JP4291324B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータのための制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータのための制御装置に関すると共に、特に、インダクタンスコイル電流のレベルを、そのような電流レベルの直接的な測定をせずに制御するための制御装置に関するものである。
本願は、２００２年１１月１２日に出願されると共に、その技術が参照されることによりここに組み込まれた米国の仮特許出願60/425,553号に対する優先権を主張する。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するために使用される。そのようなコンバータは、入力ＤＣ電圧をステップダウン（降圧）するか、またはステップアップ（昇圧）することができる。降圧コンバータの１つの種類は、同期型降圧コンバータである。このコンバータは、一般的に制御装置、ドライバ、一組のスイッチ、及び一組のスイッチ（スイッチのペア）と接続されたＬＣフィルタを備えている。制御装置は、その場合に一組のスイッチ、例えば高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを駆動するドライバに制御信号を供給する。ドライバは、交互に各スイッチをオン状態及びオフ状態に変えると共に、それによってＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタンスコイル電流、及び出力電圧を制御する。そのような制御装置は、一般的に高電位側スイッチ及び低電位側スイッチの状態を制御するために、パルス幅変調された信号を利用する。
一般に、もしＰＷＭ信号がハイ（high）状態にある場合、高電位側スイッチはオン状態にあると共に、低電位側スイッチはオフ状態にある。スイッチのこの状態は、ここでは「スイッチオン状態」と呼ばれることになる。この状態において、インダクタンスコイルは入力電圧源と接続される。降圧コンバータでは、入力電圧は出力電圧より必ず大きく、従って、このスイッチオン状態において、インダクタンスコイルを横断する正味の正の電圧がある。従って、インダクタンスコイル電流は増加し始める。もしＰＷＭ信号がロー（low）状態にある場合、高電位側スイッチはオフ状態にあると共に、低電位側スイッチはオン状態にある。スイッチのこの状態は、ここでは「スイッチオフ状態」と呼ばれることになる。降圧コンバータでは、この状態において、インダクタンスコイルを横断する正味の負の電圧がある。従って、このスイッチオフ状態の間に、インダクタンスコイル電流は減少し始める。従って、ＰＷＭ信号のパルス幅は、スイッチオン状態のためのオン時間、及びスイッチオフ状態のためのオフ時間を決定する。そのようなパルス幅は、検知抵抗によってインダクタンスコイル電流のレベルを直接監視することによって、もしくは、出力電圧を基準電圧レベルと比較することによって、調整されることができる。
従って、出力電圧を表す信号を差し引いたＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧に基づく第１の時間間隔の間にＰＷＭ信号を供給する、ＤＣ／ＤＣコンバータのための制御装置に関する技術には要求がある。
本発明と一致しているＤＣ／ＤＣコンバータのための制御装置は、入力電圧を出力電圧に変換するように構成される。制御装置は、出力電圧を表す第２の信号を差し引いた入力電圧を表す第１の信号に基づく第１の時間間隔の間の第１の状態においてＰＷＭ信号を供給するように構成される。
一実施例において、制御装置は、第１の電流レベルを供給するように構成される第１の電流源と、第２の電流レベルを供給するように構成される第２の電流源とを備えることができる。制御装置は、第１の時間間隔の間は第１の電流レベルを差し引いた第２の電流レベルに等しい充電電流によって充電されるように構成されるエネルギー貯蔵要素（energy storage element）を更に備えることができる。
別の実施例において、制御装置は、第１の時間間隔の間の第１の状態においてＰＷＭ信号を供給するように構成されるオンタイム（on-time）ワンショット回路を備えることができる。
発明の別の特徴において、ＤＣ／ＤＣコンバータ内の一組のスイッチを制御する方法が提供される。方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧を表す第１の電圧レベルを監視するステップと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を表す第２の電圧レベルを監視するステップと、一組のスイッチをスイッチオン状態へ駆動するために、第１の信号と第２の信号との間の差に基づいて第１の時間間隔を決定するステップとを有する。
発明の更なる実施例において、入力電圧を出力電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータが提供される。ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧を表す第２の信号を差し引いた入力電圧を表す第１の信号に基づく第１の時間間隔の間の第１の状態においてＰＷＭ信号を供給するように構成される制御装置と、少なくともＰＷＭ信号を受け取ると共に、スイッチ駆動信号を供給するように構成されるドライバ回路と、スイッチオン状態へ駆動するスイッチ駆動信号に応答する高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを有する一組のスイッチと、一組のスイッチの出力に接続されたインダクタンスコイルとを備え、ＰＷＭ信号が第１の状態にあるとき、高電位側スイッチがオン状態にあると共に、低電位側スイッチがオフ状態にあり、インダクタンスコイルにおける電流レベルが、スイッチオン状態において増加する。
