JPH0327768A - 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法Info
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- JPH0327768A JPH0327768A JP16241489A JP16241489A JPH0327768A JP H0327768 A JPH0327768 A JP H0327768A JP 16241489 A JP16241489 A JP 16241489A JP 16241489 A JP16241489 A JP 16241489A JP H0327768 A JPH0327768 A JP H0327768A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔 産業上の利用分野 〕
本発明は，共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を改善し
得るその＄４御方法に関する．〔 従来の技術 】 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上し小型化する目的で
，スイッチング半導体素子のスイッチング損失を低減す
るため．インダクタンス（Ｌ）とキャハシタンス（Ｃ）
との！＆勤現象を利用して．スイッチング半導体素子の
スイッチング時にそれにｆ４魔と電圧とが同時にかから
ないようにし，これによりスイッチング損失の低減を図
った共振形コンバータが提案されている． これら共振形コンバータは，そのスイッチング動作点の
近傍でスイッチング半導体素子を流れる電流とそれに印
加される電圧の状態から３種類に大別される．その第１
は，スイッチング半導体素子のターンオン直後とターン
オフ直前の電流がほぼゼロであるゼロ電流スイッチング
型，第２はターンオン直前とターンオフ直後の電圧がほ
ぼゼロのゼロ電圧スイッチング型，第３は電流・電圧が
スイッチング動作点前後において共にほぼゼロのゼロｆ
４流・ゼロ電圧スイッチング型である．〔 発明が解決
しようとする問題点 〕Ａｉ周波コンバータのスイッチ
ング半導体素子の電力損失の主要要因として，そのスイ
ッチング半導体素子の主端子間容１ｉ Ｃ ａｓとスイ
ッチング特性の関係．オン電圧．コンバータの動作力率
がある従来のゼロ電流スイッチング型は，共振用コンデ
ンサの電圧をダイオードでクランプするなどして動作力
率の良い回路を実現できるが．ゼロ電圧スイッチングで
ないため．容ｉｔ Ｃ ｏｘに伴う電カ損失があり，周
波数が高くなるにつれてこの電カ損失の問題が大きくな
る． また，ゼロ電圧スイッチング型は容Ｉ Ｃ ｏｓに伴う
電力損失はないが．広い電カ＄１ｍ範囲で動作を行うと
スイッチング半導体素子のターンオフ時のｆｆｉｆｉと
人力電源に回生される＠流が増大して動作力率が低下し
．高い効率で動作させることは難しい． また従来のゼ
ロ１！涼・ゼロ電圧スイッチング型は，電力ｔ４御を行
うとゼロ？ｔ流・ゼロ電圧スイッチングのモードから外
れ，ゼロ電流スイッチング型又はゼロ電圧スイッチング
型の動作を行うので，動作力率の低下やスイ７チング損
失が増大する．従って，この方式は大電刀を比較的広い
範囲でｔ４ｇｊするＤＣ−ＤＣコンバータには適さない
そのため従来．大電方容量の場合にはｒＧＢＴなどを用
いてこれらを比較的低い周波数で動作させるゼロＴｉｔ
ｌＬスイッチング型コンバータが使用され，また小電力
容量ではＭＯ Ｓ Ｆ ＥＴを用いて高周波で動作させ
るゼロ電圧スイッチング型コンバータが使用されていた
．従って，大電力容量のＤＣ−ＤＣコンバータを高間波
化すると同時に小型化し，且つ高い効率で動作させるこ
とは極めて困難であった． ここではゼロ電圧スイッチング型でない，或いはゼロ電
圧スイッチング型動作モードから外れて動作する共振型
コンバータの電力損失について説明する． 表ｌは，スイッチング半導体素子としてＭＯＳＦＥＴ，
ＴＧＢＴを用い，これらのスイッチング時にかかる電圧
に対するそれらの主端子間容量の充放電電荷量を示す．
なお，ＭＯＳＦＥＴは２ｇ並列接続した場合であり，Ｍ
ＯＳＦＥＴもｒＧＢＴもｌアーム分の電荷量である． 次にスイッチング半導体素子のこのような主端子間容量
の充放電に伴う電力損失は，最悪の動作モードでは人力
電圧と電荷量と間波数の積となり第７図（Ａ） ． （
Ｂ）に動作周波数と電力損失との関係をそれぞれ示す．
この図から，スイッチング半導体素子の動作周波数及び
主端子間電圧の増大に伴い．主端子間容量の充放電によ
る電力損失が増大することが明らかである． （ 問題点を解決するための手段及び作用 〕本発明で
は上述のような従来の欠点を除去するため，スイッチン
グ半導体素子の交互の開閉に伴い生ずる共振用コンデン
サと共振用インダクタとの直列共振を利用して出力を発
生するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて．スイッチング半
導体妻子の一方のターンオフ後２その導通期間中にイン
ダクタンスに蓄えられた磁気エネルギにより，スイッチ
