンにして前記チョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させることにより、電気二重層キャパシタに充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置において、充電電流を検出する電流検出回路と、前記電気二重層キャパシタの充電電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路により検出した充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させる電力基準値を発生する基準値発生回路と、前記電流検出回路により検出された電流検出値を電流基準値と比較演算して誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、前記電流検出回路により検出された電流検出値を前記基準値発生回路により発生した電力基準値と比較演算して誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、前記電圧検出回路により検出された電圧検出値を電圧基準値と比較演算して誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、前記定電流制御回路、前記電力制御回路、及び前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のうち低い方の誤差増幅信号を出力する、ダイオードからなる論理和回路と、前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調したオン／オフ制御信号を生成して前記スイッチ回路及び同期整流回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路と、ダイオードと抵抗とコンデンサとを直列に接続すると共に前記コンデンサに並列に抵抗を接続した整流平滑回路により前記オン／オフ制御信号を整流平滑して前記コンデンサの端子間の電圧をトランジスタのベースーエミッタ間に印加し、前記トランジスタがオフになる所定値以下のパルス幅を検出するパルス幅検出回路と、前記トランジスタのオフにより前記同期整流回路を前記オン／オフ制御信号にかかわらずオフに保持する信号保持回路とを備えるとともに、前記同期整流回路と並列に前記チョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させる極性にダイオードを接続して、前記パルス幅が所定値以下になったことを条件に前記同期整流を停止させるように構成したことを特徴とする。

前記基準値発生回路は、オフセット値から前記電圧検出回路により検出された電圧値を減算し、該減算した値に基づき前記電力基準値を発生し、前記パルス幅検出回路は、前記オン／オフ制御信号を整流平滑する整流平滑回路と前記整流平滑回路の出力が所定値になるとオフに制御され前記同期整流回路をオン／オフする信号をオフに保持するトランジスタ回路を備え、前記同期整流回路の信号は、前記オン／オフ制御信号を反転回路により反転させたものであり、前記メインスイッチ回路及び前記同期整流回路は、それぞれパルスの立ち上がりで遅延する遅延回路を通してオン／オフする信号が供給されるようにし、前記遅延回路は、信号と逆極性のダイオードと抵抗との並列回路を直列に挿入し、前記並列回路に出力側にコンデンサを接続したものであることを特徴とする。

本発明によれば、チョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させる極性に同期整流回路と並列にダイオードを接続して、オン／オフ制御信号のオンのパルス幅が所定値以下になったことを検出し、オン／オフ制御信号にかかわらず同期整流回路をオフの信号に保持するので、軽負荷時に同期整流回路がオンになることなく同期整流回路を通して充放電電流が逆流するのを阻止することができる。しかも、ダイオードに電流が流れ損失が生じるのは、軽負荷時のみの損失の小さいときであり、通常時には同期整流回路を通してチョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させるので、全体として損失を少なくすることができ、充放電の無駄をなくして充放電効率を向上させることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の主回路の実施の形態を示す図、図２は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の信号処理回路の実施の形態を示す図、図３はオン／オフ制御信号の出力回路の実施の形態を示す図、図４は制御モード及び太陽電池の特性を説明する図である。放電装置は、充電装置における充電電源がキャパシタ蓄電電源、キャパシタ蓄電電源が負荷にそれぞれ置き換わるだけで実質的に同じ構成になるので、充電装置により説明する。図中、１は定電流信号発生回路、２は電流逓減信号発生回路、３は定電圧信号発生回路、４は入力定電圧信号発生回路、５は充電電源、６は充電装置、７はキャパシタ蓄電電源、６１は信号処理回路、６２はＰＷＭ信号発生回路、６３、６５、６６は増幅器、６４は反転増幅器、Ｃ１、Ｃ２、Ｃｐ１〜Ｃｐ４はコンデンサ、Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ３１、Ｄ４１、Ｄｐ１〜Ｄｐ３はダイオード、Ｌはコイル、Ｑｐ１、Ｑｐ２はトランジスタ、Ｒは電流検出用抵抗、Ｒｐ１〜Ｒｐ８は抵抗、ＳＷ１はメインスイッチ回路、ＳＷ２は同期整流回路、Ｖrefiは電流基準値設定回路、Ｖrefvc は充電電圧基準値設定回路、Ｖrefvi は入力電圧基準値設定回路、Ｖoff-set はオフセット値設定回路、Ｉは充電電流、Ｖｃは充電電圧、Ｖｉは入力電圧を示す。