本発明の利点は、添付図面と共に考察されるべきである、それについての代表的な実施例の以下の詳細な記述から明白になる。
図１Ａは、本発明と一致している制御装置１０２を備える代表的なＤＣ／ＤＣコンバータ１００を説明する。本発明と一致している制御装置１０２は、様々なＤＣ／ＤＣコンバータと共に利用されることができる。説明されたＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、一般的に制御装置１０２と、ドライバ回路１０４と、高電位側スイッチＱ１及び低電位側スイッチＱ２を有する一組のスイッチ１０６と、ローパスフィルタ１０８とを備える同期型降圧コンバータである。ローパスフィルタは、インダクタンスコイルＬ、及びコンデンサＣを備える。
制御装置１０２は、一般的に、、ＰＷＭ信号と低電位側スイッチ有効化信号（low side switch enable signal：ＬＤＲ＿ＥＮ）とを、ドライバ回路１０４に供給するように構成される。そのような信号に基づいて、ドライバ回路１０４は、高電位側スイッチＱ１及び低電位側スイッチＱ２の状態を制御する。
制御装置１０２は、所望の出力電圧がセットされる目標入力端子“ＳＬＥＷ”を備えている。図１の代表的な実施例において、スルーコンデンサ（slew capacitor）“Ｃｓｌｅｗ”は、抵抗分割器Ｒ２／Ｒ３における抵抗器の値、及び基準電圧“ＲＥＦ”の値に基づいて充電される。当業者は、スルーコンデンサ“Ｃｓｌｅｗ”を充電すると共に、目標電圧信号を生成する様々な方法を認識することになる。この場合において、その電圧は、０からスルーコンデンサ“Ｃｓｌｅｗ”による設定値まで回転（slew）する。任意の検知抵抗器Ｒ１は、制御装置１０２の端子“ＣＳＮ”及び端子“ＣＳＰ”に、インダクタンスコイルＬを流れる電流レベルを表すフィードバック電圧レベルを供給するために利用されることができる。更に、制御装置１０２の端子“ＶＦＢ”は、出力電圧レベル“Ｖｏｕｔ”を表すフィードバック信号を受け取ることができる。
図１Ｂを参照すると、図１Ａの高電位側スイッチＱ１及び低電位側スイッチＱ２の様々なスイッチ状態を説明する代表的なテーブル１２０が、様々なＰＷＭ信号及び“ＬＤＲ＿ＥＮ”信号について説明される。もし、“ＬＤＲ＿ＥＮ”信号が、テーブル１２０のカテゴリ１２２のようにデジタル信号の“１”である場合、ＰＷＭ信号の状態はスイッチＱ１及びスイッチＱ２を制御する。例えば、もしＰＷＭ信号がデジタル信号の“１”である場合、この事例１２２では、Ｑ１はオン状態にあると共に、Ｑ２はオフ状態にある。これは、スイッチオン状態と言われる。更に、例えば、もしＰＷＭ信号がデジタル信号の“０”である場合、この事例１２２では、Ｑ１はオフ状態にあると共に、Ｑ２はオン状態にある。これは、スイッチオフ状態と言われる。
一方、もし“ＬＤＲ＿ＥＮ”信号がデジタル信号の“０”であると共に、ＰＷＭ信号がデジタル信号の“１”である場合、その場合に、スイッチＱ１及びスイッチＱ２はスイッチオン状態にある。しかしながら、もしＰＷＭ信号がこの場合においてデジタル信号の“０”になる場合、低電位側スイッチＱ２は、開いた状態（オフの状態）を維持する。従って、高電位側スイッチＱ１と低電位側スイッチＱ２との両方は、このスキップ状態、またはスイッチ無効状態において、オフ状態にある。インダクタンスコイルＬのスイッチ側は、従ってそのようなスキップ状態において、浮いている状態のままにされることになる。
インダクタンスＬは、出力ＤＣ電圧に結びつけられた１つの端部があると共に、もう一方のスイッチ側の端部は、スイッチＱ２及びスイッチＱ１の状態（スイッチオン状態、もしくはスイッチオフ状態）に応じて、入力電圧“Ｖｉｎ”とグランドとに交互に結びつけられる。スイッチオン状態において、インダクタンスコイルは、入力電圧“Ｖｉｎ”に接続される。非常に小さい検知抵抗器Ｒ１を横断する電圧降下を無視すると、インダクタンスコイルＬの端子間の電圧差は、“Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ”に等しい。降圧コンバータでは、入力電圧“Ｖｉｎ”は出力電圧“Ｖｏｕｔ”より必ず大きく、従って、インダクタンスコイルを横断する正味の正の電圧があると共に、インダクタンスコイルの電流は、スイッチオン状態の間、式（１）に従って増加する。
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ＝ΔＩ／Ｔｏｎ ・・・(1)
式（１）において、“Ｖｉｎ”は、ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧であり、“Ｖｏｕｔ”は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧であり、“Ｔｏｎ”は、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がスイッチオン状態にある時間間隔の持続時間であり、“Ｌ”は、インダクタンスコイルＬの値であると共に、“ΔＩ”は、“Ｔｏｎ”の間のインダクタンスコイル電流の変化である。スイッチオフ状態の間、インダクタンスコイルＬを横断する電圧は“Ｖｏｕｔ”に比例する。この場合における降圧コンバータでは、インダクタンスコイルを横断する正味の負の電圧があると共に、インダクタンスコイル電流は式（２）に従って減少する。
