JPH0197169A - 高周波共振型パワーコンバータ - Google Patents
高周波共振型パワーコンバータInfo
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- JPH0197169A JPH0197169A JP63102845A JP10284588A JPH0197169A JP H0197169 A JPH0197169 A JP H0197169A JP 63102845 A JP63102845 A JP 63102845A JP 10284588 A JP10284588 A JP 10284588A JP H0197169 A JPH0197169 A JP H0197169A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
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- H—ELECTRICITY
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(発明の背景)
[産業上の利愚と
防釘
本発明は共振パワースルーブツトを有する高周波パワー
コンバータに関する。
コンバータに関する。
[従来技術の説明]
在来の多くのタイプの単一モード共振パワースルーブツ
トを有するパワーコンバータにおける共通の欠点はパワ
ースルーブツトのレベルによって、パワートレインのコ
ンポーネントに印加される不均衡の電圧と電流ストレス
である。その上、在来の共振型パワーコンバータは単一
のスイッチングデバイス(即ち、単一終端コンバータ)
の制限とパワースイッチのデユーティサイクル範囲に関
する制限という欠点を有する。これらの単一終端コンバ
ータはパワー変換器に一定方向の磁束偏移を有するため
、鉄心のリセット回路のような余分な複雑なものが必要
である。このようなパワー変換器に一定方向の磁束偏移
を有する単一終端共振型ゼロ電流スイッチングパワーコ
ンバータの一例は米国特許4.415,959 号に
公表されている。これは従って変圧器の鉄心をリセット
して負荷に連続的パワーを供給するために整流スイッチ
を要する。
トを有するパワーコンバータにおける共通の欠点はパワ
ースルーブツトのレベルによって、パワートレインのコ
ンポーネントに印加される不均衡の電圧と電流ストレス
である。その上、在来の共振型パワーコンバータは単一
のスイッチングデバイス(即ち、単一終端コンバータ)
の制限とパワースイッチのデユーティサイクル範囲に関
する制限という欠点を有する。これらの単一終端コンバ
ータはパワー変換器に一定方向の磁束偏移を有するため
、鉄心のリセット回路のような余分な複雑なものが必要
である。このようなパワー変換器に一定方向の磁束偏移
を有する単一終端共振型ゼロ電流スイッチングパワーコ
ンバータの一例は米国特許4.415,959 号に
公表されている。これは従って変圧器の鉄心をリセット
して負荷に連続的パワーを供給するために整流スイッチ
を要する。
これも内部のパワー循環を防ぎ、パワースルーブツトを
保証するために前記の限定されるデユーティサイクルの
欠点を有する。この限定されるデユーティサイクルは更
にパワースイッチ、整流ダイオードと共振キャパシタに
おけるピーク電圧ストレスが処理されるパワーに比べて
過度に大きいことを引き起す。
保証するために前記の限定されるデユーティサイクルの
欠点を有する。この限定されるデユーティサイクルは更
にパワースイッチ、整流ダイオードと共振キャパシタに
おけるピーク電圧ストレスが処理されるパワーに比べて
過度に大きいことを引き起す。
エフ・シー・り一等によってA P E C88,84
頁−89頁に“高周波パワー変換のための2次側共振″
を題目とした論文に発表されたようなパワーコンバータ
は二重終端をもち、2方向の共振通路を有して、2方向
の磁束偏移を容れるので鉄心リセット回路の要求を省略