図１に示す本実施形態に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置は、充電電源５から充電装置６を通して複数の電気二重層キャパシタを直列接続したキャパシタ蓄電電源７を充電し蓄電するものである。キャパシタ蓄電電源７を構成する複数の電気二重層キャパシタのそれぞれは、例えば充電電圧が所定の基準電圧まで増加すると充電電流をバイパスする、所謂並列モニタが並列接続されたものもある。そして、充電装置６は、充電電源５とキャパシタ蓄電電源７との間に充電制御用のチョークコイルＬと同期整流回路ＳＷ２を直列に接続し、これらの直列接続点に並列にメインスイッチ回路ＳＷ１を接続するとともに、入力側及び出力側に並列に平滑用にコンデンサＣ１、Ｃ２を接続して昇圧タイプのスイッチングコンバータを構成し、そして、充電電流を検出するため電流検出用抵抗Ｒを直列に挿入接続している。

信号処理回路６１は、オン／オフ制御信号によりメインスイッチ回路ＳＷ１をオン／オフし同期整流回路ＳＷ２をその逆相でオフ／オンして充電電流を制御するものである。そのために、充電電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、入力電圧Ｖｉを検出してそれらを制御対象として各種設定された基準値と比較しそれらの誤差増幅信号に基づき、定電流充電、電流逓減充電、定電圧充電、入力定電圧充電などの各充電モードに応じてパルス幅変調されたオン／オフ制御信号を生成し出力する。具体的には、例えば図２に示すように定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３、入力定電圧信号発生回路４、ＰＷＭ信号発生回路６２を有する。そして、各誤差増幅信号を発生する回路（１〜４）において、電流基準値設定回路Ｖrefi、充電電圧基準値設定回路Ｖrefvc 、入力電圧基準値設定回路Ｖrefvi により、また、オフセット値設定回路Ｖoff-set と充電電圧Ｖｃにより設定された各種基準値と充電電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、入力電圧Ｖｉの検出信号とを比較して誤差増幅信号を出力し、ダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１、Ｄ４１からなるオア論理回路を通してＰＷＭ信号発生回路６２に入力し、ＰＷＭ信号発生回路６２からパルス幅変調されたオン／オフ制御信号（ＰＷＭ信号）を増幅器６３を通してメインスイッチ回路ＳＷ１に、反転増幅器６４を通して同期整流回路ＳＷ２にそれぞれオン／オフする信号を出力する。

メインスイッチ回路ＳＷ１のオン／オフ制御において、そのデューティ比が小さくなったときは、充電電流が小さくなるように絞られているときである。本実施形態では、同期整流回路ＳＷ２に対しチョークコイルＬに蓄積したエネルギーを放出させる極性にダイオードを並列接続し、デューティ比が小さいときメインスイッチ回路ＳＷ１のオン／オフにかかわらず、同期整流回路ＳＷ２をオフのまま維持することにより、軽負荷時に同期整流回路を通して充放電電流が逆流するのを阻止するようにしている。その具体的な回路の構成例を図２に示している。ここでは、ダイオードＤｐ１と抵抗Ｒｐ１とコンデンサＣｐ１とを直列に接続し、コンデンサＣｐ１に抵抗Ｒｐ２を並列に接続してオン／オフ制御信号の整流平滑回路を構成している。そして、この整流平滑した出力をトランジスタＱｐ１のベース−エミッタ間に加えてパルスデューティ比、つまりオンのパルス幅が所定値より大きいときにはトランジスタＱｐ１がオンに、パルス幅が所定値以下になると、ベースバイアスが小さくなってトランジスタＱｐ１がオフになるようにし、さらにトランジスタＱｐ１のコレクタ出力によりトランジスタＱｐ２のベースバイアスを制御して、同期整流回路ＳＷ２をオン／オフする反転増幅器６４の出力を短絡する信号保持回路を備えている。本実施形態によれば、電流を小さいときのみ同期整流回路ＳＷ２をオフのロック状態にしてダイオードを通してチョークコイルＬに蓄積したエネルギーを放出させ、大きい電流は同期整流回路ＳＷ２をオンにして流れるようにするので、ダイオードでの損失を小さくすることができる。

