JP3390902B2 - 共振スナバ回路 - Google Patents
共振スナバ回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、部分共振型スイッチン
グ電源装置に関し、特にそのスイッチング回路に関す
る。
グ電源装置に関し、特にそのスイッチング回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の部分共振型電源技術として、図３
に示したような、一般的なスイッチング電源に共振スイ
ッチ回路と遅延回路を付加したものが提供されていた
（特開平４−２１０７７５図３）。図３に示した回路に
おいて、主スイッチ素子１０１の制御電極には、共振ス
イッチ回路のインダクタ１０３とスナバコンデンサ１０
４によって決まる共振周期の４分の１だけターンオンを
遅らせる遅延回路が付いている。主スイッチ素子１０１
がターンオンするまえに共振スイッチ素子１０２が早く
ターンオンして、スナバコンデンサ１０４の電圧を引き
下げる。スナバコンデンサの電圧は共振周期の４分の１
が経過したところでゼロになるので、主スイッチ素子１
０１は両端の電圧がゼロのときにターンオンすることに
なり、これによってゼロボルトスイッチを可能にした。
に示したような、一般的なスイッチング電源に共振スイ
ッチ回路と遅延回路を付加したものが提供されていた
（特開平４−２１０７７５図３）。図３に示した回路に
おいて、主スイッチ素子１０１の制御電極には、共振ス
イッチ回路のインダクタ１０３とスナバコンデンサ１０
４によって決まる共振周期の４分の１だけターンオンを
遅らせる遅延回路が付いている。主スイッチ素子１０１
がターンオンするまえに共振スイッチ素子１０２が早く
ターンオンして、スナバコンデンサ１０４の電圧を引き
下げる。スナバコンデンサの電圧は共振周期の４分の１
が経過したところでゼロになるので、主スイッチ素子１
０１は両端の電圧がゼロのときにターンオンすることに
なり、これによってゼロボルトスイッチを可能にした。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような従来の部分
共振型電源は、主スイッチ素子とは別に共振スイッチ素
子を用いており、また、主スイッチ素子の制御電極には
論理回路やタイマー回路を応用した遅延回路が付けられ
ている。
共振型電源は、主スイッチ素子とは別に共振スイッチ素
子を用いており、また、主スイッチ素子の制御電極には
論理回路やタイマー回路を応用した遅延回路が付けられ
ている。
【０００４】共振スイッチ素子に流れる電流と加わる電
圧のピーク値は、主スイッチ素子のそれらと変わりない
ために、１つの電源に必要とするスイッチ素子のコスト
は２倍近くになってコスト負担が大きい。
圧のピーク値は、主スイッチ素子のそれらと変わりない
ために、１つの電源に必要とするスイッチ素子のコスト
は２倍近くになってコスト負担が大きい。
【０００５】また、主スイッチ素子の制御電極に加わる
パルス信号は電源装置の効率を左右するので、遅延回路
は時間の精度が良く、かつスルーレートの大きい特性を
持つことが求められ、その結果回路が複雑となる。
パルス信号は電源装置の効率を左右するので、遅延回路
は時間の精度が良く、かつスルーレートの大きい特性を
持つことが求められ、その結果回路が複雑となる。
【０００６】本発明は、コストアップと複雑な回路を解
消するもので、簡単な回路構成でゼロボルトスイッチが
実現できる共振スナバ回路を提供することを目的として
いる。
消するもので、簡単な回路構成でゼロボルトスイッチが
実現できる共振スナバ回路を提供することを目的として
いる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、スナバコンデ
ンサが充電されるときはダイオードを流れ、放電すると
きにはスナバコンデンサと直列に共振回路を構成するイ
ンダクタと、この共振回路を流れる電流をエネルギーと
して取り出すためのカレントトランスを流れるようにす
ることによって、スナバコンデンサの放電によるロスを
なくした。
ンサが充電されるときはダイオードを流れ、放電すると
きにはスナバコンデンサと直列に共振回路を構成するイ
ンダクタと、この共振回路を流れる電流をエネルギーと
して取り出すためのカレントトランスを流れるようにす
ることによって、スナバコンデンサの放電によるロスを
なくした。
【０００８】そして、これによってスナバコンデンサと
して大容量のものを用いても、スイッチ素子がターンオ