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｏｕｔ）／Ｌ＝ΔＩ／Ｔｏｆｆ ・・・（２）
式（２）において、“Ｖｏｕｔ”は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧であり、“Ｔｏｆｆ”は、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がスイッチオフ状態にある時間間隔の持続時間であり、“Ｌ”は、インダクタンスコイルＬの値であると共に、“ΔＩ”は、“Ｔｏｆｆ”の間のインダクタンスコイル電流の変化である。
図２Ａを参照すると、図１のＤＣ／ＤＣコンバータで使用するための制御装置２００の一実施例の更に詳細な構成図が説明される。一般に、制御装置２００は、入力電圧を表す第１の信号と出力電圧を表す第２の信号との間の差に基づいてスイッチＱ１及びスイッチＱ２をスイッチオン状態にセットする、デジタル信号の“１”であるＰＷＭ信号を供給する。第２の信号は、目標電圧レベル信号、例えば“Ｖｓｌｅｗ”であり得るか、または、それは、出力電圧レベル信号、例えば“Ｖｏｕｔ”であり得る。一般に、目標電圧レベル信号の使用は、より滑らかな電流生成を提供する。降圧コンバータにおいて、制御装置２００からのＰＷＭ信号のデューティサイクルは、入力電圧と、出力電圧または目標電圧との間の差に一般に逆比例する。すなわち、この差が増加すると、ＰＷＭ信号のデューティサイクルは減少し、それによってスイッチＱ１及びスイッチＱ２の“スイッチオン”時間が減少する。逆に、第１の信号と第２の信号との間の差が減少すると、ＰＷＭ信号のデューティサイクルは増加し、それによってスイッチＱ１及びスイッチＱ２の“スイッチオフ”時間が減少する。
図２Ａの実施例において、そのような制御は、一般に第１の時間間隔の間にエネルギー貯蔵要素２０２を充電すると共に、第２の時間間隔の間にエネルギー貯蔵要素２０２を放電することによって決定される。第１の時間間隔の間、ＰＷＭ出力信号はデジタル信号の“１”であり、従ってスイッチＱ１及びスイッチＱ２はスイッチオン状態にあると共に、インダクタンスコイル電流は、エネルギー貯蔵要素２０２の充電量に比例して上昇する。一度、エネルギー貯蔵要素２０２の充電量が所定の充電しきい値レベルに到達すれば、ＰＷＭ信号は、デジタル信号の“０”に変化し、従って、それらのスイッチは、スイッチオフ状態へ駆動される。従って、インダクタンス電流は、その場合にエネルギー貯蔵要素２０２の充電量の減少に比例して減少する。
制御装置２００は、一般に、比較器ＣＭＰ２、比較器ＣＭＰ３、及び比較器ＣＭＰ４による様々な電圧比較の結果に基づいて、エネルギー貯蔵要素２０２を充電及び放電するための様々な電流源Ｉ１、電流源Ｉ２、及び電流源Ｉ３を備えることができる。第１の電流源Ｉ１は、出力電圧、または目標電圧、例えば“Ｖｓｌｅｗ”に比例すると共に、第１の電流レベルを供給するように構成され、第２の電流源Ｉ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に比例すると共に、第２の電流レベルを供給するように構成される。最終的に、第３の電流源Ｉ３は、出力電圧に比例すると共に、第１の電流レベルより必ずではないが一般的に更に大きい第３の電流レベルを供給するように構成される。第３の電流源Ｉ３は、強制的ではない。しかしながら、それは、新しいＰＷＭパルスの寄生的なトリガリング（triggering）をろ過して取り除くのを助ける。もし第３の電流源Ｉ３が利用されない場合、スイッチＳ２は、エネルギー貯蔵要素２０２を直接放電し得る。制御装置２００は、ＰＷＭ信号をスイッチドライバ回路に供給するために、出力決定回路２４０を同様に備えることができる。
制御装置２００は、エネルギー貯蔵要素２０２、例えばコンデンサＣ１の充電量を第２の電圧基準“Ｖ２”と比較するように構成される第１の比較器ＣＭＰ１を更に備えることができる。第２の電圧基準は、もしエネルギー貯蔵要素の充電量が公称値“Ｖ２”を下回っている場合にはＣＭＰ１がハイ（high）信号を供給するように、例えば一実施例においては、比較器ＣＭＰ１の正極端子に接続された２０［ｍＶ］の公称値であり得る。
比較器ＣＭＰ１の出力は、更にＮＡＮＤゲートＧ１に接続されることができる。“ＳＫＩＰ”入力は、ＮＡＮＤゲートＧ１の別の入力に、同様に接続されることができる。もし“ＳＫＩＰ”信号がデジタル信号の“０”である場合、その場合に“ＬＤＲ＿ＥＮ”信号は、比較器ＣＭＰ１からの信号に関係なくデジタル信号の“１”であり、従って、ＰＷＭ信号は、スイッチＱ１及びスイッチＱ２の状態を制御する。しかしながら、もし“ＳＫＩＰ”がデジタル信号の“１”であると共に、ＣＭＰ１からの出力がデジタル信号の“１”である場合、その場合にＮＡＮＤゲートＧ１の出力は、デジタル信号の“０”である。従って、もしＰＷＭ信号がデジタル信号の“０”である場合、その場合にスイッチＱ１とスイッチＱ２との両方のスイッチは、オフ状態に駆動されることになる。
動作中、エネルギー貯蔵要素２０２の充電量は、それがグランドに放電されると共に、出力決定回路２４０がデジタル信号の“０”であるＰＷＭ信号を供給するので、初めにゼロ［ボルト］（０［Ｖ］）にセットされる。制御装置が有効にされるとき、“ＳＬＥＷ”電圧は、Ｒ２とＲ３とに基づく比率まで、ゼロから増加し始めることになる。比較器ＣＭＰ３は、その場合に、“ＳＬＥＷ”電圧が出力電圧“Ｖｏｕｔ”を表すフィードバック電圧“ＶＦＢ”より大きいことを検知すると共に、デジタル信号の“１”である信号を出力決定回路２４０のＡＮＤゲートＧ２に供給することになる。