また、メインスイッチ回路ＳＷ１と同期整流回路ＳＷ２が同時にオンすることがないようにするため、例えば図３（ａ）に示すようにオン／オフ制御信号の出力回路にそれぞれオンの立ち上がりを遅延させる遅延回路を設けるようにしてもよい。図３（ａ）において、抵抗Ｒｐ６とコンデンサＣｐ３がメインスイッチ回路ＳＷ１の駆動パルス立ち上がり時（オン時）のディレイΔｔを実現し、同様に、抵抗Ｒｐ８とコンデンサＣｐ４が同期整流回路ＳＷ２の駆動パルス立ち上がり時（オン時）のディレイΔｔを実現する回路であり、抵抗Ｒｐ６と並列に接続されているメインスイッチ回路ＳＷ１の駆動パルス信号の出力方向と逆極性のダイオードＤｐ２及び抵抗Ｒｐ８と並列に接続されている同期整流回路ＳＷ２の駆動パルス信号の出力方向と逆極性のダイオードＤｐ３は、それぞれパルスの立ち下がりエッジでのディレイΔｔを生じないようにするための回路である。また、反転増幅回路の出力に接続されている抵抗Ｒｐ７とコンデンサＣｐ２との並列回路は、ノイズ除去を目的とするものである。これらの回路を接続することにより、ＰＷＭ信号を入力して増幅器６３、６５を通してメインスイッチ回路ＳＷ１に出力されるパルス信号、反転増幅器６４、６６を通して同期整流回路ＳＷ２に出力されるパルス信号は、図３（ｂ）に示すように立ち上がりエッジのみがディレイされて、メインスイッチ回路ＳＷ１と同期整流回路ＳＷ２が同時にオンするのを防ぐことができる。なお、図３（ｂ）において、ｔ７、ｔ８では、パルス幅が所定値より小さいため、図２に示したトランジスタＱｐ２がオンになる状態を示している。

充電時において、それぞれの電気二重層キャパシタの充電電圧が不均等に充電されていっても、並列モニタを有する場合には、所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタから順次バイパス動作することにより、充電電流をバイパスして充電電圧を所定の基準電圧に制限する。したがって、最終的には電気二重層キャパシタの満充電電圧を所定の基準電圧として設定すると、各電気二重層キャパシタを満充電電圧に均等に充電することができる。

所定の基準電圧まで充電された電気二重層キャパシタの並列モニタが充電電流をバイパスするとき、その並列モニタでは、所定の基準電圧と充電電流、つまり、バイパス時の電圧と電流との積からなる電力が熱消費される。このことにより、並列モニタの動作時間が長いほど、またその数が多いほどキャパシタ蓄電電源７として電力損失、熱損失が大きくなる。その結果、並列モニタは、放熱効率を上げるため容量を大きくし構造的にも大型にしなければならなくなり、電力の無駄とともにスペースの無駄も大きくキャパシタ蓄電電源７の小型化が実現しにくくなる。そのため、本実施形態に係る充電装置６では、複数の電気二重層キャパシタのいずれかの並列モニタが動作する初期段階をキャパシタ蓄電電源７の充電電圧で判断し、充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させることで、並列モニタの小容量化、小型化を可能にする。