する。そこに記載された特殊の例は2次巻線をわたって
直接にシャントされる共振キャパシタを用いる。しかし
、このような配置はまだ単一モードで動作しており、パ
ワートレインのコンポーネントに高いストレスを加える
。
頁−89頁に“高周波パワー変換のための2次側共振″
を題目とした論文に発表されたようなパワーコンバータ
は二重終端をもち、2方向の共振通路を有して、2方向
の磁束偏移を容れるので鉄心リセット回路の要求を省略
する。そこに記載された特殊の例は2次巻線をわたって
直接にシャントされる共振キャパシタを用いる。しかし
、このような配置はまだ単一モードで動作しており、パ
ワートレインのコンポーネントに高いストレスを加える
。
その上、発表されたパワー回路はパワースイッチのデユ
ーティサイクルが大き過ぎる(即ち、50%より大きい
)または非常に軽負荷で動作するならば共振回路のエネ
ルギーを循環する傾向を有するため、出力へのエネルギ
ーフローを防げる。
ーティサイクルが大き過ぎる(即ち、50%より大きい
)または非常に軽負荷で動作するならば共振回路のエネ
ルギーを循環する傾向を有するため、出力へのエネルギ
ーフローを防げる。
上述した従来技術の典型的なコンバータが単一モードの
共振で動作しており、パワートレインのコンポーネント
に高いストレスを印加することは明らかである。与えら
れたコンポーネント容量に対して得られるパワーレベル
は従って制限される。
共振で動作しており、パワートレインのコンポーネント
に高いストレスを印加することは明らかである。与えら
れたコンポーネント容量に対して得られるパワーレベル
は従って制限される。
あるデユーティサイクルにおけるコンバータタンク回路
内のエネルギーを循環する傾向はこれらの従来のコンバ
ータの汎用性において更なる制限である。
内のエネルギーを循環する傾向はこれらの従来のコンバ
ータの汎用性において更なる制限である。
(発明の概要)
少なくとも2つの位相が微分されるパルス電圧源を有す
る高周波DC−DCコンバータは2つの位相が微分され
る一定方向のパワーフロー共振回路を用いて、コンバー
タの多重単共振動作を可能にする。従って、EMIの低
減、高効率、コンポーネントストレスの低減及びパワー
スルーブツトの増加という利益を獲得する。特殊の実施
例は各共振キャパシタが整流ダイオードの後、且つ出力
フィルタ回路の前に加えられる二重終端プッシュプルパ
ワーコンバータによって実現される。ダイオードの寄生
容量とパワー変換器の漏れインダクタンスは2つの位相
が反転する回路の一部として利用され、それの各共振回
路はプッシュプルコンバータの対応するパワースイッチ
の電圧パルスに対して応答する。各共振回路でのパワー
フローは一方向である。2つの共振回路により共用され
る単一の共振キャパシタは次のフィルタ回路のインピー
ダンスに応じて電圧のDC成分だけが負荷に転送される
ように選定される。
る高周波DC−DCコンバータは2つの位相が微分され
る一定方向のパワーフロー共振回路を用いて、コンバー
タの多重単共振動作を可能にする。従って、EMIの低
減、高効率、コンポーネントストレスの低減及びパワー
スルーブツトの増加という利益を獲得する。特殊の実施
例は各共振キャパシタが整流ダイオードの後、且つ出力
フィルタ回路の前に加えられる二重終端プッシュプルパ
ワーコンバータによって実現される。ダイオードの寄生
容量とパワー変換器の漏れインダクタンスは2つの位相
が反転する回路の一部として利用され、それの各共振回
路はプッシュプルコンバータの対応するパワースイッチ
の電圧パルスに対して応答する。各共振回路でのパワー
フローは一方向である。2つの共振回路により共用され
る単一の共振キャパシタは次のフィルタ回路のインピー
ダンスに応じて電圧のDC成分だけが負荷に転送される
ように選定される。
本発明を実施するパワーコンバータ回路は示されるよう
に周波数変調モードで動作できる(しかし限定せず)。