ング半導体素子の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると
共に，スイッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄え
られたエネルギを放電し，そしてスイッチング半導体素
子の他方の両端の電圧が十分低い設定電圧以下に低下し
た時点でスイッチング半導体素子の他方をターンオン駆
動することを特徴としている．従って，この発明による
コンバータではスイッチング半導体素子の主端子間寄生
容量に伴う電力損失は実用上無視できる程小さい〔 実
ｍ例 〕 本発明は，共振型コンバータを広い電力＄０１１１囲に
わたって実質的にゼロ電流・ゼロ電圧スイッチング動作
させ得るｍｍ方法を提供するものである． 以下図面により本発明の実施例について説明する． 第ｌ図は．本発明のｔ４ｇ１方法を実現するための共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路構成を示す．この図
において．１と２は直流入力電ａ， ３と４はＭＯＳ
ＦＥＴ，ＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子を示
す主スイッチ．５と６は主スイッチの主端子間寄生容量
，７と８はダイオード９とＩＯは共振用コンデンサ，１
１ とｌ２はクランプ用ダイオード，１３は共振用イン
ダクタ，１４は１次巻線Ｎ．と２次巻線Ｎｔとを有する
変圧器，ｌ５，１６は主スイッチ３．４の両端の電圧を
それぞれ監視する電圧監視回路． １７．１８はそれぞ
れ主スイッチ３．４の！ｌｌ動回路．１９はコントロー
ラ，２０は変圧器ｌ４の２次巻線Ｎ．に接続された整流
回路，２１は負荷，２２は電圧検出回路，２３は平滑用
コンデンサである．なお，ダイオード７と８は，主スイ
ッチ３，４がＭＯＳＦＥＴのときはその寄生ダイオード
であり，ＩＧＢＴの場合には別途並列接続したダイオー
ドである．また，主スイッチがＩＧＢＴなどのようにス
イッチング速度の遅い素子に場合には，必要に応じて適
当な容量のコンデンサを素子に並列接続することが望ま
しい．更にまた，共振用インダクタｌ３を除去し，その
インダクタンスの代わりに変圧８１４の漏洩インダクタ
ンスを用いることもできる． 次にこのような構成の回路の動作説明を行う．先ず第３
図に主スイフチ３．４の電流，電圧をソｈ ソｔＬ Ｉ
ｘ． Ｔ ａ． Ｖ ｓ． Ｖ ａ テ示し，変圧器
ｌ４のｌ次巻線電圧をＶＮＩで示す．主スイッチ４がオ
ン状態で変圧器ｌ４への電流供給を終わり，変圧器１４
の励磁電流がそのｌ次Ｓ線Ｎ．共振用インダクタｌ３，
主スイッチ４，ダイオードｌ２を介して循環しているも
のとする．この励磁１！流は主スイッチ４のｉ４流■４
のレベルの低いフラットな部分に相当する．この状態で
次に主スイッチ４をターンオフすると，変圧器１４の１
次巻線Ｎ，の励磁電流が寄生容１５の充電電荷の放電と
寄生容量６の充電を開始する．この充放電と共に変圧器
１４の２次Ｊｌ！！線のＮ２の電圧が上昇して行く．２
次ｔＩ線のＮ８の電圧が出力電圧．つまり平滑用コンデ
ンサ２３の電圧に達すると．整流回路２０が導通し９変
圧′ａ１４の励磁ｔ４魔は２次巻線のＮ１にも流れ始め
，１次巻線Ｎ．の励磁電流は減少して行くが，共振用イ
ンダクタ１３のｌＦ積エネルギがあるので，寄生容量５
，６は更に放電，充電を続け，主スイッチ３の両端の電
圧はゼロになる．このスイッチング動作区間の時間軸を
拡大した各部の波形図を第４図に示す．電圧監視回路１
５は主スイフチ３のＷ端の電圧を監視しており，主スイ
７チ３の両端の電圧がゼロになると．駆動回路１７に検
出信号を送って．ｗｊＡ動回路１７に主スイッチ３のタ
ーンオン信号を発生させ．主スイッチ３をゼロ電圧でタ
ーンオンさせる．この間における寄生容量の充放電は，
変圧器１４の励磁電流と共振用インダクタｌ３の電流で
行われるので，主スイッチの寄生容量による回路損失は
極めて小さく，実質的に主スイッチ３はゼロ電圧でスイ
ッチング損失を生ずることなくターンオンする． 主スインチ３がターンオンすると，直流入力電源による
共振用コンデンサｌＯの充電と共振用コンデンサ９の放
電は，共振用インダクタｌ３の作用で直列共振を形威し
，ＴＲ圧器１４，整流回路２０などを介して直列共ｆｉ
ｌｆ流を直流出力に送出する．この直列共振電流は，始
めは共振用コンデンサ９，１０と共振用インダクタ１３
の作用により正弦波状になる．そして共振用コンデンサ
９の電圧がゼロになると．クランプ用ダイオードＵが導
通し．共振用コンデンサ９はゼロ電圧，共振用コンデン
サｌＯは直流入力電源電圧にそれぞれクランプされ．Ｌ
Ｃの共振モードを終了して共振用インダクタｌ３の電流
が直線的に減少するモードに移る．この出力電流供給期
間では変圧器１４の励磁電流は小さな値であるが，２次
巻線Ｎ８の巻数と出力電圧で決まる関係で増加してゆく
．共振用インダクタ１３の第４図に示す電流ｉ ＋ｓが
変圧′ａ１４の励磁電流のＩＩＣ換算値と等しくなると
．整流回路２０は非導通となり出力への電流供給の半サ
イクルが終了して電流供給の休止区間に入る．なお．こ
の時点までに．変圧器１４にＷ積された励磁エネルギは
共振用インダクタ１３，クランプ用ダイオード１１，主