充電装置６は、図４（ａ）に示すように充電電流Ｉを検出して電流基準値設定回路で設定された所定の電流基準値Ｖrefiと比較し、充電電流Ｉを一定にし（定電流充電）、所定電圧までキャパシタ蓄電電源７が充電されると、充電電圧Ｖｃの増加に逆比例して充電電流を逓減させる（電流逓減制御：Ｖ−Ｉ制御）ように、また、充電電圧Ｖｃを電圧基準値設定回路で設定された所定の電圧基準値Ｖrefvc と比較し、満充電に相当する電圧に達するとその電圧を越えないように（定電圧充電）各制御モード間の切り換えを行ってメインスイッチ回路ＳＷ１及び同期整流回路ＳＷ２をＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation ：パルス幅変調）制御する。また、入力電圧Ｖｉを電圧基準値設定回路で設定された所定の電圧基準値Ｖrefvi と比較し、入力電圧Ｖｉが電圧基準値Ｖrefvi より小さくならないように（入力定電圧充電）メインスイッチ回路ＳＷ１及び同期整流回路ＳＷ２をＰＷＭ制御する。そのため信号処理回路６１において、制御モードを誤差増幅信号のレベルに応じて自動的に切り換える具体的な回路構成として、例えば図２に示すようにダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１、Ｄ４１からなるオア論理回路等を備え、定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３、入力定電圧信号発生回路４、これら信号発生回路からの誤差増幅信号をＰＷＭ信号発生回路６２に選択切り換え入力する。

これらの制御モードのうち、入力定電圧充電の制御モードは、太陽電池を充電電源とする場合に、最大出力点ＭＰＰ（Ｍaximum Ｐower Ｐoint) より電圧が小さくなって充電効率が低下するのを防ぎ、最大出力点ＭＰＰの入力電圧より小さくならないようにするのに有効なパワートラッカ（ＭＰＰＴ：Ｍaximum Ｐower Ｐoint Ｔracker）に相当する機能を実現するものである。太陽電池は、図４（ｂ）に示すようにその最大出力点ＭＰＰをピークとする山型のパワー特性、電圧の増加と共に最大電流Ｉmax から０まで電流が減少して最大電圧Ｖmax となり、その間において電圧が最大出力点ＭＰＰを越えると電流が急勾配で減少する電圧ー電流特性を有する。これらの特性は、日照や温度により変動する。このような特性を有する太陽電池を充電電源とし、放電状態のキャパシタ蓄電電源をＰＷＭ制御により定電流充電を行うと、充電電圧が大きくなるに従って最大出力点ＭＰＰに向かい太陽電池の出力が増加し電圧が減少する図４（ｂ）に示す「矢印ア」の方向に推移する。

図２において、定電流信号発生回路１は、充電装置に直列に挿入接続した電流検出用抵抗Ｒの端子間の電圧降下を充電電流Ｉの検出信号として取り出してこれを制御対象として入力し、コンパレータの基準値として電流基準値設定回路で設定されている電流基準値Ｖrefiと比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電流信号発生回路１から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより小さければ出力値は大きくなり、充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより大きければ出力値は小さくなる。ＰＷＭ信号発生回路６２では、この誤差増幅信号を入力すると、充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより小さいときは充電電流Ｉを大きくし、逆に充電電流Ｉが電流基準値Ｖrefiより大きいときは充電電流Ｉが小さくするように入力する誤差増幅信号の大きさに応じてパルス幅（デューティ比）を制御するので、結果として、電流基準値Ｖrefiに基づき充電電流Ｉが一定になるように充電電流を制御する、定電流充電の制御モードＣＣが実行される。

定電流信号発生回路１に対し、電流逓減信号発生回路２は、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくする電流基準値Ｖref(v-i)を発生させ、この電流基準値Ｖref(v-i)と制御対象の充電電流Ｉを比較して、その誤差増幅信号を出力するものである。電流基準値Ｖref(v-i)は、例えばキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃを反転させ（Ｖout ＝−Ｖin）、オフセット値Ｖoff-set で正値化（＝Ｖoff-set −Ｖin）することにより発生させる。したがって、ＰＷＭ信号発生回路６２では、この誤差増幅信号を入力すると、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが小さいときには充電電流Ｉを大きくし、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加するとともにその増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくするように充電電流を制御する、電流逓減の制御モードＶ−Ｉが実行される。

定電圧信号発生回路３は、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃを検出し、これを制御対象の充電電圧Ｖｃとして入力し電圧基準値設定回路で予め設定される電圧基準値Ｖrefvc と比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。したがって、定電圧信号発生回路３から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvc より小さければ出力値は大きくなり、充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvc より大きければ出力値は小さくなる。ＰＷＭ信号発生回路６２は、この誤差増幅信号を入力すると、充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvc より小さいときは充電電流Ｉを大きくし、逆に充電電圧Ｖｃが電圧基準値Ｖrefvc より大きいときは充電電流Ｉを小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードＣＶが実行される。