に周波数変調モードで動作できる(しかし限定せず)。
この周波数変調モードでは、周期間隔はパワースイッチ
の開閉状態共に対して予め決められた一定のパルス幅に
おいて変化されて、ゼロ電流のスイッチング条件が得ら
れる。50%以上のデユーティサイクルはエネルギーの
スルーブツトを減損せずに許容される。これらの動作原
理を実施できるイずワーコンバータの他の具体的な実施
例は半ブリッジと全ブリッジインバータを含む。
の開閉状態共に対して予め決められた一定のパルス幅に
おいて変化されて、ゼロ電流のスイッチング条件が得ら
れる。50%以上のデユーティサイクルはエネルギーの
スルーブツトを減損せずに許容される。これらの動作原
理を実施できるイずワーコンバータの他の具体的な実施
例は半ブリッジと全ブリッジインバータを含む。
(実施例の説明)
準共振モードで動作するために用いられるプッシュプル
又は二重終端DC−DCコンバータは第1図に示される
。入力端子11と12に接続されるDC電圧源10はパ
ワートランジスタ14と15の交互の0N−OFFスイ
ッチングを通じてそれぞれパワー変換器20の1次巻線
21と22に交互に印加される。
又は二重終端DC−DCコンバータは第1図に示される
。入力端子11と12に接続されるDC電圧源10はパ
ワートランジスタ14と15の交互の0N−OFFスイ
ッチングを通じてそれぞれパワー変換器20の1次巻線
21と22に交互に印加される。
2次巻線23と24は整流ダイオード34と35を介し
てそれぞれ共振キャパシタ40の向かい合った端子4と
5に結合される。共振キャパシタは更に図示するように
インダクタ42及びキャパシタ43を含む出力フィルタ
及び負荷変換ネットワーク41にわたって接続される。
てそれぞれ共振キャパシタ40の向かい合った端子4と
5に結合される。共振キャパシタは更に図示するように
インダクタ42及びキャパシタ43を含む出力フィルタ
及び負荷変換ネットワーク41にわたって接続される。
エネルギーが供給される負荷50はフィルタキャパシタ
43をシャントするように出力端子31と32と接続さ
れる。
43をシャントするように出力端子31と32と接続さ
れる。
電圧調整用の制御回路は、2つのパワースイッチングト
ランジスタ14と15のスイッチングを可変周波数モー
ドで動作させる。出力端子31で得られる出力電圧は、
基準電圧にも接続される比較器46に結合される。比較
器46の出力エラー信号は、周波数がエラー信号の強度
に対応する電圧制御発振器を含むデユーティサイクル制
御装置47に印加される。デユーティサイクル制御装置
の出力は単安定マルチバイブレータを含むスイッチ駆動
回路48に印加される。単安定マルチバイブレークにお
いて、出力電圧の調整を行なうために、1つの出力は固
定され、他の出力は変化する。マルチバイブレータの出
力は駆動を交互にするトグルゲートによってaとb端子
に、従って、2つのスイッチングトランジスタ14と1
5のベース入力aとbに印加される。バイポーラトラン
ジスタが示されているが、ゲート端子に駆動が印加され
れば、パワーMO3FETも利用できることは理解され
る。
ランジスタ14と15のスイッチングを可変周波数モー
ドで動作させる。出力端子31で得られる出力電圧は、
基準電圧にも接続される比較器46に結合される。比較
器46の出力エラー信号は、周波数がエラー信号の強度
に対応する電圧制御発振器を含むデユーティサイクル制
御装置47に印加される。デユーティサイクル制御装置
の出力は単安定マルチバイブレータを含むスイッチ駆動
回路48に印加される。単安定マルチバイブレークにお
いて、出力電圧の調整を行なうために、1つの出力は固
定され、他の出力は変化する。マルチバイブレータの出
力は駆動を交互にするトグルゲートによってaとb端子
に、従って、2つのスイッチングトランジスタ14と1
5のベース入力aとbに印加される。バイポーラトラン
ジスタが示されているが、ゲート端子に駆動が印加され