ンする際のロスが増えず、むしろ、ターンオフ時のスイ
ッチ素子に加わる電圧の立上がりが遅れることによって
ソフトスイッチング化がなされ、これによってターンオ
フ時のロスが小さくなることを可能にした。
して大容量のものを用いても、スイッチ素子がターンオ
ンする際のロスが増えず、むしろ、ターンオフ時のスイ
ッチ素子に加わる電圧の立上がりが遅れることによって
ソフトスイッチング化がなされ、これによってターンオ
フ時のロスが小さくなることを可能にした。
【０００９】請求項１の発明において、カレントトラン
スの２次側に得られる電流によって、出力側の平滑コン
デンサが充電される。
スの２次側に得られる電流によって、出力側の平滑コン
デンサが充電される。
【００１０】請求項２の発明において、カレントトラン
スの２次側に得られる電流によって、入力側の平滑コン
デンサが充電される。
スの２次側に得られる電流によって、入力側の平滑コン
デンサが充電される。
【００１１】
【作用】スイッチ素子がターンオフすると、主トランス
の１次巻線に流れた励磁電流のピーク値と等しい電流で
スナバコンデンサが充電される。従って、スナバコンデ
ンサの容量が大きい程、スナバコンデンサ両端の電圧が
ゆっくり上昇する。この電圧は、スイッチ素子両端の電
圧にほぼ等しい。一方、スイッチ素子の電流がゼロにな
るまでの時間は、スナバコンデンサの容量に関係なくス
イッチ素子の特性と制御回路に依存するので、スイッチ
素子両端の電圧がまだ十分小さいところで、スイッチ素
子の電流がゼロに達するようなターンオフができる。ス
イッチングロスは、スイッチ素子両端の電圧とスイッチ
素子を流れる電流の積を積分した値であるが、スイッチ
素子に電流が流れている間にスイッチ素子両端の電圧
は、ゼロからごくわずかしか上昇しないので小さな値と
なる。
の１次巻線に流れた励磁電流のピーク値と等しい電流で
スナバコンデンサが充電される。従って、スナバコンデ
ンサの容量が大きい程、スナバコンデンサ両端の電圧が
ゆっくり上昇する。この電圧は、スイッチ素子両端の電
圧にほぼ等しい。一方、スイッチ素子の電流がゼロにな
るまでの時間は、スナバコンデンサの容量に関係なくス
イッチ素子の特性と制御回路に依存するので、スイッチ
素子両端の電圧がまだ十分小さいところで、スイッチ素
子の電流がゼロに達するようなターンオフができる。ス
イッチングロスは、スイッチ素子両端の電圧とスイッチ
素子を流れる電流の積を積分した値であるが、スイッチ
素子に電流が流れている間にスイッチ素子両端の電圧
は、ゼロからごくわずかしか上昇しないので小さな値と
なる。
【００１２】第１のダイオードは、スイッチ素子のター
ンオフ時にスナバコンデンサを充電する電流を流し、タ
ーンオン時にはスナバコンデンサが放電する電流をイン
ダクタとカレントトランスに流す作用をしている。
ンオフ時にスナバコンデンサを充電する電流を流し、タ
ーンオン時にはスナバコンデンサが放電する電流をイン
ダクタとカレントトランスに流す作用をしている。
【００１３】カレントトランスの巻数比を２次側がより
多くなるように選べば、スナバコンデンサが放電する電
流によって、カレントトランス１次巻線でドロップする
電圧を低く抑えることができる。
多くなるように選べば、スナバコンデンサが放電する電
流によって、カレントトランス１次巻線でドロップする
電圧を低く抑えることができる。
【００１４】スナバコンデンサとインダクタによる共振
電流はサイン波を描いて立ち上がり、スナバコンデンサ
の電圧はコサイン波を描いて下がる。下降するスナバコ
ンデンサの電圧が、ほぼゼロに達したとき、共振は止ま
る。一方、スナバコンデンサの電圧がゼロになる位相で
は、共振電流はピークに達するのでインダクタに蓄積さ
れるエネルギーは、カレントトランスと第１のダイオー
ドを流れる環状の電流となって、一定の傾きでゼロまで
下がる。第１のダイオードは、フライホイールダイオー
ドの働きを兼ねている。
電流はサイン波を描いて立ち上がり、スナバコンデンサ
の電圧はコサイン波を描いて下がる。下降するスナバコ
ンデンサの電圧が、ほぼゼロに達したとき、共振は止ま
る。一方、スナバコンデンサの電圧がゼロになる位相で
は、共振電流はピークに達するのでインダクタに蓄積さ
れるエネルギーは、カレントトランスと第１のダイオー
ドを流れる環状の電流となって、一定の傾きでゼロまで
下がる。第１のダイオードは、フライホイールダイオー
ドの働きを兼ねている。
【００１５】
【実施例】図１は、本発明の請求項１の発明をフォワー