入力定電圧信号発生回路４は、充電電源５の電圧、つまり入力電圧Ｖｉを検出し、これを制御対象の入力電圧Ｖｉとして入力し電圧基準値設定回路で予め設定される電圧基準値Ｖrefvi と比較して、その誤差増幅信号を出力する誤差増幅回路で構成される。入力定電圧信号発生回路４から出力される誤差増幅信号は、入力される制御対象の入力電圧Ｖｉが入力電圧基準値Ｖrefvi より小さくなると出力値が小さくなり、入力電圧Ｖｉが電圧基準値Ｖrefvi より大きくなると出力値が大きくなる。ＰＷＭ信号発生回路６２は、この誤差増幅信号を入力すると、入力電圧Ｖｉが入力電圧基準値Ｖrefvi より小さいときは充電電流Ｉを小さくし、逆に入力電圧Ｖｉが電圧基準値Ｖrefvi より大きいときは充電電流Ｉを大きくするように充電電流を制御する、図４（ｂ）の「矢印ア」、「矢印イ」に示す入力定電圧充電の制御モードＩｎＣＶが実行される。

ダイオードＤ１１、Ｄ２１、Ｄ３１、Ｄ４１は、誤差増幅信号を出力する定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３、入力定電圧信号発生回路４のそれぞれから逆方向の極性でＰＷＭ信号発生回路６２の入力に接続されているので、定電流信号発生回路１、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３、入力定電圧信号発生回路４の出力するそれぞれの誤差増幅信号のうち最も小さい誤差増幅信号をＰＷＭ信号発生回路６２の入力とするオア論理回路を構成している。

オア論理回路により行われる充電モードの切り換え制御をさらに説明すると、まず、充電を開始する初期の段階では、ダイオードＤ１１がオン、ダイオードＤ２１、Ｄ３１、Ｄ４１がオフの状態で定電流充電の制御モードＣＣが実行される。すなわち、初期の段階でキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが小さく、定電流信号発生回路１の出力する誤差増幅信号に基づきＰＷＭ信号発生回路６２が定電流充電の制御モードＣＣを実行しているときには、電流逓減信号発生回路２、定電圧信号発生回路３においてはいずれも制御対象が比較する基準値より小さく、また、入力定電圧信号発生回路４においては制御対象が比較する基準値より大きいため、大きい値の誤差増幅信号を出力しても、充電電流Ｉもキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃも大きくならず、また、入力電圧Ｖｉも小さくならず誤差増幅信号が上限値にはりついた状態になるから、ダイオードＤ２１、Ｄ３１、Ｄ４１が逆方向にバイアスされオフとなる。

次に、定電流充電を続けることによりキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加してゆき、電流逓減信号発生回路２における電流基準値Ｖref(v-i)が徐々に小さくなって、電流基準値Ｖref(v-i)が定電流信号発生回路１の電流基準値Ｖrefiより小さくなると、電流逓減信号発生回路２から出力される誤差増幅信号が定電流信号発生回路１から出力される誤差増幅信号より小さくなる。ここから、定電流信号発生回路１の出力に接続されたダイオードＤ１１がオフになって、電流逓減信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオンに切り換わり、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加するとともにその増加に逆比例して充電電流Ｉを小さくするように充電電流を制御する、電流逓減の制御モードＶ−Ｉが実行される。この切り換えポイントを図４（ａ）ではキャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶstとなるポイントで表している。

また、充電電源５側の入力電圧Ｖｉは、充電開始とともに最大電圧から徐々に小さくなり入力定電圧信号発生回路４における電圧基準値Ｖrefvi より小さくなると、入力定電圧信号発生回路４から出力される誤差増幅信号が電流逓減信号発生回路２から出力される誤差増幅信号より小さくなり、電流逓減信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオフになって、入力定電圧信号発生回路４の出力に接続されたダイオードＤ４１がオンに切り換わり、図４（ｂ）の「矢印イ」に示すように入力電圧Ｖｉが電圧基準値Ｖrefvi より小さくならないように充電電流を制御する、入力定電圧充電の制御モード（太陽電池を充電電源とする場合のＭＰＰＴ機能、図４（ｂ）の「矢印ア」、「矢印イ」方向の制御機能) が実行される。