まだインダクタンスコイルＬを通じて電流が流れないので、比較器ＣＭＰ４は、過電流状態を検知しないと共に、デジタル信号の“１”である信号をＡＮＤゲートＧ２に供給する。更に、エネルギー貯蔵要素２０２の充電量がゼロ［ボルト］（０［Ｖ］）に放電されたので、充電量を公称電圧しきい値“Ｖ２”と比較しているとき、比較器ＣＭＰ１の出力信号は、同様にデジタル信号の“１”である。従って、ＡＮＤゲートＧ２に対する全ての入力信号はデジタル信号の“１”であると共に、フリップフロップ２４２がセットされる。その瞬間に、ＰＷＭ信号はデジタル信号の“１”になると共に、スイッチＳ１が閉じられる。
スイッチＳ１が閉じられるとき、エネルギー貯蔵要素２０２は、第１の電流源Ｉ１によって供給される第１の電流レベルを差し引いた、第２の電流源Ｉ２によって供給される第２の電流レベルに等しい電流レベルによって充電される。都合良く、第１の電流源Ｉ１は、出力電圧を表す第１の電流レベルを供給することができ、例えばこれは出力電圧レベル、例えば“Ｖｏｕｔ”と、または目標電圧レベル、例えば“Ｖｓｌｅｗ”もしくは“Ｖｔａｒｇｅｔ”と直接比例することができる。従って、エネルギー貯蔵要素２０２は、“Ｉ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）”または“（Ｖｉｎ−Ｖｓｌｅｗ）”に比例する電流レベルで充電される。
エネルギー貯蔵要素２０２は、それが所定のしきい値電圧レベル、例えば一実施例において“Ｖ１”または“２．５［ボルト］”に到達するまで充電される。比較器ＣＭＰ２は、エネルギー貯蔵要素２０２の充電量を所定のしきい値電圧レベル“Ｖ１”と比較すると共に、差に基づいて出力決定回路２４０に出力信号を供給する。もし、エネルギー貯蔵要素２０２の充電量が所定のしきい値電圧レベル“Ｖ１”に到達する場合、その場合に比較器ＣＭＰ２は、デジタル信号の“１”である信号を、フリップフロップをリセットするフリップフロップ２４２のリセット端子Ｒに出力することになると共に、従って、その出力Ｑはデジタル信号の“０”に動かされ、従ってＰＷＭ信号もデジタル信号の“０”に同様に動かされる。
この時に、出力Ｑがデジタル信号の“０”であるので、スイッチＳ１は開いている。従って、エネルギー貯蔵要素２０２は、電流源Ｉ１によって直ちに放電される。もし、ＡＮＤゲートＧ３の出力がデジタル信号の“１”である場合、エネルギー貯蔵要素２０２の加速された放電が同様に発生することができる。もしＰＷＭ信号がデジタル信号の“０”である場合、これは発生し、従ってフリップフロップ２４２のＱＢ端子からのＡＮＤゲートＧ３に対する１つの入力はデジタル信号の“１”である。更に、もしフィードバック電圧“ＶＦＢ”信号が“ＳＬＥＷ”電圧より小さい場合、比較器ＣＭＰ３からのＡＮＤゲートＧ３に対するもう一方の入力はデジタル信号の“１”である。従って、ＡＮＤゲートＧ３からのデジタル信号の“１”はスイッチＳ２を閉じることになる。従って、第３の電流源Ｉ３は、加速された放電を提供するために、同様にエネルギー貯蔵要素２０２と接続されることができる。一実施例において、電流源Ｉ３は“１０×Ｉ＿Ｖｏｕｔ”の値を有しているが、しかし、その値は、所望の加速された放電レベルを発見するために、特別なエネルギー貯蔵要素２０２及び他のパラメータに応じて調整され得る。代りに、第３の電流源Ｉ３は、スイッチＳ２がエネルギー貯蔵要素をグランドに放電することになるように、短絡部品に置き換えられることができる。
エネルギー貯蔵要素２０２の電圧レベルは、ＰＷＭ信号がデジタル信号の“０”である間、放電され続けることになる。それは、正常なレート、または比較器ＣＭＰ３によって提供された“ＳＬＥＷ”電圧とフィードバック電圧“ＶＦＢ”との比較に応じて加速されたレートで放電されることができる。
一度、エネルギー貯蔵要素２０２の電圧レベルが公称しきい値レベル“Ｖ２”より小さい値に放電される（従って、比較器ＣＭＰ１の出力がデジタル信号の“１”である）と共に、比較器ＣＭＰ３及び比較器ＣＭＰ４の出力も同様にデジタル信号の“１”である場合、フリップフロップの出力Ｑがデジタル信号の“１”となるように新しいＰＷＭパルスが生成される。
図２Ａと同時に図２Ｂを参照すると、エネルギー貯蔵要素２０２の電圧レベルの時間軸に対するプロット２０３が説明される。更に、インダクタンスコイルＬにおけるインダクタンスコイル電流のレベルの別のプロット２０５が同様の時間間隔上で説明される。例えば、制御装置２００の動作の開始時間（ｔ０）において、エネルギー貯蔵要素の充電量はゼロ［ボルト］（０［Ｖ］）である。第１の時間間隔、または時刻“ｔ０”とＰＷＭ出力信号がデジタル信号の“１”になる時刻“ｔ１”との間の“Ｔｏｎ”において、エネルギー貯蔵要素２０２の電圧レベルは、充電レベルが所定の充電しきい値レベル“Ｖ１”、例えば一実施例においては“２．５［ボルト］（２．５［Ｖ］）”に到達するまで、直線的に上昇する。
従って、時刻“ｔ０”と時刻“ｔ１”との間の“Ｔｏｎ”は、エネルギー貯蔵要素２０２が、この差（電流源“Ｉ２”−電流源“Ｉ１”）に釣り合って等しい電流レベルでこの時間間隔の間に充電されるので、入力電圧“Ｖｉｎ”を表す信号と出力電圧を表す信号、例えば“Ｖｏｕｔ”または“Ｖｔａｒｇｅｔ”との間の差によって変わる。同様に、“Ｔｏｎ”の持続時間は、しきい値電圧レベル“Ｖ１”、及びエネルギー貯蔵要素２０２の値によって変わる。エネルギー貯蔵要素がコンデンサＣ１であると共に、第２の電流源がＶｏｕｔと直接的に比例する場合、“Ｔｏｎ”の持続時間は以下の式（３）によって与えられる。
Ｔｏｎ＝Ｃ１×Ｖ１／Ｉ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ） ・・・（３）