スイッチ３を介して流れ．ＩＲ圧器ｌ４の１次巻線Ｎ，
の電圧はほぼゼロとなるため，変圧器１４の励磁ｔ流は
主スイッチ３の導通状態の間，ほぼ一定に保たれる次に
主スイッチ３のターンオン時と同様に．主スイッチ４の
両端の電圧がゼロになった時点（ｆ４圧監視回路１６が
検出）で主スイッチ４をターンオンすることにより．前
述と同様な次の半サイクルが開始する．そしてこの様な
動作を繰り返すことにより，ゼロ電圧スイッチング．つ
まり主スイッチ３，４を電圧がかかっていない状態でタ
ーンオンさせることができる． 次にこのターンオフの制御について説明する．主スイッ
チ３．４のターンオフは，コントローラｌ９の誤差増幅
器で基準信号と出力電圧検出回路２２からの検出電圧信
号とを比較して得た：ＩＩ４差信号に基づいて制御され
る．この誤差信号は従来のように主スインチのターンオ
ン時刻をａｍせずに，主スイッチ３．４のターンオフ時
刻をｉｌｒＢする．前記誤差信号に対応して主スイッチ
３，４のターンオフを′Ｍ御することにより出力電圧を
ｆ４ＧＩＬている．従って，出力電力をｌｉ１ｒＪＪシ
ながら主スイッチ３．４のゼロ電圧ターンオン動作を常
時維持できる． ここで主スイッチのターンオフ時は，前述のとおり次に
ターンオンさせる一方の主スイッチの両端の電圧をゼロ
にするために必要な励磁電流が他方の主スイッチを流れ
ているので．厳密な意味でのゼロ電流ターンオフではな
いが，共振用コンデ：／サ９，１０に比べて主スイッチ
３．４の寄生容量は十分小さいので，励磁電流は主共振
電流に比べてはるかに小さい．また，主スイッチのター
ンオフ時ではそれらの寄生容量の充電電荷がゼロであり
，この回路では寄生容量の充電前に主スイッチが完全に
オフするように回路定数を設定してあるので．主スイッ
チはそのターンオフ直後の電圧がゼロ．つまりゼロ電圧
ターンオフが行われる．従って，実質上ゼロ電流・ゼロ
電圧で主スイフチのターンオフを行え．極めて低損失の
ターンオフを実現できる． 次に第２図により，直流入力電源１．２同士の接続点と
共振用コンデンサ９，１０同士の接続点間に共振電圧ｔ
ｓｍ用インダクタ２５を備えた場合について説明する．
なお．単一の直流入力電源の電圧を分割する一対の直列
接続したコンデンサを設けそれらの接続点と共振用コン
デンサ同士の接続点との間に共振電圧ｉｓｍ用インダク
タ２５を備えた構成のものでもよい．また，共振用コン
デンサ同士の接続点からコンデンサを介して直流入力電
源の負端子に共振電圧制御用インダクタを接続する構成
のものでもよい． この共振電圧制御用インダクタ２５は低ｆ４流出力時に
共振電流を低減するためのものであり．軽負ｒ４時の出
力制御を改善する目的で挿入されている．共振電圧１１
ｇＩ用インダクタ２５は，共振用インダクタ１３と共振
用コンデンサ９，１０による各半サイクルの主共振が終
了した後，共振用コンデンサ９１０と第２の共振を行い
，共振用コンデンサ９，ＩＯの電圧を変動させる．そし
て次の主スイッチのターンオンを共振用コンデンサの電
圧が低い位相で行うことにより，主共振電流を小さくで
きる．これによって軽負荷に十分対応できる．この第２
の共振の周波数は主共振の周波数よりも低い値に選定さ
れ．これらの比が出力電力を無負荷から定格負荷までｔ
ｓｍするのに必要な制御周波数の概略幅となる．軽負荷
に対応して主共振電流を減少させると，第５図の！．で
示すように出力電流供給期間が短くなり，変圧器１４に
Ｍ積される励磁エネルギも当然に小さくなるので，励磁
電流も減少する．このため主スイッチ３．４の寄生容！
５． ６を励磁電流の作用で充放電して，主スイッチ
３．４をゼロ電圧でターンオンさせるには励磁電流が不
十分になるが，共振電圧ａｍ用インダクタ２５が変圧５
１４に電圧を再印加して励磁電流を増加させるよう作用
するので．主スイッチ３．４をゼロ電圧でターンオンさ
せるに十分な励磁電流を確保できる．従って，＠負荷時
でも主スイッチをゼロ電圧でターンオンできる． また主スイフチのターンオフ時については，定常の場合
と同様に．励磁電流のみが流れている状態で主スイッチ
をゼロ電圧ターンオフさせるので，極めて低損失のター
ンオフを実現できる．第４図に従来方法と本発明方法に
よる電力損失の産出結果を示した．同図から周波敗が大
きくなるに伴い従来方法では電力損失が急増するが，本
発明方法では電力損失がほとんど変わらないのが分かる
． 〔 発明の効果 〕 以上述べたように本発明によれば． （１）主スイッチとして用いられるスイッチング半導体
素子の寄生容量の充放電をインダクタンスの蓄積磁気エ
ネルギで行っているので．スイッチング半導体素子の寄
生容量の充放電による電力損失は実質的に生じない． （２）スイッチング半導体素子の寄生容量の放電の進行
に伴いスイッチング半導体素子のｖ４端の電圧がゼロに
なった時点で．そのスイッチング半導体素子をターンオ
ンさせているので，ゼロ電流・ゼロ電圧ターンオンが実
現でき，ターンオン損失が生じない． （３）主共ＩＴｉ流に比べてはるかに小さい変圧器の励
磁電流が流れている状態で主スイッチをターンオ７ｕｔ
ａｔ，． 主スイッチの寄生容量を利用してゼロ電圧タ
ーンオフを実現しているので，ターンオフ損失を無視で