さらに、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃが増加してゆき、定電圧信号発生回路３における電圧基準値Ｖrefvc より大きくなると、定電圧信号発生回路３から出力される誤差増幅信号が電流逓減信号発生回路２から出力される誤差増幅信号より小さくなり、電流逓減信号発生回路２の出力に接続されたダイオードＤ２１がオフになって、定電圧信号発生回路３の出力に接続されたダイオードＤ３１がオンに切り換わり、充電電圧Ｖｃを電圧基準値Ｖrefvc より小さくするように充電電流を制御する、定電圧充電の制御モードＣＶが実行される。この切り換えポイントを図４（ａ）ではキャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶfuとなるポイントで表している。

図５は誤差信号発生回路の実施の形態を示す図、図６は基準値発生回路の実施の形態を示す図、図７は信号処理回路の他の実施の形態を示す図である。図中、１１、２１、２２、３１、３２は演算増幅器、ＡＳ３１、ＡＳｒ１、ＡＳｒ１′はアナログスイッチ、Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１、Ｃ３２、Ｃｒ１はコンデンサ、Ｒ１１、Ｒ２１〜Ｒ２３、Ｒ３１〜Ｒ３６、Ｒｒ１は抵抗、Ｒｒｖ、Ｒｒｖ′は可変抵抗、＋Ｖはバイアス電源を示す。

図５において、定電流信号発生回路１は、演算増幅器１１の反転入力端子−に充電電流Ｉの検出信号を入力し、非反転入力端子＋に電流基準値Ｖrefiを入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。同様に、電流逓減信号発生回路２は、演算増幅器２１の反転入力端子−に充電電流Ｉの検出信号を入力し、非反転入力端子＋に電流基準値Ｖref(v-i)を入力して、反転入力端子−と出力端子との間にコンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。これらに対して、入力定電圧信号発生回路３は、演算増幅器３１の非反転入力端子＋に入力電圧Ｖｉの検出信号を入力し、反転入力端子−に入力電圧基準値Ｖrefvi を入力して、非反転入力端子＋と出力端子との間にコンデンサＣ３１と抵抗Ｒ３１との直列回路を接続することにより誤差増幅回路を構成している。

上記の各基準値設定回路は、周知の様々な回路で構成することができるが、例えば図６に示すように構成することができる。すなわち、図６（ａ）に示すように安定化されたバイアス電源＋Ｖを固定抵抗Ｒｒ１と可変抵抗Ｒｒｖとの分圧回路で分圧し、その分圧接続点から基準値Ｖｒｅｆを取り出し、可変抵抗Ｒｒｖにより所定の電圧に調整する。なお、コンデンサＣｒ１はノイズ対策用として可変抵抗Ｒｒｖに並列接続しているものである。また、図６（ｂ）に示すようにアナログスイッチＡＳｒ１を介して同様の回路を並列に接続してアナログスイッチＡＳｒ１のオン／オフにより基準値を切り換えられるようにしてもよいし、また、このような基準値の切り換えは、アナログスイッチＡＳｒ１′を介して可変抵抗Ｒｒｖと並列に可変抵抗Ｒｒｖ′を接続できるようにしてもよい。このように基準値の切り換えをアナログスイッチＡＳｒ１、或いはＡＳｒ１′により行うように構成した場合には、例えばこれを電流基準値設定回路Ｖrefiに採用すると、所定の条件により定電流充電の値を段階的に切り換えることができ、例えば並列モニタのバイパス動作信号を論理処理回路で処理し、その出力信号を切り換え信号とすると、並列モニタの動作に応じて定電流充電の充電電流を切り換えることができる。

