JPH0442773A - スィツチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、一般に降圧型のスイッチングレギュレータと
呼ばれているスイッチング電源装置に関する。

［従来の技術］ 従来の降圧型のスイッチングレギュレータはラインに直
列に接続されたスイッチと、このスイッチの出力段に設
けられた平滑用リアクトルと平滑用コンデンサとフライ
ホイールダイオードとから成る平滑回路とで構成されて
いる。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、スイッチをオンからオフに転換すると、リア
クトルに高い電圧（サージ電圧）が発生し、これがスイ
ッチに加わる。このサージ電圧を吸収し、且つターンオ
フ時のスイッチの電圧の立上りを緩やかにするために、
スイッチに並列にコンデンサを接続するか又は浮遊容量
を与えることか考えられる。しかし、このコンデンサ又
は浮遊容量の電荷はスイッチのオン時にここを通って放
出されるために損失になる。

そこで、本発明の目的はスイッチのターンオン時とター
ンオフ時との両方におけるスイッチング損失を低減させ
ることができるスイッチング電源装置を提供することに
ある。

［課題を解決するだめの手段］ 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源と出力端子との間に直列に接続された第１のス
イッチと、前記第１のスイッチの後段に設けられたリア
クトルと第１のコンデンサとフライホイールダイオード
とから成る平滑回路と、前記リアクトルと電圧共振回路
を形成するように接続されている共振用コンデンサ又は
浮遊容量と、前記フライホイールダイオードに対して並
列に接続された第２のコンデンサと第２のスイッチとの
直列回路と、前記第１のスイッチをオン・オフ制御する
第１の制御回路と、前記第１のスイッチかオンに転換す
る前に前記第１のスイッチの電圧か前記リアクトルと前
記共振用コンデンサ又は浮遊容量との共振動作に基つい
て徐々に立下ることかできるように前記第２のスイッチ
を制御する第２の制御回路とから成るスイッチング電源
装置に係わるものである。

なお、請求項５に示すように、リアクトルにエネルギー
放出用巻線を電磁結合し、この巻線を第１のコンデンサ
にフライホイールダイオードを介して並列接続するスイ
ッチング電源装置において、フライホイールダイオード
に対して並列に第２のコンデンサと第２のスイッチの直
列回路を接続することができる。

ま゛た、請求項２及び６に示すように、第２のスイッチ
は制御スイッチとダイオードとの組み合せから成ること
が望ましい。

また、請求項３又は７に示すように、第２のコンデンサ
の電圧を検出して第２のスイッチを制御することが望ま
しい。

また、請求項４及び６に示すように、第２のコンデンサ
の電圧の検出レベルを変えることによって出力電圧を制
御することができる。

［作　用］ 本発明によれば、第１のスイッチのオフ期間の終り近く
において第２のコンデンサか第１のコンデンサの電圧に
よって充電される。この時、共振用コンデンサ又は浮遊
容量とリアクトルのインダクタンスとの共振を助ける向
きのエネルギーの蓄積がリアクトルに生じる。これによ
り、共振用コンデンサ又は浮遊容量の電荷は共振によっ
て放出される。従って、第１のスイッチがオンになった
時に共振用コンデンサ又は浮遊容量に基づく電力損失が
生じない。

［第１の実施例］ 次に、第１図〜第３図を参照して本発明の第１の実施例
に係わる降圧型スイッチング電源装置を説明する。

直流電源１が接続されている第１及び第２の電源端子２
．３間には第１のスイッチ４とリアクトル５と第１のコ
ンデンサ６との直列回路が接続されている。第１のスイ
ッチ４はソースをサブストレートに接続した形式のチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成り、第
１の制御スイッチ４ａとこれに逆並列接続された第１の
ダイオド４ｂとて等測的に示すことができる。この第１
のスイッチ４はドレイン・ソース間に点線て示す浮遊容
量７を有している。

フライホイールダイオード８はリアクトル５と第１のコ
ンデンサ８とから成る直列回路に対して並列に接続され
ている。フライホイールダイオド８はリアクトル５と第
１のコンデンサ６と共に出力平滑回路を構成する。第１
のコンデンサ６に接続された一対の出力端子９．１０間
には負荷１１が接続されている。