れば、パワーMO3FETも利用できることは理解され
る。
パワー変換器20は漏れリアクタンス38と39をもつ
ように設計されることが好ましい。漏れリアクタンスは
2次巻線23と24に最も顕著に現われて、コンバータ
共振回路の一部分であるように設計される。必要ならば
、この漏れインダクタンスのかわりに又はこれを追加す
るために個別のインダクタンスを用いてもよい。各整流
ダイオード34と35は寄生容ff138と37含んで
おり、それも共振コンバータ動作の統合された一部分で
ある。これら2つの容量性要素も必要に応じて、個別の
キャパシタによって追加され又は置換えられる。
ように設計されることが好ましい。漏れリアクタンスは
2次巻線23と24に最も顕著に現われて、コンバータ
共振回路の一部分であるように設計される。必要ならば
、この漏れインダクタンスのかわりに又はこれを追加す
るために個別のインダクタンスを用いてもよい。各整流
ダイオード34と35は寄生容ff138と37含んで
おり、それも共振コンバータ動作の統合された一部分で
ある。これら2つの容量性要素も必要に応じて、個別の
キャパシタによって追加され又は置換えられる。
各整流ダイオード34と35は共振キャパシタ40の向
かい合った端子4と5に接続され、それの容量は、漏れ
インダクタンス、寄生容量及び共振キャパシタの各直列
接続がスイッチングトランジスタ14と15の対応する
1つで供給された電圧パルス駆動に応答して共振するよ
うに選定される。同時に駆動されていない他の逆位相の
共振回路はフィルタモードで動作して、共振キャパシタ
40と出力に印加される高調波を低減する。出力フィル
タ41は実際にそれを駆動する共振回路のインピーダン
スより大きい入力インピーダンスをもつように設計され
るので、共振キャパシタのDC電圧だけを出力負荷50
に伝送する。フィルタは1段階のフィルタと示されてい
るが、相似の特性をもつ多段階のフィルタも用いられる
。
かい合った端子4と5に接続され、それの容量は、漏れ
インダクタンス、寄生容量及び共振キャパシタの各直列
接続がスイッチングトランジスタ14と15の対応する
1つで供給された電圧パルス駆動に応答して共振するよ
うに選定される。同時に駆動されていない他の逆位相の
共振回路はフィルタモードで動作して、共振キャパシタ
40と出力に印加される高調波を低減する。出力フィル
タ41は実際にそれを駆動する共振回路のインピーダン
スより大きい入力インピーダンスをもつように設計され
るので、共振キャパシタのDC電圧だけを出力負荷50
に伝送する。フィルタは1段階のフィルタと示されてい
るが、相似の特性をもつ多段階のフィルタも用いられる
。
この回路及びその多くの利点は定常状態動作の典型的な
周期を記述することによって直ちに理解できる。コンバ
ータ回路は基本的に共振動作の二相モードで動作するが
、この共振動作においては分離された準共振信号の処理
は各スイッチングトランジスタ14と15とに独立に関
連す。スイッチングトランジスタ14と15のどちらか
1つに電流を流すと、それと関連する準共振回路に電流
が流れる。
周期を記述することによって直ちに理解できる。コンバ
ータ回路は基本的に共振動作の二相モードで動作するが
、この共振動作においては分離された準共振信号の処理
は各スイッチングトランジスタ14と15とに独立に関
連す。スイッチングトランジスタ14と15のどちらか
1つに電流を流すと、それと関連する準共振回路に電流
が流れる。
共振回路に電流が流れると、共振動作によって、共振キ
ャパシタをまず一方向に充電し、続いて共振キャパシタ
を逆方向に放電する。共振しいてる間、出力負荷の電流
は整流ダイオード34と35によって供給される。導通
しているスイッチングトランジスタがオフになると、共
振キャパシタは最終的に負荷に放電する。スイッチング
トランジスタ14と15の同時の阻止状態における回路
の連続性はそれぞれ整流ダイオード35と34の同時の
順方向導通動作によって与えられる。動作のこのシーケ