きる程ボさくできる． （４）出力電圧に依存する誤差信号に対応して主スイッ
チのターンオフ時点をｔ４ＧＩＬて出力電流休止期間中
．小さな励磁電流を一定に保持できるのでその休止期間
を大幅に制御して出力ｆｉｌｍを広範囲にわたって行っ
てもゼロ電流・ゼロ電圧スイッチングを維持出来る． などの効果を有する共振型コンバータのＩ４御方法を提
供できる．
得るその＄４御方法に関する．〔 従来の技術 】 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上し小型化する目的で
，スイッチング半導体素子のスイッチング損失を低減す
るため．インダクタンス（Ｌ）とキャハシタンス（Ｃ）
との！＆勤現象を利用して．スイッチング半導体素子の
スイッチング時にそれにｆ４魔と電圧とが同時にかから
ないようにし，これによりスイッチング損失の低減を図
った共振形コンバータが提案されている． これら共振形コンバータは，そのスイッチング動作点の
近傍でスイッチング半導体素子を流れる電流とそれに印
加される電圧の状態から３種類に大別される．その第１
は，スイッチング半導体素子のターンオン直後とターン
オフ直前の電流がほぼゼロであるゼロ電流スイッチング
型，第２はターンオン直前とターンオフ直後の電圧がほ
ぼゼロのゼロ電圧スイッチング型，第３は電流・電圧が
スイッチング動作点前後において共にほぼゼロのゼロｆ
４流・ゼロ電圧スイッチング型である．〔 発明が解決
しようとする問題点 〕Ａｉ周波コンバータのスイッチ
ング半導体素子の電力損失の主要要因として，そのスイ
ッチング半導体素子の主端子間容１ｉ Ｃ ａｓとスイ
ッチング特性の関係．オン電圧．コンバータの動作力率
がある従来のゼロ電流スイッチング型は，共振用コンデ
ンサの電圧をダイオードでクランプするなどして動作力
率の良い回路を実現できるが．ゼロ電圧スイッチングで
ないため．容ｉｔ Ｃ ｏｘに伴う電カ損失があり，周
波数が高くなるにつれてこの電カ損失の問題が大きくな
る． また，ゼロ電圧スイッチング型は容Ｉ Ｃ ｏｓに伴う
電力損失はないが．広い電カ＄１ｍ範囲で動作を行うと
スイッチング半導体素子のターンオフ時のｆｆｉｆｉと
人力電源に回生される＠流が増大して動作力率が低下し
．高い効率で動作させることは難しい． また従来のゼ
ロ１！涼・ゼロ電圧スイッチング型は，電力ｔ４御を行
うとゼロ？ｔ流・ゼロ電圧スイッチングのモードから外
れ，ゼロ電流スイッチング型又はゼロ電圧スイッチング
型の動作を行うので，動作力率の低下やスイ７チング損
失が増大する．従って，この方式は大電刀を比較的広い
範囲でｔ４ｇｊするＤＣ−ＤＣコンバータには適さない
そのため従来．大電方容量の場合にはｒＧＢＴなどを用
いてこれらを比較的低い周波数で動作させるゼロＴｉｔ
ｌＬスイッチング型コンバータが使用され，また小電力
容量ではＭＯ Ｓ Ｆ ＥＴを用いて高周波で動作させ
るゼロ電圧スイッチング型コンバータが使用されていた
．従って，大電力容量のＤＣ−ＤＣコンバータを高間波
化すると同時に小型化し，且つ高い効率で動作させるこ
とは極めて困難であった． ここではゼロ電圧スイッチング型でない，或いはゼロ電
圧スイッチング型動作モードから外れて動作する共振型
コンバータの電力損失について説明する． 表ｌは，スイッチング半導体素子としてＭＯＳＦＥＴ，
ＴＧＢＴを用い，これらのスイッチング時にかかる電圧
に対するそれらの主端子間容量の充放電電荷量を示す．
なお，ＭＯＳＦＥＴは２ｇ並列接続した場合であり，Ｍ
ＯＳＦＥＴもｒＧＢＴもｌアーム分の電荷量である． 次にスイッチング半導体素子のこのような主端子間容量
の充放電に伴う電力損失は，最悪の動作モードでは人力
電圧と電荷量と間波数の積となり第７図（Ａ） ． （
Ｂ）に動作周波数と電力損失との関係をそれぞれ示す．
この図から，スイッチング半導体素子の動作周波数及び
主端子間電圧の増大に伴い．主端子間容量の充放電によ
る電力損失が増大することが明らかである． （ 問題点を解決するための手段及び作用 〕本発明で
は上述のような従来の欠点を除去するため，スイッチン
グ半導体素子の交互の開閉に伴い生ずる共振用コンデン
サと共振用インダクタとの直列共振を利用して出力を発
生するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて．スイッチング半
導体妻子の一方のターンオフ後２その導通期間中にイン
ダクタンスに蓄えられた磁気エネルギにより，スイッチ
ング半導体素子の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると
共に，スイッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄え
られたエネルギを放電し，そしてスイッチング半導体素
子の他方の両端の電圧が十分低い設定電圧以下に低下し
た時点でスイッチング半導体素子の他方をターンオン駆
動することを特徴としている．従って，この発明による
コンバータではスイッチング半導体素子の主端子間寄生
容量に伴う電力損失は実用上無視できる程小さい〔 実
ｍ例 〕 本発明は，共振型コンバータを広い電力＄０１１１囲に
わたって実質的にゼロ電流・ゼロ電圧スイッチング動作