第１の制御スイッチ４ａの制御端子（ゲート）に接続さ
れた第１の制御回路１２は、第１の制御スイッチ４ａに
オン・オフ制御信号を供給するものであって、出力端子
９．１０に接続された電圧検出回路１３で検出した電圧
と第１のスイッチ５の両端電圧検出回路１４て検出した
電圧とに基ついて所望の制御パルスを出力する。第２図
はこの第１の制御回路１２を具体的に示すものであり、
スイッチ電圧検出回路１４から与えられるトリガ信号に
応答してパルスを発生する可変モノマルチパイブレータ
コ５と駆動回路１６とから成る。可変モノマルチバイブ
レーク１５は出力電圧検出回路１３によって制御され、
パルス幅が出力電圧に対して反比例的に変化する出力パ
ルスを送出する。

第１図において、フライホイールダイオード８に対して
並列に本発明に係わる第２のコンデンサ１７と第２のス
イッチ１８との直列回路が接続されている。第２のスイ
ッチ］８はＮ型トランジスタから成る第２の制御スイッ
チ１８ａと第２のダイオード１８ｂとの逆並列回路から
成る。この第２のスイッチ１８はソースをサブストレー
トに接続した形式の絶縁ゲート型トランジスタ（ＦＥＴ
）に置き換えることができる。

第２の制御スイッチ１８ａを制御するための第２の制御
回路１９は、抵抗２０とツェナーダイオード２１と比較
器２２から成る。ツェナーダイオド２］から参照電圧（
基準電圧）を得るために、ツェナーダイオード２１は抵
抗２０を介して第１のコンデンサ６に並列に接続されて
いる。比較器２２の一方の入力端子はツェナーダイオー
ド２１のカソードに接続され、他方の入力端子は第２の
コンデンサ１７の上端即ち第２のダイオード１８ｂのア
ノードに接続されている。

［動　作］ 第１図の回路において、第１の制御スイッチ４ａのオン
の期間には、電源１と第１の制御スイッチ４ａとリアク
トル５と第１のコンデンサ６とから成る閉回路が形成さ
れる。これにより、リアクトル５を介して第３図（Ｇ）
に示す電流ＩＱが流れる。。第１の制御スイッチ４ａが
第３図の１０時点で制御回路１２によってオフ制御され
ると、リアクトル５に蓄積されているエネルギーに基づ
いて第１のコンデンサ６及び負荷１１に電流が流れる。

ターンオフ時には、まずリアクトル５で発生したサージ
電圧は浮遊容量７で吸収され、第１のスイッチ４の電圧
Ｖｑは第３図（Ｃ）のｔＯ〜ｔ１期間に示すように徐々
に増大する。これにより、第１のスイッチ４のスイッチ
ング損失が小さくなる。

ｔ１時点て第２のダイオード１８ｂに順方向立上り電圧
以上の電圧か印加されると、これがオン状態となり、第
２のコンデンサ１７に第３図（Ｆ）のｔ１〜ｔ２期間に
示す電流Ｉｃ２が流れ、第２のコンデンサ１７が逆充電
（放電）される。第２のコンデンサ１７の放電によって
この電圧が低下すると、比較器２２の反転入力端子の電
位が非反転入力端子の電位よりも低くなり、比較器２２
の出力が高レベル電圧になり、第２の制御スイッチ１８
ａがオン制御される。第２のコンデンサ１７の充電電圧
の極性が第１図と反対になると、第２のダイオード１８
ｂはオフになる。これとほぼ同時にフライホイールダイ
オード８がオンになり、ここを通って第３図（Ｅ）に示
す電流Ｉｄｌが流れる。

なお、第２のダイオード１８ｂは第２のコンデンサ１７
でバイアスされているのでフライホイールダイオード８
よりも先にオンになる。

リアクトル５のエネルギーの放出動作が終了してｔ３で
フライホイールダイオード８の電流が零になると、第１
のコンデンサ８とリアクトル５と第２の制御スイッチ１
８ａと第２のコンデンサ１７とから成る閉回路が形成さ
れ、第３図（Ｆ）のｔ８〜ｔ４に示すように第２のコン
デンサ１７の充電電流が流れる。これにより、第２のコ
ンデンサ１７の電圧Ｖｃは再び比較器２２の出力を低レ
ベルにするレベルに戻り、ｔ４時点で第２の制御スイッ
チ１８ｇがオフに転換する。