ドコンバータに応用した実施例を示す回路図である。
ドコンバータに応用した実施例を示す回路図である。
【００１６】図２は、請求項２の発明を昇圧チョッパー
に応用した実施例を示す回路図である。
に応用した実施例を示す回路図である。
【００１７】以下、図１に示した回路図に基づいて動作
を説明する。スイッチ素子１２がターンオフすると、主
トランス１１の１次巻線１１ａによって主トランス１１
内に蓄積された励磁エネルギーは、第１のダイオード１
をとおりスナバコンデンサ１３を充電する電流となって
放出される。この電流の値は、スイッチ素子１２がター
ンオフ直前に流れていた励磁電流のピーク値と同じであ
るため、スナバコンデンサ１３は、ほぼ定電流に近い電
流で充電され、両端の電圧は、１次関数に近いカーブで
上昇する。スイッチ素子１２に加わる電圧は、スナバコ
ンデンサ１３の両端の電圧に第１のダイオード１の順方
向電圧を加えた値である。スイッチ素子１２の電圧と電
流のターンオフ前後の変化は、図４に示した波形とな
り、電圧と電流の積の積分値が小さいことがわかる。
を説明する。スイッチ素子１２がターンオフすると、主
トランス１１の１次巻線１１ａによって主トランス１１
内に蓄積された励磁エネルギーは、第１のダイオード１
をとおりスナバコンデンサ１３を充電する電流となって
放出される。この電流の値は、スイッチ素子１２がター
ンオフ直前に流れていた励磁電流のピーク値と同じであ
るため、スナバコンデンサ１３は、ほぼ定電流に近い電
流で充電され、両端の電圧は、１次関数に近いカーブで
上昇する。スイッチ素子１２に加わる電圧は、スナバコ
ンデンサ１３の両端の電圧に第１のダイオード１の順方
向電圧を加えた値である。スイッチ素子１２の電圧と電
流のターンオフ前後の変化は、図４に示した波形とな
り、電圧と電流の積の積分値が小さいことがわかる。
【００１８】次に、スイッチ素子１２がターンオンする
と、スナバコンデンサ１３に充電されているエネルギー
は、インダクタ３とカレントトランス２を流れる電流と
なって放出される。この電流は、スナバコンデンサ１３
の容量とインダクタ３のインダクタンスによって決まる
共振周期を持つ共振電流となるが、電流は必ずゼロから
立ち上がるので、スイッチ素子１２がターンオンして、
その電圧がゼロになったときの共振電流の値はまだ小さ
い。スイッチ素子１２の電圧と電流のターンオン前後の
変化は、図５に示した波形となり、電圧と電流の積の積
分値が小さいことがわかる。
と、スナバコンデンサ１３に充電されているエネルギー
は、インダクタ３とカレントトランス２を流れる電流と
なって放出される。この電流は、スナバコンデンサ１３
の容量とインダクタ３のインダクタンスによって決まる
共振周期を持つ共振電流となるが、電流は必ずゼロから
立ち上がるので、スイッチ素子１２がターンオンして、
その電圧がゼロになったときの共振電流の値はまだ小さ
い。スイッチ素子１２の電圧と電流のターンオン前後の
変化は、図５に示した波形となり、電圧と電流の積の積
分値が小さいことがわかる。
【００１９】スナバコンデンサの電圧はコサイン波を描
いて下がるが、ゼロ付近になると、スイッチ素子１２の
電圧もほぼゼロであるため、第１のダイオード１の順方
向電圧より更に低くなることができない。すなわち、第
１のダイオード１の順方向電圧によってクランプされる
ことになる。一方、このときインダクタ３の電流がピー
クに達しているため、このインダクタ３のエネルギーは
カレントトランス２の１次巻線２ａと第１のダイオード
１が作る環状回路内を流れるフライホイール電流となっ
て放出される。
いて下がるが、ゼロ付近になると、スイッチ素子１２の
電圧もほぼゼロであるため、第１のダイオード１の順方
向電圧より更に低くなることができない。すなわち、第
１のダイオード１の順方向電圧によってクランプされる
ことになる。一方、このときインダクタ３の電流がピー
クに達しているため、このインダクタ３のエネルギーは
カレントトランス２の１次巻線２ａと第１のダイオード
１が作る環状回路内を流れるフライホイール電流となっ
て放出される。
【００２０】カレントトランス２の１次巻線２ａには、
共振電流が流れその後に続いてフライホイール電流も流
れ、２次巻線２ｂと第２のダイオード４を介して平滑コ
ンデンサ１６に充電される。その充電電流は、図６に示
した波形となる。
共振電流が流れその後に続いてフライホイール電流も流
れ、２次巻線２ｂと第２のダイオード４を介して平滑コ
ンデンサ１６に充電される。その充電電流は、図６に示