ンスはプッシュプル回路動作の各々独立した半位相で行
われ、位相が反転している各準共振回路は交互に且つ他
の1つと独立に動作する。
ャパシタをまず一方向に充電し、続いて共振キャパシタ
を逆方向に放電する。共振しいてる間、出力負荷の電流
は整流ダイオード34と35によって供給される。導通
しているスイッチングトランジスタがオフになると、共
振キャパシタは最終的に負荷に放電する。スイッチング
トランジスタ14と15の同時の阻止状態における回路
の連続性はそれぞれ整流ダイオード35と34の同時の
順方向導通動作によって与えられる。動作のこのシーケ
ンスはプッシュプル回路動作の各々独立した半位相で行
われ、位相が反転している各準共振回路は交互に且つ他
の1つと独立に動作する。
回路の原理は第4図に示されるコンバータの定常状態動
作での種々の電圧と電流波形を参照すれば直ちに確めら
れる。第4図に示される初期時刻t0の前に両方のスイ
ッチングトランジスター4と15は阻止状態にバイアス
されており、フィルタインダクタ42で示される連続性
維持電流は両方の整流ダイオード34と35に流れる。
作での種々の電圧と電流波形を参照すれば直ちに確めら
れる。第4図に示される初期時刻t0の前に両方のスイ
ッチングトランジスター4と15は阻止状態にバイアス
されており、フィルタインダクタ42で示される連続性
維持電流は両方の整流ダイオード34と35に流れる。
各ダイオード34と35は出力負荷電流の半分に等しい
電流を伝導する。
電流を伝導する。
回路動作を調べるために、第4図に示されるt。時刻で
は、トランジスター4が丁度導通状態にバイアスされ、
トランジスター5がt 以前から短詩間阻止状態にあり
、しばらく阻止状態を保つと仮定する。第4図バートA
の電流波形410で示される電流は電圧源10、変圧器
巻線21及びスイッチングトランジスター4を含む回路
ループに流れ始める。
は、トランジスター4が丁度導通状態にバイアスされ、
トランジスター5がt 以前から短詩間阻止状態にあり
、しばらく阻止状態を保つと仮定する。第4図バートA
の電流波形410で示される電流は電圧源10、変圧器
巻線21及びスイッチングトランジスター4を含む回路
ループに流れ始める。
この際、トランジスター5を含む回路ループに電流がな
い。よって、電圧源10の電圧値の2倍に等しい電圧は
トランジスター5の両端に現われ、これは第4図パート
Dの電圧波形440の電圧レベル441で示される。
い。よって、電圧源10の電圧値の2倍に等しい電圧は
トランジスター5の両端に現われ、これは第4図パート
Dの電圧波形440の電圧レベル441で示される。
トランジスター4に流れる電流は正弦波の波形を有し、
十分に導通状態が続くことで、t3で最終的に終了する
完全な半周期電流波形を完成する。
十分に導通状態が続くことで、t3で最終的に終了する
完全な半周期電流波形を完成する。
これは第4図バートAのt からt3にわたる電流液形
に示される。第4図バートGの波形470で示される電
流は整流ダイオード35に流れており、t 時刻ではa
カ負荷回路の1/2に等しい値を有する。これの値は第
4図パートGの波形470で示されるようにt1時刻で
の負荷電流に等しい値に着々と増加してt22時刻遂い
にピークになる。
に示される。第4図バートGの波形470で示される電
流は整流ダイオード35に流れており、t 時刻ではa
カ負荷回路の1/2に等しい値を有する。これの値は第
4図パートGの波形470で示されるようにt1時刻で
の負荷電流に等しい値に着々と増加してt22時刻遂い
にピークになる。
負荷電流を越えるすべての電流は共振キャパシタ40に
流される。これは第4図バートFの波形460で示され
る。整流ダイオード34も第4図バートHの波形480
で示されるように時刻t では負荷電流の1/2に等し
い電流を伝導する。この電流は減衰しており、t1時刻
でゼロになる。出力フィルタインダクタ42が定電流シ