図５に示した電流基準値Ｖref(v-i)は、先に述べたようにキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの増加に逆比例する値であり、例えば図７（ａ）に示すように演算増幅器２２において、その反転入力端子−に抵抗Ｒ２２を介してキャパシタ蓄電電源７の充電電圧Ｖｃの検出信号を入力し、非反転入力端子＋にオフセット値Ｖoff-set を入力して、反転入力端子−と出力端子との間に抵抗Ｒ２３を接続することにより減算回路を構成し発生することができる。この減算回路によればＶoff-set ＋（Ｖoff-set −Ｖｃ）Ｒ２３／Ｒ２２（ここで、Ｒ２３＝Ｒ２２とすると、２Ｖoff-set −Ｖｃ）の電流基準値Ｖref(v-i)が取り出され、Ｖoff-set を図３（ａ）のＶstと一致する値に設定すると、キャパシタ蓄電電源７の充電電圧ＶｃがＶoff-set まで増加したとき、定電流信号発生回路１と電流逓減信号発生回路２の基準値が同値となるので、ここから電流逓減の制御モードに切り換わる設定となる。

また、図５に示した入力電圧Ｖｉは、例えば図７（ｂ）に示すように電圧検出ラインの−ｖｉを演算増幅器３２の非反転入力端子−に抵抗Ｒ３２を通して接続し、＋ｖｉを抵抗Ｒ３４とＲ３６との分圧回路に接続してその分圧接続点を演算増幅器３２の非反転入力端子＋に接続するとともに、抵抗Ｒ３４と並列にコンデンサＣ３２と抵抗Ｒ３５との直列回路を接続すると、入力電圧ｖｉの検出感度を高めることができる。

図８は本発明に係るキャパシタ蓄電電源用放電装置の主回路の実施の形態を示す図であり、８は放電装置、９は負荷、６１′は信号処理回路、Ｃ１′、Ｃ２′はコンデンサ、Ｌ′はコイル、Ｒ′は電流検出抵抗、ＳＷ１′、ＳＷ２′はスイッチ回路、Ｉｄは放電電流、Ｖｃは充電電圧、Ｖｌは負荷電圧を示す。

図８に示す放電装置は、キャパシタ蓄電電源７と負荷９との間に放電制御用のスイッチ回路ＳＷ１′とチョークコイルＬ′を直列に接続し、これらの直列接続点に並列に同期整流回路ＳＷ２′を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサＣ１′、Ｃ２′を接続して、ＰＷＭ信号によりスイッチ回路ＳＷ１′をオン／オフすると共に、それと逆位相で同期整流回路ＳＷ２′をオフ／オンして放電電流（負荷電流）を負荷に供給する降圧タイプのスイッチングコンバータを備え、放電電流Ｉｄを検出するため電流検出用抵抗Ｒ′を直列に挿入接続している。図１及び図８の実施の形態は、それぞれ充電装置を放電装置とし、放電装置を充電装置とすることができるが、信号処理回路は、充電か放電からより異なることはいうまでもない。すなわち、充電装置の場合には図１の実施の形態に示すように所定の充電仕様にしたがって充電電流が制御（ＣＣ、Ｖ−Ｉ、ＣＶ、ＩｎＣＶ等）され、放電装置の場合には、負荷の給電仕様にしたがって放電電流を制御される。

なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記実施の形態では、定電流充電ＣＣ、電流逓減充電Ｖ−Ｉ、定電圧充電ＣＶ入力定電圧充電ＩｎＣＶの各制御モードを有し、それぞれ所定の条件で切り換えるようにしたが、定電流充電ＣＣ、電流逓減充電Ｖ−Ｉの制御モードを有するだけで、電流逓減充電Ｖ−Ｉで、また電流逓減充電Ｖ−Ｉに代えて定電力充電ＣＰで満充電まで充電し、或いは満充電電圧で充電を停止させるようにしてもよい。また、定電流信号発生回路や電流逓減信号発生回路等も図３に示す回路に限らず同等の代替する回路で適宜設計可能であることをいうまでもない。

本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充放電装置の実施の形態を示す図である。 本発明に係るキャパシタ蓄電電源用充電装置の信号処理回路の実施の形態を示す図である。 オン／オフ制御信号の出力回路の実施の形態を示す図である。 制御モード及び太陽電池の特性を説明する図である。 誤差信号発生回路の実施の形態を示す図である。 基準値発生回路の実施の形態を示す図である。 信号処理回路の他の実施の形態を示す図である。 本発明に係るキャパシタ蓄電電源用放電装置の主回路の実施の形態を示す図である。