した波形となる。
【００２１】このようにして、スナバコンデンサ１３に
充電されたエネルギーは、各々の部品によるロスを除き
大部分が回生される。
充電されたエネルギーは、各々の部品によるロスを除き
大部分が回生される。
【００２２】図２に示した請求項２の発明の実施例で
は、カレントトランス２の２次巻線２ｂに生じる電流を
入力側の平滑コンデンサに回生する方法をとっている。
この点を除けば図１の実施例の動作と同じである。
は、カレントトランス２の２次巻線２ｂに生じる電流を
入力側の平滑コンデンサに回生する方法をとっている。
この点を除けば図１の実施例の動作と同じである。
【００２３】請求項１の発明の実施例ではフォワードコ
ンバータに、そして、請求項２の発明の実施例では昇圧
チョッパーに、各々応用した回路図を示したが、いずれ
の発明も、その他のフライバックコンバータや降圧チョ
ッパーに応用することができる。
ンバータに、そして、請求項２の発明の実施例では昇圧
チョッパーに、各々応用した回路図を示したが、いずれ
の発明も、その他のフライバックコンバータや降圧チョ
ッパーに応用することができる。
【００２４】
【発明の効果】本発明は、ダイオードとインダクタとカ
レントトランスの３つの部品を追加することにより、ス
ナバコンデンサによってターンオン時に消費していたロ
スをなくすことができた。また、それによってスナバコ
ンデンサの容量を大きくすることができ、結果としてタ
ーンオフ時に消費していたロスも小さくすることがで
き、電源装置の効率を上げることができた。また、スナ
バコンデンサの容量を大きくすることによってノイズの
発生を小さくすることもできた。
レントトランスの３つの部品を追加することにより、ス
ナバコンデンサによってターンオン時に消費していたロ
スをなくすことができた。また、それによってスナバコ
ンデンサの容量を大きくすることができ、結果としてタ
ーンオフ時に消費していたロスも小さくすることがで
き、電源装置の効率を上げることができた。また、スナ
バコンデンサの容量を大きくすることによってノイズの
発生を小さくすることもできた。
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図２】請求項２記載の発明の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図３】従来例の構成を示す回路例である。
【図４】図１に示す回路図のスイッチ素子がターンオフ
するときの電圧と電流の波形図である。
するときの電圧と電流の波形図である。
【図５】図１に示す回路図のスイッチ素子がターンオン
するときの電圧と電流の波形図である。
するときの電圧と電流の波形図である。
【図６】図１に示す回路図のカレントトランス２次巻線
を流れる電流波形図である。
を流れる電流波形図である。
１ 第１のダイオード
２ カレントトランス
２ａ カレントトランスの１次巻線
２ｂ カレントトランスの２次巻線
３ インダクタ
４ 第２のダイオード
１１ 主トランス
１１ａ 主トランスの１次巻線
１１ｂ 主トランスの２次巻線
１２ スイッチ素子
１３ スナバコンデンサ
１４、１５ 整流ダイオード
１６、１７ 平滑コンデンサ
１０１ 主スイッチ素子
１０２ 共振スイッチ素子
１０３ インダクタ
１０４ スナバコンデンサ
１０７，１０８ ダイオード
１０９ パルス幅制御回路
１１０ 遅延回路
Claims (2)
- 【請求項１】 １次巻線と２次巻線を備えた主トランス
と、前記主トランスの１次巻線に直列に接続されたスイ
ッチ素子と、前記スイッチ素子に並列に接続されたスナ
バコンデンサと、前記主トランスの２次巻線に直列に接
続された整流ダイオードと、前記主トランスの２次巻線
と前記整流ダイオードからなる直列回路に流れるスイッ
チング電流のリップル成分を吸収する平滑コンデンサを
有するスイッチング電源装置において、前記スナバコン
デンサに直列に挿入され前記スイッチ素子の両端の電圧
が前記スナバコンデンサ両端の電圧より低くなるときに
非導通になる第１のダイオードと、その１次巻線が前記
第１のダイオードに並列に接続されその２次巻線が前記
平滑コンデンサに並列に接続されたカレントトランス
と、前記カレントトランスの１次巻線に直列に挿入され
たインダクタと、前記カレントトランスの２次巻線に直
列に挿入され前記平滑コンデンサの電圧が前記カレント
トランスの２次巻線両端の電圧より高いときに非導通に
なる第２のダイオードとを付加したことを特徴とする共