ｔ３〜ｔ４期間にリアクトル５に蓄積されたエネルギー
に基づいてリアクトル５と浮遊容量７との共振動作が生
し、浮遊容量７の電荷は浮遊容量７と電源１と第１のコ
ンデンサ６とリアクトル５とから成る閉口路で放、出さ
れ、この電圧及び第１のスイッチ４の電圧Ｖｑは第３図
（Ｃ）のｔ４〜ｔ５期間に示すように徐々に低下する。

これにより、ターンオン時のスイッチング損失が小さく
なる。

第１のスイッチ７の電圧零点はスイッチ電圧検出回路１
４で検出され、第３図（Ａ）に示すトリガパルスがｔ５
て発生し、第２図の可変モノマルチバイブレータ１５が
トリガされ、所望幅（ｔ５〜ｔｅ）の制御パルスが第３
図（Ｂ）に示すように発生し、第１の制御スイッチ４ａ
がオンになる。

第１の制御スイッチ４ａがオンになる前に浮遊容量７の
電荷の放出が終了しているので、第１の制御スイッチ４
ａと浮遊容量７とから成る閉回路でのエネルギー損失は
生じない。第１の制御スイッチ４ａがオンになると、再
びリアクトル５を通って電流が流れる。しかる後、ｔ６
時点で第１の制御スイッチ４ａがオフ制御されると、ｔ
Ｏ〜ｔ６期間と同一の動作が繰返して生じる。

出力電圧を制御する時には第３図（Ｂ）のｔ５〜ｔ６期
間のパルスの幅を可変モノマルチバイブレータ１５で変
える。

上述から明らかなようにこの実施例によれば第１の制御
スイッチ４ａのターンオン時とターンオフ時との両方で
スイッチング損失を低減させることができる。

［第２の実施例コ 次に、第４図に示す第２の実施例のスイッチング電源装
置を説明する。但し、第４図及び後で説明する第５図に
おいて第１図と共通する部分には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。

第４図の回路では、リアクトル５が電源１と第１のスイ
ッチ４との間に接続されている。そして、このリアクト
ル５にエネルギー放出用巻線５ａが電磁結合されている
。エネルギー放出用巻線５ａはフライホイールダイオー
ド８を介して第１のコンデンサ６に並列に接続されてい
る。フライホイールダイオード８に対して並列に第２の
スイッチ１８と第２のコンデンサ１７との直列回路が接
続されていることは第１図と同様である。

第２の制御スイッチ１８ａをオン・オフ制御するための
第２の制御回路１９は２つの抵抗２０．２１の分圧回路
で構成されている。この回路では第１のスイッチ４のオ
ン期間にリアクトル５に蓄積されたエネルギーが第１の
スイッチ４のオフ期間に巻線５ａを介して放出される。

第４図の各部の動作波形は第３図と実質的に同一である
ので、第１の実施例と実質的に同一の作用効果を得るこ
とができる。

［第３の実施例］ 第５図に示す第３の実施例のスイッチング電源装置にお
いては、第１図のツェナーダイオード２１の代りに可変
参照電圧源２１ａが設けられ、これが出力電圧検出回路
１３の出力によって制御されている。これにより、第３
図のｔ３〜ｔ４期間を制御してオフ期間を変え、出力電
圧を制御することが可能になる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例え
ば次の変形が可能なものである。

（１）　第１のスイッチ４をバイポーラトランジスタと
ダイオードとの逆並列回路で構成してもい。また、第２
のスイッチ１８を第１のスイッチ４と同様にダイオード
内蔵の絶縁ゲート型ＦＥＴとしてもよい。また、第１及
び第２のスイッチ４．１８のダイオード４ｂ、１８ｂの
代りに制御スイッチを接続し、この制御スイッチをダイ
オード４ｂ、１８ｂが導通する期間に対応するようにオ
ン制御してもよい。

（２）　浮遊容量７を個別のコンデンサに置き換えるこ
とかできる。

（３）　第１のスイッチ４の電圧が零になるｔ５時点を
直接に検出せずに、ｔ３時点、ｔ４時点等から予測して
検知してもよい。

（４）　第２の制御スイッチ１８ａをｔ３〜ｔ４期間の
みでオン制御するように構成してもよい。

（５）　第４図の第２の制御回路１９を第１図又は第５
図と同様な構成にすることかできる。また第１図の第２
の制御回路１９を第４図と同様な構成にすることができ
る。

（６）　第１図において、リアクトル５をフライホイー
ルダイオード８の位置に移し、フライホイールダイオー
ド８及びこれに並列の第２のスイッチ１８及び第２のコ
ンデンサ１７をリアクトル５の位置に移してもよい。即
ち、極性逆転型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれる回路に
も本発明を適用することかできる。また、第１のスイッ
チ４を電源端子３と出力端子１０との間に接続すること
もてきる。