させ得るｍｍ方法を提供するものである． 以下図面により本発明の実施例について説明する． 第ｌ図は．本発明のｔ４ｇ１方法を実現するための共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路構成を示す．この図
において．１と２は直流入力電ａ， ３と４はＭＯＳ
ＦＥＴ，ＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子を示
す主スイッチ．５と６は主スイッチの主端子間寄生容量
，７と８はダイオード９とＩＯは共振用コンデンサ，１
１ とｌ２はクランプ用ダイオード，１３は共振用イン
ダクタ，１４は１次巻線Ｎ．と２次巻線Ｎｔとを有する
変圧器，ｌ５，１６は主スイッチ３．４の両端の電圧を
それぞれ監視する電圧監視回路． １７．１８はそれぞ
れ主スイッチ３．４の！ｌｌ動回路．１９はコントロー
ラ，２０は変圧器ｌ４の２次巻線Ｎ．に接続された整流
回路，２１は負荷，２２は電圧検出回路，２３は平滑用
コンデンサである．なお，ダイオード７と８は，主スイ
ッチ３，４がＭＯＳＦＥＴのときはその寄生ダイオード
であり，ＩＧＢＴの場合には別途並列接続したダイオー
ドである．また，主スイッチがＩＧＢＴなどのようにス
イッチング速度の遅い素子に場合には，必要に応じて適
当な容量のコンデンサを素子に並列接続することが望ま
しい．更にまた，共振用インダクタｌ３を除去し，その
インダクタンスの代わりに変圧８１４の漏洩インダクタ
ンスを用いることもできる． 次にこのような構成の回路の動作説明を行う．先ず第３
図に主スイフチ３．４の電流，電圧をソｈ ソｔＬ Ｉ
ｘ． Ｔ ａ． Ｖ ｓ． Ｖ ａ テ示し，変圧器
ｌ４のｌ次巻線電圧をＶＮＩで示す．主スイッチ４がオ
ン状態で変圧器ｌ４への電流供給を終わり，変圧器１４
の励磁電流がそのｌ次Ｓ線Ｎ．共振用インダクタｌ３，
主スイッチ４，ダイオードｌ２を介して循環しているも
のとする．この励磁１！流は主スイッチ４のｉ４流■４
のレベルの低いフラットな部分に相当する．この状態で
次に主スイッチ４をターンオフすると，変圧器１４の１
次巻線Ｎ，の励磁電流が寄生容１５の充電電荷の放電と
寄生容量６の充電を開始する．この充放電と共に変圧器
１４の２次Ｊｌ！！線のＮ２の電圧が上昇して行く．２
次ｔＩ線のＮ８の電圧が出力電圧．つまり平滑用コンデ
ンサ２３の電圧に達すると．整流回路２０が導通し９変
圧′ａ１４の励磁ｔ４魔は２次巻線のＮ１にも流れ始め
，１次巻線Ｎ．の励磁電流は減少して行くが，共振用イ
ンダクタ１３のｌＦ積エネルギがあるので，寄生容量５
，６は更に放電，充電を続け，主スイッチ３の両端の電
圧はゼロになる．このスイッチング動作区間の時間軸を
拡大した各部の波形図を第４図に示す．電圧監視回路１
５は主スイフチ３のＷ端の電圧を監視しており，主スイ
７チ３の両端の電圧がゼロになると．駆動回路１７に検
出信号を送って．ｗｊＡ動回路１７に主スイッチ３のタ
ーンオン信号を発生させ．主スイッチ３をゼロ電圧でタ
ーンオンさせる．この間における寄生容量の充放電は，
変圧器１４の励磁電流と共振用インダクタｌ３の電流で
行われるので，主スイッチの寄生容量による回路損失は
極めて小さく，実質的に主スイッチ３はゼロ電圧でスイ
ッチング損失を生ずることなくターンオンする． 主スインチ３がターンオンすると，直流入力電源による
共振用コンデンサｌＯの充電と共振用コンデンサ９の放
電は，共振用インダクタｌ３の作用で直列共振を形威し
，ＴＲ圧器１４，整流回路２０などを介して直列共ｆｉ
ｌｆ流を直流出力に送出する．この直列共振電流は，始
めは共振用コンデンサ９，１０と共振用インダクタ１３
の作用により正弦波状になる．そして共振用コンデンサ
９の電圧がゼロになると．クランプ用ダイオードＵが導
通し．共振用コンデンサ９はゼロ電圧，共振用コンデン
サｌＯは直流入力電源電圧にそれぞれクランプされ．Ｌ
Ｃの共振モードを終了して共振用インダクタｌ３の電流
が直線的に減少するモードに移る．この出力電流供給期
間では変圧器１４の励磁電流は小さな値であるが，２次
巻線Ｎ８の巻数と出力電圧で決まる関係で増加してゆく
．共振用インダクタ１３の第４図に示す電流ｉ ＋ｓが
変圧′ａ１４の励磁電流のＩＩＣ換算値と等しくなると
．整流回路２０は非導通となり出力への電流供給の半サ
イクルが終了して電流供給の休止区間に入る．なお．こ
の時点までに．変圧器１４にＷ積された励磁エネルギは
共振用インダクタ１３，クランプ用ダイオード１１，主
スイッチ３を介して流れ．ＩＲ圧器ｌ４の１次巻線Ｎ，
の電圧はほぼゼロとなるため，変圧器１４の励磁ｔ流は
主スイッチ３の導通状態の間，ほぼ一定に保たれる次に
主スイッチ３のターンオン時と同様に．主スイッチ４の
両端の電圧がゼロになった時点（ｆ４圧監視回路１６が
検出）で主スイッチ４をターンオンすることにより．前
述と同様な次の半サイクルが開始する．そしてこの様な
動作を繰り返すことにより，ゼロ電圧スイッチング．つ
まり主スイッチ３，４を電圧がかかっていない状態でタ
ーンオンさせることができる． 次にこのターンオフの制御について説明する．主スイッ
チ３．４のターンオフは，コントローラｌ９の誤差増幅
器で基準信号と出力電圧検出回路２２からの検出電圧信