ンクの役割を果たすため、定常状態の負荷電流に等しい
電流だけ負荷50に伝送され、過剰電流は共振キャパシ
タ40に導かれる。この充電電流は第4図パートFの波
形460で示され、時刻t1とt4との間にわたって示
されている。これは時刻t3で正弦波関数の3/4周期
を完成するが、その後一定の充電電流は続きt4で急峻
に終了する。
流される。これは第4図バートFの波形460で示され
る。整流ダイオード34も第4図バートHの波形480
で示されるように時刻t では負荷電流の1/2に等し
い電流を伝導する。この電流は減衰しており、t1時刻
でゼロになる。出力フィルタインダクタ42が定電流シ
ンクの役割を果たすため、定常状態の負荷電流に等しい
電流だけ負荷50に伝送され、過剰電流は共振キャパシ
タ40に導かれる。この充電電流は第4図パートFの波
形460で示され、時刻t1とt4との間にわたって示
されている。これは時刻t3で正弦波関数の3/4周期
を完成するが、その後一定の充電電流は続きt4で急峻
に終了する。
時刻11では、スイッチングトランジスター4及び対応
する導通している整流ダイオード35の電流は実質的に
全負荷電流に等しい値になっている。
する導通している整流ダイオード35の電流は実質的に
全負荷電流に等しい値になっている。
これは第4図パートGの波形470に示される。第4図
パートHの波形480に示されるダイオード34の電流
は時刻t1でゼロまで減少するが、ダイオード34は完
全に逆バイアスされて、阻止状態のままである。時刻t
1の後、この電流はトランジスタ14にもダイオード3
5にも増加し続く。第4図パートFの波形480で示さ
れる充電電流は共振キャパシタ40に流れ込み始め、そ
れの電圧が第4図バートEの波形450で示されるよう
に曲線451に沿って上昇するようにする。
パートHの波形480に示されるダイオード34の電流
は時刻t1でゼロまで減少するが、ダイオード34は完
全に逆バイアスされて、阻止状態のままである。時刻t
1の後、この電流はトランジスタ14にもダイオード3
5にも増加し続く。第4図パートFの波形480で示さ
れる充電電流は共振キャパシタ40に流れ込み始め、そ
れの電圧が第4図バートEの波形450で示されるよう
に曲線451に沿って上昇するようにする。
t からt3にわたる時間間隔に導通している■
トランジスター4の電流は点411で示されるように時
刻t2でそれのピーク値まで上昇して、キャパシタ40
も波形450の点452で示されるように同一の時刻t
2にそれのピーク値まで充電される。このトランジスタ
の電流は続いて時刻t3でゼロに減少して、時刻t3の
直後キャパシタ40に流れる充電電流は負になって、第
4図パートFの波形460で示されるようにt4の時刻
で負荷電流値に等しい負の値に減少する。
刻t2でそれのピーク値まで上昇して、キャパシタ40
も波形450の点452で示されるように同一の時刻t
2にそれのピーク値まで充電される。このトランジスタ
の電流は続いて時刻t3でゼロに減少して、時刻t3の
直後キャパシタ40に流れる充電電流は負になって、第
4図パートFの波形460で示されるようにt4の時刻
で負荷電流値に等しい負の値に減少する。
時刻t3ではトランジスタ14は阻止状態にバイアスさ
れており、それと関連する回路ループでの波形410で
示される電流は流れない。同様に、波形470で示され
る整流ダイオード35の電流もゼロに落ちる。共振キャ
パシタ40の充電電流は第4図パートF波形460のレ
ベル461で表わされる負荷回路の負の値で安定する。
れており、それと関連する回路ループでの波形410で
示される電流は流れない。同様に、波形470で示され
る整流ダイオード35の電流もゼロに落ちる。共振キャ
パシタ40の充電電流は第4図パートF波形460のレ
ベル461で表わされる負荷回路の負の値で安定する。
時刻t4では整流ダイオード34と35は共にそれぞれ
負荷電流の半分に等しい電流を伝導する。これによって