［発明の効果］ 上述のように、各請求項の発明によれば、第１のスイッ
チのターンオフ時とターンオン時との両方において共振
動作を生しさせてスイッチンク損失を低減させることか
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わるスイッチング電
源装置を示す回路図、 第２図は第１の制御回路を示すブロック図、第３図は第
１図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第４図は第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図、 第５図は第３の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図、 ］・・電源、４・・第１のスイッチ、５・・・リアクト
ル、６・・・第１のコンデンサ、７・・浮遊容量、８・
・・フライホイールダイオード、９，１０・・出力端子
、１２・・第１の制御回路、１７・・第２のコンデンサ
、１８・・・第２のスイッチ。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次第２因 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］直流電源と、 前記直流電源と出力端子との間に直列に接続された第１
   のスイッチと、 前記第１のスイッチの後段に設けられたリアクトルと第
   １のコンデンサとフライホィールダイオードとから成る
   平滑回路と、 前記リアクトルと電圧共振回路を形成するように接続さ
   れている共振用コンデンサ又は浮遊容量と、 前記フライホィールダイオードに対して並列に接続され
   た第２のコンデンサと第２のスイッチとの直列回路と、 前記第１のスイッチをオン・オフ制御する第１の制御回
   路と、 前記第１のスイッチがオンに転換する前に前記第１のス
   イッチの電圧が前記リアクトルと前記共振用コンデンサ
   又は浮遊容量との共振動作に基づいて徐々に立下ること
   ができるように前記第２のスイッチを制御する第２の制
   御回路と から成るスイッチング電源装置。 ［２］前記第２のスイッチは、制御スイッチと、前記制
   御スイッチに内蔵又は外部接続され且つ前記制御スイッ
   チに逆並列に接続されているダイオードとから成ること
   を特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 ［３］前記第２の制御回路は、前記第２のコンデンサの
   電圧を検出し、この電圧が一定値以上の期間のみ前記第
   ２のスイッチに含まれている前記制御スイッチをオン制
   御するものである請求項３記載のスイッチング電源装置
   。 ［４］前記第２のコンデンサの検出レベルを変えて前記
   第２のスイッチに含まれる前記制御スイッチのオン時間
   幅を変えるようにしたことを特徴とする請求項３記載の
   スイッチング電源装置。 ［５］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたリアクト
   ルと第１のスイッチと第１のコンデンサとから成る直列
   回路と、 前記リアクトルに電磁結合され且つ前記第１のコンデン
   サに並列に接続されたエネルギー放出用巻線と、 前記エネルギー放出用巻線に直列に接続されたフライホ
   ィールダイオードと、 前記リアクトルと電圧共振回路を形成するように接続さ
   れている共振用コンデンサ又は浮遊容量と、 前記フライホィールダイオードに対して並列に接続され
   た第２のコンデンサと第２のスイッチとの直列回路と、 前記第１のスイッチをオン・オフ制御する第１の制御回
   路と、 前記第１のスイッチがオンに転換する前に前記第１のス
   イッチの電圧が前記リアクトルと前記共振用コンデンサ
   又は浮遊容量との共振動作に基づいて徐々に立下ること
   ができるように前記第２のスイッチを制御する第２の制
   御回路と から成るスイッチング電源装置。 ［６］前記第１及び第２のスイッチは、一方向性の制御
   スイッチと、前記制御スイッチに内蔵又は外部接続され
   且つ前記制御スイッチに逆並列に接続されているダイオ
   ードとから夫々成ることを特徴とする請求項５記載のス
   イッチング電源装置。 ［７］前記第２の制御回路は、前記第２のコンデンサの
   電圧を検出し、この電圧が一定値以上の期間のみ前記第
   ２のスイッチに含まれている前記制御スイッチをオン制
   御するものである請求項６記載のスイッチング電源装置
   。 ［８］前記第２のコンデンサの検出レベルを変えて前記
   第２のスイッチに含まれている前記制御スイッチのオン
   時間幅を変えるようにしたことを特徴とする請求項７記
   載のスイッチング電源装置。