号とを比較して得た：ＩＩ４差信号に基づいて制御され
る．この誤差信号は従来のように主スインチのターンオ
ン時刻をａｍせずに，主スイッチ３．４のターンオフ時
刻をｉｌｒＢする．前記誤差信号に対応して主スイッチ
３，４のターンオフを′Ｍ御することにより出力電圧を
ｆ４ＧＩＬている．従って，出力電力をｌｉ１ｒＪＪシ
ながら主スイッチ３．４のゼロ電圧ターンオン動作を常
時維持できる． ここで主スイッチのターンオフ時は，前述のとおり次に
ターンオンさせる一方の主スイッチの両端の電圧をゼロ
にするために必要な励磁電流が他方の主スイッチを流れ
ているので．厳密な意味でのゼロ電流ターンオフではな
いが，共振用コンデ：／サ９，１０に比べて主スイッチ
３．４の寄生容量は十分小さいので，励磁電流は主共振
電流に比べてはるかに小さい．また，主スイッチのター
ンオフ時ではそれらの寄生容量の充電電荷がゼロであり
，この回路では寄生容量の充電前に主スイッチが完全に
オフするように回路定数を設定してあるので．主スイッ
チはそのターンオフ直後の電圧がゼロ．つまりゼロ電圧
ターンオフが行われる．従って，実質上ゼロ電流・ゼロ
電圧で主スイフチのターンオフを行え．極めて低損失の
ターンオフを実現できる． 次に第２図により，直流入力電源１．２同士の接続点と
共振用コンデンサ９，１０同士の接続点間に共振電圧ｔ
ｓｍ用インダクタ２５を備えた場合について説明する．
なお．単一の直流入力電源の電圧を分割する一対の直列
接続したコンデンサを設けそれらの接続点と共振用コン
デンサ同士の接続点との間に共振電圧ｉｓｍ用インダク
タ２５を備えた構成のものでもよい．また，共振用コン
デンサ同士の接続点からコンデンサを介して直流入力電
源の負端子に共振電圧制御用インダクタを接続する構成
のものでもよい． この共振電圧制御用インダクタ２５は低ｆ４流出力時に
共振電流を低減するためのものであり．軽負ｒ４時の出
力制御を改善する目的で挿入されている．共振電圧１１
ｇＩ用インダクタ２５は，共振用インダクタ１３と共振
用コンデンサ９，１０による各半サイクルの主共振が終
了した後，共振用コンデンサ９１０と第２の共振を行い
，共振用コンデンサ９，ＩＯの電圧を変動させる．そし
て次の主スイッチのターンオンを共振用コンデンサの電
圧が低い位相で行うことにより，主共振電流を小さくで
きる．これによって軽負荷に十分対応できる．この第２
の共振の周波数は主共振の周波数よりも低い値に選定さ
れ．これらの比が出力電力を無負荷から定格負荷までｔ
ｓｍするのに必要な制御周波数の概略幅となる．軽負荷
に対応して主共振電流を減少させると，第５図の！．で
示すように出力電流供給期間が短くなり，変圧器１４に
Ｍ積される励磁エネルギも当然に小さくなるので，励磁
電流も減少する．このため主スイッチ３．４の寄生容！
５． ６を励磁電流の作用で充放電して，主スイッチ
３．４をゼロ電圧でターンオンさせるには励磁電流が不
十分になるが，共振電圧ａｍ用インダクタ２５が変圧５
１４に電圧を再印加して励磁電流を増加させるよう作用
するので．主スイッチ３．４をゼロ電圧でターンオンさ
せるに十分な励磁電流を確保できる．従って，＠負荷時
でも主スイッチをゼロ電圧でターンオンできる． また主スイフチのターンオフ時については，定常の場合
と同様に．励磁電流のみが流れている状態で主スイッチ
をゼロ電圧ターンオフさせるので，極めて低損失のター
ンオフを実現できる．第４図に従来方法と本発明方法に
よる電力損失の産出結果を示した．同図から周波敗が大
きくなるに伴い従来方法では電力損失が急増するが，本
発明方法では電力損失がほとんど変わらないのが分かる
． 〔 発明の効果 〕 以上述べたように本発明によれば． （１）主スイッチとして用いられるスイッチング半導体
素子の寄生容量の充放電をインダクタンスの蓄積磁気エ
ネルギで行っているので．スイッチング半導体素子の寄
生容量の充放電による電力損失は実質的に生じない． （２）スイッチング半導体素子の寄生容量の放電の進行
に伴いスイッチング半導体素子のｖ４端の電圧がゼロに
なった時点で．そのスイッチング半導体素子をターンオ
ンさせているので，ゼロ電流・ゼロ電圧ターンオンが実
現でき，ターンオン損失が生じない． （３）主共ＩＴｉ流に比べてはるかに小さい変圧器の励
磁電流が流れている状態で主スイッチをターンオ７ｕｔ
ａｔ，． 主スイッチの寄生容量を利用してゼロ電圧タ
ーンオフを実現しているので，ターンオフ損失を無視で
きる程ボさくできる． （４）出力電圧に依存する誤差信号に対応して主スイッ
チのターンオフ時点をｔ４ＧＩＬて出力電流休止期間中
．小さな励磁電流を一定に保持できるのでその休止期間
を大幅に制御して出力ｆｉｌｍを広範囲にわたって行っ
てもゼロ電流・ゼロ電圧スイッチングを維持出来る． などの効果を有する共振型コンバータのＩ４御方法を提
供できる．
第１図及び第２図はそれぞれ本発明に係る制御方法を実
施するための別々の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略
回路構成を示す図．第３図は本発明を説明するのに用い
られる各部の動作波形図，第４図は本発明の特にスイッ
チング時点での各部の動作波形の詳細を示す図．ｍＳ図