ここで、“Ｃ１”はコンデンサＣ１の値であり、“Ｖ１”は所定の充電しきい値レベル（一例では２．５［ボルト］）であると共に、“Ｉ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）”は、第２の電流源が“Ｖｏｕｔ”と直接比例するときに第２の電流源Ｉ２と第１の電流源Ｉ１との間の差によって供給された充電電流の値である。
もし、式（３）で表された“Ｔｏｎ”が、式（１）で表されたインダクタンスコイル電流に関する“Ｔｏｎ”として利用される場合、その場合に式（１）は以下の式（４）のように書き直され得る。
ΔＩ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×（Ｃ１×Ｖ１／Ｉ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ））／Ｌ ・・・（４）
他の全ての項目（“Ｌ”、“Ｖ１”、及び“Ｃ１”）が一定であるので、“（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｉ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）”が一定である場合に、“ΔＩ”は一定である。
従って、“ｔ０”と“ｔ１”との間の“Ｔｏｎ”状態の間、インダクタンスコイル電流は、エネルギー貯蔵要素２０２の電圧レベルの上昇に比例して上昇する。“ｔ１”と“ｔ２”との間の第２の時間間隔の間、エネルギー貯蔵要素の充電レベルは、放電することによって減少する。相対的に、インダクタンス電流のレベルも、同様にこの期間にわたって減少する。都合良く、エネルギー貯蔵要素２０２の充電レベルが“０”に到達するとき、例えば時刻“ｔ２”において、時刻“ｔ２”におけるインダクタンスコイル電流のレベルは“０”であるべきである。従って、制御装置２００は、同様に、ゼロ交差するインダクタンスコイル電流の推定器も提供する。
スキッピングモード（skipping mode）は、有効にされたとき（“ＳＫＩＰ”信号がデジタル信号の“１”となるとき）、全てのＰＷＭパルスに関して、最初のインダクタンスコイル電流は“０”であると共に、エネルギー貯蔵要素が完全に放電されるという事実を使用する。エネルギー貯蔵要素が公称値“Ｖ２”以下に放電されるとき、比較器ＣＭＰ１の出力は、デジタル信号の“１”になる。もしその時スキッピングモードが有効にされる場合、その場合に“ＬＤＲ＿ＥＮ”は、ＡＮＤゲートＧ１を通じてデジタル信号の“０”に強要される。従って、インダクタンスコイル電流が“０”を横切るとき、低電位側スイッチＱ２は、高電位側スイッチＱ１と同様に、オフ状態になる。従って、インダクタンスコイルＬのスイッチ側は、浮いている状態のままにされることになる。スキッピングモードは、負荷がエネルギー貯蔵要素を放電するとき、新しいＰＷＭサイクルがスタートすることになるので、軽い負荷状態に対して有益であり、従ってＱ１及びＱ２のスイッチング損失及び伝導損失を最小限にする。
図３を参照すると、本発明と一致している制御装置３００の別の実施例が説明される。図１Ａの実施例と同様に、制御装置３００は、出力電圧を表す信号、例えば“Ｖｏｕｔ”または“Ｖｔａｒｇｅｔ”を差し引いた、接続されたＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧に基づいて、ＰＷＭ制御信号を接続されたドライバ回路に供給する。しかしながら、エネルギー貯蔵要素を充電すると共に放電するよりむしろ、制御装置３００は、本質的に時間のブロックをカウントすると共に、そのようなカウントに基づく適切なＰＷＭ信号、及び“ＬＤＲ＿ＥＮ”信号を供給する。
例えば、制御装置３００は、一般にオンタイムワンショット回路（on-time one shot circuit）３０２、低電位側ドライバワンショット回路（a low side driver one shot circuit）３０４、比較器３０６、時間遅延回路３０８、及びＮＯＲゲート３１０を備えることができる。時間遅延回路３０８は、オンタイムワンショット回路３０２の再トリガ信号を生成するためのブランキング回路（blanking circuit）であり得る。ワンショット回路３０２、及びワンショット回路３０４は、入力信号の立ち下がりエッジによってトリガされることができる。
理想的に、ワンショット回路３０２のためのオン時間（on-time）は、ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧“Ｖｉｎ”とＤＣ／ＤＣコンバータの出力に関する目標電圧“Ｖｔａｒｇｅｔ”との間の差に比例すると共に、“ＴＬＤＲ”は以下の式（５）において詳述されたように“Ｖｔａｒｇｅｔ”に比例する。
Figure 0004291324
実際には、“ＴＬＤＲ”は、式（５）によって示唆された値より、一般に僅かに短い値に選ばれる。“Ｔｏｎ／ＴＬＤＲ”を生じさせるいくつかの方法がある。一般的に、“Ｖｔａｒｇｅｔ”は、固定値か、または個々のステップにおいて変わる値のいずれかである。ワンショット回路３０２及びワンショット回路３０４に関する両方の遅延は、以下の式（６）及び式（７）により与えられるような、基本の時間遅延、例えば遅延“Ｔｏ”の倍数である実際の遅延に対応するデジタル値であり得る。
Ｔｏｎ＝Ｔｏ１×Ｍ ・・・（６）
ＴＬＤＲ＝Ｔｏ２×Ｎ ・・・（７）
図４を参照すると、代表的な遅延回路４００が、オンタイムワンショット回路３０２に対する適切なオン時間を維持するための所望の遅延を生成するために説明される。遅延回路４００は、一般に時間パルスを生成するための発振器４０２、時間パルスを計数するためのカウンタ４０４、及び計数された値をＭまたはＮのような適用される倍数と比較するためのデジタル比較器４０６を備える。比較器は、従ってカウンタ４０４がカウント値の必要な量であるＭまたはＮに到達したかどうかを表す出力信号を供給する。従って、適用されるオン時間は、倍数Ｍまたは倍数Ｎと比較されるカウント値を計数することによって制御される。