符号の説明

１…定電流信号発生回路、２…電流逓減信号発生回路、３…定電圧信号発生回路、４…入力定電圧信号発生回路、５…充電電源、６…充電装置、７…キャパシタ蓄電電源、６１…信号処理回路、６２…ＰＷＭ信号発生回路、６３、６５、６６…増幅器、６４…反転増幅器、Ｃ１、Ｃ２、Ｃｐ１〜Ｃｐ４…コンデンサ、Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ３１、Ｄ４１、Ｄｐ１〜Ｄｐ３…ダイオード、Ｌ…コイル、Ｑｐ１、Ｑｐ２…トランジスタ、Ｒ…電流検出用抵抗、Ｒｐ１〜Ｒｐ８…抵抗、ＳＷ１…メインスイッチ回路、ＳＷ２…同期整流回路、Ｖrefi…電流基準値設定回路、Ｖrefvc …充電電圧基準値設定回路、Ｖrefvi …入力電圧基準値設定回路、Ｖoff-set …オフセット値設定回路、Ｉ…充電電流、Ｖｃ…充電電圧、Ｖｉ…入力電圧

Claims (5)

1. オン／オフ制御信号に従いオン／オフするメインスイッチ回路及び前記メインスイッチ回路と逆位相でオフ／オンする同期整流回路を有し、前記メインスイッチ回路のオンのときにチョークコイルにエネルギーを蓄積し、前記メインスイッチのオフのときに前記同期整流回路をオンにして前記チョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させることにより、電気二重層キャパシタに充電を行うように構成したキャパシタ蓄電電源用充電装置において、
   充電電流を検出する電流検出回路と、
   前記電気二重層キャパシタの充電電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路により検出した充電電圧の増加に逆比例して充電電流を逓減させる電力基準値を発生する基準値発生回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流検出値を電流基準値と比較演算して誤差増幅信号を出力する定電流制御回路と、
   前記電流検出回路により検出された電流検出値を前記基準値発生回路により発生した電力基準値と比較演算して誤差増幅信号を出力する電力制御回路と、
   前記電圧検出回路により検出された電圧検出値を電圧基準値と比較演算して誤差増幅信号を出力する定電圧制御回路と、
   前記定電流制御回路、前記電力制御回路、及び前記定電圧制御回路より出力される各誤差増幅信号のうち低い方の誤差増幅信号を出力する、ダイオードからなる論理和回路と、
   前記論理和回路より出力される誤差増幅信号に基づきパルス幅変調したオン／オフ制御信号を生成して前記スイッチ回路及び同期整流回路をオン／オフし前記充電電流を制御する制御回路と、
   ダイオードと抵抗とコンデンサとを直列に接続すると共に前記コンデンサに並列に抵抗を接続した整流平滑回路により前記オン／オフ制御信号を整流平滑して前記コンデンサの端子間の電圧をトランジスタのベースーエミッタ間に印加し、前記トランジスタがオフになる所定値以下のパルス幅を検出するパルス幅検出回路と、
   前記トランジスタのオフにより前記同期整流回路を前記オン／オフ制御信号にかかわらずオフに保持する信号保持回路と
   を備えるとともに、前記同期整流回路と並列に前記チョークコイルに蓄積したエネルギーを放出させる極性にダイオードを接続して、前記パルス幅が所定値以下になったことを条件に前記同期整流を停止させるように構成したことを特徴とするキャパシタ蓄電電源用充電装置。
2. 前記基準値発生回路は、オフセット値から前記電圧検出回路により検出された電圧値を減算し、該減算した値に基づき前記電力基準値を発生することを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
3. 前記同期整流回路の信号は、前記オン／オフ制御信号を反転回路により反転させたものであることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
4. 前記メインスイッチ回路及び前記同期整流回路は、それぞれパルスの立ち上がりで遅延する遅延回路を通してオン／オフする信号が供給されるようにしたことを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。
5. 前記遅延回路は、信号と逆極性のダイオードと抵抗との並列回路を直列に挿入し、前記並列回路に出力側にコンデンサを接続したものであることを特徴とする請求項４記載のキャパシタ蓄電電源用充電装置。

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