は軽負荷時における本発明を説明するのに用いられる各
部の動作波形図．第６図は本発明方法と従来方法のよる
電力損失を比較するための図，第７図は従来方法のよる
スイッチング半導体素子の主端子間容量の充放電に伴う
電力損失を示す図である．１，２一直流入力電源，
３．４一生スイ７チ，５．６一主スイッチの主端子間容
量， ９．１０一共振用コンデンサ， １１． １２一電圧クランプ用ダイオード，ｌ３一共振
用インダクタ． １４一変圧器．１５． １６−電
圧監視回路． １７．１８−９１動回路，ｌ９−コ
ントローラ，
施するための別々の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略
回路構成を示す図．第３図は本発明を説明するのに用い
られる各部の動作波形図，第４図は本発明の特にスイッ
チング時点での各部の動作波形の詳細を示す図．ｍＳ図
は軽負荷時における本発明を説明するのに用いられる各
部の動作波形図．第６図は本発明方法と従来方法のよる
電力損失を比較するための図，第７図は従来方法のよる
スイッチング半導体素子の主端子間容量の充放電に伴う
電力損失を示す図である．１，２一直流入力電源，
３．４一生スイ７チ，５．６一主スイッチの主端子間容
量， ９．１０一共振用コンデンサ， １１． １２一電圧クランプ用ダイオード，ｌ３一共振
用インダクタ． １４一変圧器．１５． １６−電
圧監視回路． １７．１８−９１動回路，ｌ９−コ
ントローラ，
Claims (3)
- （１）直列接続された一対の共振用コンデンサ及び一対
のスイッチング半導体素子を直流入力電源にそれぞれ並
列接続すると共に、前記共振用コンデンサに並列にダイ
オードを接続し、前記スイッチング半導体素子同士の接
続点と前記共振用コンデンサ同士の接続点間に変圧器の
１次巻線と直列に共振用インダクタを接続し、該変圧器
の２次巻線に接続された整流回路、平滑回路を介して直
流出力を得るように構成し、前記スイッチング半導体素
子の交互の開閉に伴い生ずる前記共振用コンデンサと前
記共振用インダクタとの直列共振を利用して出力を発生
するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング
半導体素子の一方のターンオフ後、その導通期間に前記
変圧器と前記共振インダクタに蓄えられた磁気エネルギ
により、前記スイッチング半導体素子の一方の寄生容量
にエネルギを蓄えると共に、前記スイッチング半導体素
子の他方の寄生容量に蓄えられたエネルギを放電し、そ
して前記スイッチング半導体素子の他方の両端の電圧が
十分低い設定電圧値以下に低下した時点で前記スイッチ
ング半導体素子の他方をターンオン駆動することを特徴
とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 - （２）直列接続された一対の共振用コンデンサ及び一対
のスイッチング半導体素子を直流入力電源にそれぞれ並
列接続すると共に、前記共振用コンデンサに並列にダイ
オードを接続し、また前記直流入力電源側と前記共振用
コンデンサ同士の接続点との間に共振電圧制御用インダ
クタを接続し、前記スイッチング半導体素子同士の接続
点と前記共振用コンデンサ同士の接続点間に変圧器の１
次巻線と直列に共振用インダクタを接続し、該変圧器の
２次巻線に接続された整流回路、平滑回路を介して直流
出力を得るように構成し、前記スイッチング半導体素子
の交互の開閉に伴い生ずる前記共振用コンデンサと前記
共振用インダクタとの直列共振及び前記共振用コンデン
サと前記共振電圧制御用インダクタとの直列共振とを利
用して出力を発生・制御するＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記スイッチング半導体素子の一方のターンオフ
後、その導通期間に前記変圧器と前記共振インダクタに
蓄えられた磁気エネルギにより、前記スイッチング半導
体素子の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると共に、前
記スイッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄えられ
たエネルギを放電し、そして前記スイッチング半導体素
子の他方の両端の電圧が十分低い設定電圧値以下に低下
した時点で前記スイッチング半導体素子の他方をターン
オン駆動することを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの制御方法。 - （３）前記共振用インダクタのインダクタンスに代えて
前記変圧器の漏洩インダクタンスを使用する請求項（１
）又は（２）に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング半導体素子の一方のターンオフ後、そ
の導通期間に前記変圧器の漏洩インダクタンスに蓄えら
れた磁気エネルギにより、前記スイッチング半導体素子
の一方の寄生容量にエネルギを蓄えると共に、前記スイ
ッチング半導体素子の他方の寄生容量に蓄えられたエネ
ルギを放電し、そして前記スイッチング半導体素子の他
方の両端の電圧が十分低い設定電圧値以下に低下した時