従って、倍数Ｍ及び倍数Ｎを制御することは、本質的に適用される遅延を選択する。“Ｔｏｎ”が“Ｖｉｎ”及び“Ｖｔａｒｇｅｔ”の関数であると共に、“ＴＬＤＲ”が“Ｖｔａｒｇｅｔ”の関数であるので、それらを制御する２つから３つの方法がある。第１の場合において、“Ｔｏ１”及び“Ｔｏ２”は等しいと共に一定である。従って、倍数Ｎは、ルックアップテーブル（lookup table：ＬＵＴ）によって、“Ｖｔａｒｇｅｔ”をセットするデジタル信号から生成されることができる。様々なＮの値が接続された“Ｖｔａｒｇｅｔ”の値に対応するので、この場合における“ＬＵＴ”は一次元である。“Ｔｏ１”及び“Ｔｏ２”が等しいと共に一定である同じ場合において、倍数Ｍは、“ＬＵＴ”によって、“Ｖｔａｒｇｅｔ”をセットする信号とデジタル化された“Ｖｉｎ”信号との両方のデジタル信号から生成されることができる。そのようなディジタル化された“Ｖｉｎ”信号は、“Ｖｉｎ”にＡ／Ｄ変換器を利用することによって取得されることができる。従って、この場合においてＭを生成するための“ＬＵＴ”は、Ｍの値が接続された“Ｖｔａｒｇｅｔ”の値及び“Ｖｉｎ”の値に対応するので、２次元である。
別の場合において、“Ｔｏ１”及び“Ｔｏ２”は等しくない。この場合、倍数Ｎは、もし“Ｔｏ２”が一定である場合、第１の場合と同様に生成される。倍数Ｍは、“Ｖｔａｒｇｅｔ”をセットするデジタル信号を入力として有する単一次元の“ＬＵＴ”によって生成されることができる。しかしながら、“Ｔｏ１”は、もはや固定値ではなく、“Ｖｉｎ”の関数、または“Ｖｉｎ”と“Ｖｔａｒｇｅｔ”との関数のいずれかである。
ここに示された実施例は、しかしながら、本発明を利用する数個の実施例のいくつかだけであると共に、制限ではなく、実例としてここに詳しく説明される。明らかに、当業者にとって明白である多くの他の実施例は、添付された請求項において定義されたように、発明の精神、及び範囲から著しくはずれずに作られることができる。
本発明と一致している制御装置を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。 入力ＰＷＭ信号、及び低電位側有効化信号に基づく、図１の一組のスイッチに関するスイッチ状態を説明する代表的なテーブルである。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータで使用するための制御装置の一実施例の構成図である。 同様の時間間隔上のインダクタンスコイル電流のレベルにおける関連する変化と比較された、図２Ａの制御装置のエネルギー貯蔵要素の充電レベルにおける変化を説明するプロットである。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータで使用するための制御装置の別の実施例の構成図である。 図３の代表的な遅延回路の更に詳細な構成図である。
符号の説明
１００ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０２ 制御装置
１０４ ドライバ回路
１０６ 一組のスイッチ
１０８ ローパスフィルタ
１２０ テーブル
１２２ カテゴリ
２００ 制御装置
２０２ エネルギー貯蔵要素
２４０ 出力決定回路
２４２ フリップフロップ
３００ 制御装置
３０２ オンタイムワンショット回路
３０４ 低電位側ドライバワンショット回路
３０６ 比較器
３０８ 時間遅延回路
３１０ ＮＯＲゲート
４００ 遅延回路
４０２ 発振器
４０４ カウンタ
４０６ デジタル比較器
Ｑ１ 高電位側スイッチ
Ｑ２ 低電位側スイッチ
Ｌ インダクタンスコイル
Ｃ コンデンサ
Ｃｓｌｅｗ スルーコンデンサ（slew capacitor）“
Ｒ１ 検知抵抗器
Ｒ２、Ｒ３ 抵抗器
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、ＣＭＰ３、ＣＭＰ４ 比較器
Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３ 電流源
Ｇ１ ＮＡＮＤゲート
Ｇ２ ＡＮＤゲート
Ｇ３ ＡＮＤゲート
Ｓ１ スイッチ
Ｓ２ スイッチ
ＬＵＴ ルックアップテーブル

Claims (27)

  1. 入力電圧を出力電圧に変換するように構成されるＤＣ／ＤＣコンバータのための制御装置であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを有する一組のスイッチと、前記高電位側スイッチと前記低電位側スイッチとの接続点に接続されたインダクタンスコイルとを備え、
    前記制御装置が、
    前記出力電圧を表す第２の信号を差し引いた前記入力電圧を表す第１の信号に基づく第１の時間間隔の間の第１の状態においてＰＷＭ信号を供給すると共に、インダクタンスコイルの電流レベルを、そのような電流レベルの直接的な測定をせずに制御するように構成され、更に
    第１の電流レベルを供給するように構成される第１の電流源と、
    第２の電流レベルを供給するように構成される第２の電流源と、
    前記第１の時間間隔の間に、前記第１の電流レベルを差し引いた前記第２の電流レベルに等しい充電電流によって充電されるように構成されるエネルギー貯蔵要素とを備える
    ことを特徴とする制御装置。
  2. 前記第１の電流レベルが、前記出力電圧の所望のレベルを表す目標出力電圧に比例すると共に、前記第２の電流レベルが、前記入力電圧に比例する