振スナバ回路。 - 【請求項２】 主トランスの１次巻線に直列に接続され
たスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列に接続され
たスナバコンデンサと、前記主トランスの１次巻線と前
記スイッチ素子とからなる直列回路に流れるスイッチン
グ電流のリップル成分を吸収する平滑コンデンサを有す
るスイッチング電源装置において、前記スナバコンデン
サに直列に挿入され前記スイッチ素子の両端の電圧が前
記スナバコンデンサ両端の電圧より低くなるときに非導
通になる第１のダイオードと、その１次巻線が前記第１
のダイオードに並列に接続されその２次巻線が前記平滑
コンデンサに並列に接続されたカレントトランスと、前
記カレントトランスの１次巻線に直列に挿入されたイン
ダクタと、前記カレントトランスの２次巻線に直列に挿
入され前記平滑コンデンサの電圧が前記カレントトラン
スの２次巻線両端の電圧より高いときに非導通になる第
２のダイオードとを付加したことを特徴とする共振スナ
バ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08986597A JP3390902B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 共振スナバ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08986597A JP3390902B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 共振スナバ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248254A JPH10248254A (ja) | 1998-09-14 |
| JP3390902B2 true JP3390902B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=13982678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08986597A Expired - Fee Related JP3390902B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 共振スナバ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3390902B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107861012A (zh) * | 2017-10-17 | 2018-03-30 | 山东送变电工程公司 | 一种大型变压器的通流装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10137176A1 (de) * | 2001-07-31 | 2003-02-13 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil mit Dämpfungsnetzwerk |
| JP4627696B2 (ja) * | 2005-07-29 | 2011-02-09 | オリジン電気株式会社 | 真空装置 |
| NZ587780A (en) * | 2010-09-03 | 2013-06-28 | Auckland Uniservices Ltd | Inductive power transfer pick-up circuit with additional resonant components that can reduce power supplied to a load |
-
1997
- 1997-03-04 JP JP08986597A patent/JP3390902B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107861012A (zh) * | 2017-10-17 | 2018-03-30 | 山东送变电工程公司 | 一种大型变压器的通流装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10248254A (ja) | 1998-09-14 |
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