回帰電流の通路が与えられて、フィルタインダクタ42
に連続的な負荷電流が供給される。共振キャパシタ40
の電流は波形460で示されるように半周期の終りに急
激にゼロに落ちる。各トランジスター4と15にかかる
電圧の減少はそれぞれ第4図パートCとパートDの電圧
レベル432と442で示されるように入力電圧に等し
い。
負荷電流の半分に等しい電流を伝導する。これによって
回帰電流の通路が与えられて、フィルタインダクタ42
に連続的な負荷電流が供給される。共振キャパシタ40
の電流は波形460で示されるように半周期の終りに急
激にゼロに落ちる。各トランジスター4と15にかかる
電圧の減少はそれぞれ第4図パートCとパートDの電圧
レベル432と442で示されるように入力電圧に等し
い。
半周期の終りでは、スイッチングトランジスター4と1
5も時刻t で導通していない。各トランジスタにかか
る電圧の減少はそれぞれ第4図バートCとパートDの電
圧レベル432と442で示されるように入力電圧に等
しい。スイッチングトランジスター5はt で第4図
パートBの波形420と一〇 致して電流を伝導し始め、半周期の後半は始まる。
5も時刻t で導通していない。各トランジスタにかか
る電圧の減少はそれぞれ第4図バートCとパートDの電
圧レベル432と442で示されるように入力電圧に等
しい。スイッチングトランジスター5はt で第4図
パートBの波形420と一〇 致して電流を伝導し始め、半周期の後半は始まる。
これは前半周期に関して説明したものと同様の方法で行
われる。
われる。
前述の説明により、単共振信号動作がコンバータ回路の
2次部分に限定されると有利であることと、各半周期が
望ましい共振動作を得るには十分の接続時間を有するた
め、1次側の可変パルス幅導通間隔が広い範囲にわたっ
て回路の共振特性に悪影響を与えずに動作できることは
明らかである。
2次部分に限定されると有利であることと、各半周期が
望ましい共振動作を得るには十分の接続時間を有するた
め、1次側の可変パルス幅導通間隔が広い範囲にわたっ
て回路の共振特性に悪影響を与えずに動作できることは
明らかである。
この配置の特徴は、整流ダイオードをシャントする整流
ダイオードの寄生容量と、どの半周期においても高調波
フィルタの役目を果して共振キャパシタ40への高調波
を制限するアイドル共振回路と関連する漏れインダクタ
ンスである。
ダイオードの寄生容量と、どの半周期においても高調波
フィルタの役目を果して共振キャパシタ40への高調波
を制限するアイドル共振回路と関連する漏れインダクタ
ンスである。
本発明の原理を具体化するパワートレインの半ブリツジ
実施例は第2図に模式的に示され、図に2つの交互に導
通するトランジスタスイッチ214と215は直列に接
続されていると示される。この直列接続はDC電圧源2
10、入力電圧端子211及び212と並列に接続され
る。スイッチされた出力電圧は2つのスイッチングトラ
ンジスタ214と215の接合点216から取出して、
変換器220の1次巻線221に印加される。第1図と
同様な2次共振回路は2次巻線223と224によって
交互にエネルギーが供給される。半ブリツジインバータ
の動作は当業者によく知られるので、それの動作を詳し
く論じる必要がない。
実施例は第2図に模式的に示され、図に2つの交互に導
通するトランジスタスイッチ214と215は直列に接
続されていると示される。この直列接続はDC電圧源2
10、入力電圧端子211及び212と並列に接続され
る。スイッチされた出力電圧は2つのスイッチングトラ
ンジスタ214と215の接合点216から取出して、
変換器220の1次巻線221に印加される。第1図と
同様な2次共振回路は2次巻線223と224によって
交互にエネルギーが供給される。半ブリツジインバータ
の動作は当業者によく知られるので、それの動作を詳し
く論じる必要がない。
インバータの全ブリッジ実施例は第3図に示される。こ
れは4つのスイッチングトランジスタ314.315.