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  3. 前記第１の電流レベルが、前記出力電圧に比例すると共に、前記第２の電流レベルが、前記入力電圧に比例する
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  4. 前記エネルギー貯蔵要素が、コンデンサを備える
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  5. 前記ＰＷＭ信号の前記第１の状態が、前記一組のスイッチをスイッチオン状態に駆動すると共に、接続されたインダクタンスコイルにおける電流レベルが、前記スイッチオン状態の間に増加する
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  6. 前記第１の時間間隔が、開始時刻、及び終了時刻を有しており、
    前記エネルギー貯蔵要素の充電量が実質的にゼロであるときに前記開始時刻が出現すると共に、前記エネルギー貯蔵要素の充電量が所定の充電レベルしきい値に到達するときに前記終了時刻が出現する
    ことを特徴とする請求項５に記載の制御装置。
  7. 前記開始時刻が、前記接続されたインダクタンスコイルのゼロ電流のレベルに対応する
    ことを特徴とする請求項６に記載の制御装置。
  8. 前記第２の時間間隔の間の第２の状態において前記ＰＷＭ信号を供給すると共に、
    前記エネルギー貯蔵要素が、前記第２の時間間隔の間に放電される
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  9. 前記ＰＷＭ信号の前記第２の状態が、前記一組のスイッチをスイッチオフ状態に駆動する
    ことを特徴とする請求項８に記載の制御装置。
  10. 接続されたインダクタンスコイルにおける電流レベルが、前記第２の時間間隔の間に、前記エネルギー貯蔵要素の電圧レベルの減少に比例して減少する
    ことを特徴とする請求項９に記載の制御装置。
  11. 前記エネルギー貯蔵要素が、前記第２の時間間隔の間に、前記第１の電流源により供給される前記第１の電流レベルによって第１の放電率で放電される
    ことを特徴とする請求項８に記載の制御装置。
  12. 前記出力電圧に比例すると共に、第３の電流レベルを供給するように構成される第３の電流源を備え、
    前記第３の電流レベルが前記第１の電流レベルより大きいと共に、
    前記エネルギー貯蔵要素が、前記第２の時間間隔の間に、前記第１の電流源及び前記第３の電流源によって第２の放電率で放電され、
    前記第２の放電率が、前記第１の放電率より大きい
    ことを特徴とする請求項１１に記載の制御装置。
  13. 更に、前記第２の時間間隔の間に、閉じると共に、前記エネルギー貯蔵要素を第２の放電率で放電するように構成されるスイッチを備える
    ことを特徴とする請求項１１に記載の制御装置。
  14. 前記第２の時間間隔が、開始時刻、及び終了時刻を有しており、
    前記エネルギー貯蔵要素の充電量が所定の充電レベルしきい値に到達するときに前記開始時刻が出現すると共に、前記エネルギー貯蔵要素の充電量が実質的にゼロであるときに前記終了時刻が出現する
    ことを特徴とする請求項８に記載の制御装置。
  15. 更に、出力決定回路を備え、
    前記出力決定回路が、前記エネルギー貯蔵要素の充電レベルに基づく前記ＰＷＭ信号を供給するように構成される
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  16. 前記出力決定回路が、ＡＮＤゲートとフリップフロップとを備え、
    前記ＡＮＤゲートが、前記フリップフロップのセット端子に接続される出力を有すると共に、前記フリップフロップの出力が前記ＰＷＭ信号を供給するように構成される
    ことを特徴とする請求項１５に記載の制御装置。
  17. 更に、有効状態及び無効状態を有する低電位側有効化信号を供給するように構成されると共に、
    前記低電位側有効化信号が前記有効状態にあるとき、前記ＰＷＭ信号が前記低電位側スイッチを制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  18. もし前記有効化信号が前記無効状態にある場合、前記低電位側スイッチがオフ状態にある
    ことを特徴とする請求項１７に記載の制御装置。
  19. 入力電圧を出力電圧に変換するように構成されるＤＣ／ＤＣコンバータのための制御装置であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを有する一組のスイッチと、前記高電位側スイッチと前記低電位側スイッチとの接続点に接続されたインダクタンスコイルとを備え、
    前記制御装置が、
    前記出力電圧を表す第２の信号を差し引いた前記入力電圧を表す第１の信号に基づく第１の時間間隔の間の第１の状態においてＰＷＭ信号を供給すると共に、インダクタンスコイルの電流レベルを、そのような電流レベルの直接的な測定をせずに制御するように構成され、更に
    前記第１の時間間隔の間の前記第１の状態において前記ＰＷＭ信号を供給するように構成されるオンタイムワンショット回路と、
    前記第１の時間間隔を制御するように構成される遅延回路とを備える
    ことを特徴とする制御装置。
  20. 前記遅延回路が、
    パルスを計数すると共に、カウント値を表すカウンタ出力信号を供給するように構成されるカウンタと、
    前記カウンタ出力信号を受け取ると共に、前記カウンタ出力信号を所定の倍数のレベルと比較するように構成されるデジタル比較器とを備え、