点で前記スイッチング半導体素子の他方をターンオン駆
動することを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの
制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16241489A JPH0750987B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16241489A JPH0750987B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0327768A true JPH0327768A (ja) | 1991-02-06 |
| JPH0750987B2 JPH0750987B2 (ja) | 1995-05-31 |
Family
ID=15754148
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16241489A Expired - Fee Related JPH0750987B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0750987B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5317494A (en) * | 1991-09-24 | 1994-05-31 | Yamaha Corporation | Power supply circuit utilizing voltage and current resonance for reducing switching loss |
| US5475580A (en) * | 1991-06-11 | 1995-12-12 | Yamaha Corporation | Power supply circuit |
| KR20000054033A (ko) * | 2000-05-18 | 2000-09-05 | 경원석 | 차광캡부 불변 추모사진 갑 |
| US7723641B2 (en) | 2003-01-10 | 2010-05-25 | Mitsuboshi Diamond Industrial Co., Ltd. | Brittle material substrate scribing device and scribing method, and automatic analysis line |
| CN107528477A (zh) * | 2017-08-08 | 2017-12-29 | 西南交通大学 | 一种准谐振软开关双管反激dc/dc变换器 |
| CN108189694A (zh) * | 2018-01-09 | 2018-06-22 | 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 | 一种用于车载充电机的控制装置和控制方法 |
-
1989
- 1989-06-23 JP JP16241489A patent/JPH0750987B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5475580A (en) * | 1991-06-11 | 1995-12-12 | Yamaha Corporation | Power supply circuit |
| US5317494A (en) * | 1991-09-24 | 1994-05-31 | Yamaha Corporation | Power supply circuit utilizing voltage and current resonance for reducing switching loss |
| KR20000054033A (ko) * | 2000-05-18 | 2000-09-05 | 경원석 | 차광캡부 불변 추모사진 갑 |
| US7723641B2 (en) | 2003-01-10 | 2010-05-25 | Mitsuboshi Diamond Industrial Co., Ltd. | Brittle material substrate scribing device and scribing method, and automatic analysis line |
| CN107528477A (zh) * | 2017-08-08 | 2017-12-29 | 西南交通大学 | 一种准谐振软开关双管反激dc/dc变换器 |
| CN108189694A (zh) * | 2018-01-09 | 2018-06-22 | 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 | 一种用于车载充电机的控制装置和控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0750987B2 (ja) | 1995-05-31 |
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