    一度前記カウンタ出力信号が前記所定の倍数のレベルに到達すると、前記デジタル比較器が前記第１の時間間隔を終了する
    ことを特徴とする請求項１９に記載の制御装置。
  21. 前記所定の倍数のレベルが、ルックアップテーブルによって提供される
    ことを特徴とする請求項１９に記載の制御装置。
  22. 前記ルックアップテーブルが、接続された前記入力電圧レベルと、接続された目標出力電圧レベルとに基づいて、複数の前記所定の倍数のレベルの内の１つを提供するように構成される
    ことを特徴とする請求項２１に記載の制御装置。
  23. 直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを有する一組のスイッチと、前記高電位側スイッチと前記低電位側スイッチとの接続点に接続されたインダクタンスコイルとを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ内の前記一組のスイッチの制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧を表す第１の電圧レベルを監視するステップと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を表す第２の電圧レベルを監視するステップと、
    前記一組のスイッチをスイッチオン状態に駆動するために、前記第１の信号と前記第２の信号との間の差に基づいて、第１の時間間隔を決定するステップと、
    インダクタンスコイルの電流レベルを、そのような電流レベルの直接的な測定をせずに制御するステップとを有し、
    前記第１の時間間隔が、エネルギー貯蔵要素を所定のしきい値レベルに充電するために要する時間に基づいている
    ことを特徴とする制御方法。
  24. 直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを有する一組のスイッチと、前記高電位側スイッチと前記低電位側スイッチとの接続点に接続されたインダクタンスコイルとを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ内の前記一組のスイッチの制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧を表す第１の電圧レベルを監視するステップと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を表す第２の電圧レベルを監視するステップと、
    前記一組のスイッチをスイッチオン状態に駆動するために、前記第１の信号と前記第２の信号との間の差に基づいて、第１の時間間隔を決定するステップと、
    インダクタンスコイルの電流レベルを、そのような電流レベルの直接的な測定をせずに制御するステップとを有し、
    前記第１の時間間隔が、複数のパルスを計数することに基づいている
    ことを特徴とする制御方法。
  25. 入力電圧を出力電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記出力電圧を表す第２の信号を差し引いた前記入力電圧を表す第１の信号に基づく第１の時間間隔の間の第１の状態においてＰＷＭ信号を供給するように構成される制御装置と、
    少なくとも前記ＰＷＭ信号を受け取ると共に、スイッチ駆動信号を供給するように構成されるドライバ回路と、
    スイッチオン状態へ駆動する前記スイッチ駆動信号に応答すると共に、直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを有する一組のスイッチと、
    前記高電位側スイッチと前記低電位側スイッチとの接続点に接続されたインダクタンスコイルとを備え、
    前記ＰＷＭ信号が前記第１の状態にあるとき、前記高電位側スイッチがオン状態にあると共に、前記低電位側スイッチがオフ状態にあり、
    前記インダクタンスコイルにおける電流レベルが、前記スイッチオン状態において増加し、
    前記制御装置が、
    更に、インダクタンスコイルの電流レベルを、そのような電流レベルの直接的な測定をせずに制御するように構成され、そして、
    第１の電流レベルを供給するように構成される第１の電流源と、
    第２の電流レベルを供給するように構成される第２の電流源と、
    前記第１の時間間隔の間に、前記第１の電流レベルを差し引いた前記第２の電流レベルに等しい充電電流によって充電されるように構成されるエネルギー貯蔵要素とを備える
    ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  26. 前記エネルギー貯蔵要素が、コンデンサを備える
    ことを特徴とする請求項２５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  27. 前記第１の時間間隔が、開始時刻、及び終了時刻を有しており、
    前記エネルギー貯蔵要素の充電量が実質的にゼロであるときに前記開始時刻が出現すると共に、前記エネルギー貯蔵要素の充電量が所定の充電レベルしきい値に到達するときに前記終了時刻が出現し、
    前記開始時刻が、前記インダクタンスコイルのゼロ電流のレベルに対応する
    ことを特徴とする請求項２５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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