317と318を含み、それの向かい合う2つのスイッ
チは互に同位相で動作して、交互に得られたエネルギー
パルスを交換器320の1次巻線321に印加する。回
路の2次部分は実質的に第1図に示された回路及び動作
と同一である。
れは4つのスイッチングトランジスタ314.315.
317と318を含み、それの向かい合う2つのスイッ
チは互に同位相で動作して、交互に得られたエネルギー
パルスを交換器320の1次巻線321に印加する。回
路の2次部分は実質的に第1図に示された回路及び動作
と同一である。
第1図に示された回路の電気的な機能動作を表わす等価
回路は第5図に示される。パワー変換器は示されていな
いため、単位変換比と仮定する。
回路は第5図に示される。パワー変換器は示されていな
いため、単位変換比と仮定する。
2つの位相が反転する共振回路はそれらに結合して位相
が反転する電圧パルス源回路514と515を有すると
示されている。電圧パルス源514に結合される第1の
共振回路はダイオードスイッチとして動作するスイッチ
535、スイッチをシャントするキャパシタンス537
とインダクタンス539を含む。電圧パルス源515に
結合される第2の共振回路はダイオードスイッチ534
、スイッチをシャントするキャパシタンス53Bとイン
ダクタンス538を含む。
が反転する電圧パルス源回路514と515を有すると
示されている。電圧パルス源514に結合される第1の
共振回路はダイオードスイッチとして動作するスイッチ
535、スイッチをシャントするキャパシタンス537
とインダクタンス539を含む。電圧パルス源515に
結合される第2の共振回路はダイオードスイッチ534
、スイッチをシャントするキャパシタンス53Bとイン
ダクタンス538を含む。
2つの位相が反転する共振回路が位相の反転する間隔に
交互にパルスされる或いは励起されるため、2つのパル
ス電圧源は位相の反転する間隔で動作する。各共振回路
はインダクタ542とキャパシタ543を含む出力フィ
ルタ541への入力に接続される共通の共振キャパシタ
540を共用する。各共振回路がパルスされると、その
回路のインダクタは共振キャパシタ540と実質的に動
作の半周期程度共振する。後の共振は対応するスイッチ
ダイオードの導通によって遮断される。逆位相の非共振
回路のインダクタとキャパシタは高調波フィルタとして
動作し、共振キャパシタ540に印加される高調波を低
減する。第5図の回路の動作は共振回路の応答及び動作
状態を記述する以下の方程式によって更に明記できる。
交互にパルスされる或いは励起されるため、2つのパル
ス電圧源は位相の反転する間隔で動作する。各共振回路
はインダクタ542とキャパシタ543を含む出力フィ
ルタ541への入力に接続される共通の共振キャパシタ
540を共用する。各共振回路がパルスされると、その
回路のインダクタは共振キャパシタ540と実質的に動
作の半周期程度共振する。後の共振は対応するスイッチ
ダイオードの導通によって遮断される。逆位相の非共振
回路のインダクタとキャパシタは高調波フィルタとして
動作し、共振キャパシタ540に印加される高調波を低
減する。第5図の回路の動作は共振回路の応答及び動作
状態を記述する以下の方程式によって更に明記できる。
(以下余白)ここに
CRは共振キャパシタ540のキャパシタンスである。
V MAXは電源514によって共振網に印加される最
大電圧である。
大電圧である。
L□、。hingは出力フィルタ41のインダクタンス
である。
である。
VCRは共振キャパシタCR540両端の電圧である。
工CRは共振キャパシタCR540に流れる電流である
。
。
LRは漏れリアクタンス539或いは538であって各
共振回路の一部分となっている。
共振回路の一部分となっている。
vLRは漏れリアクタンスLR,538或いは539に
かかる電圧である。
かかる電圧である。
■ は漏れリアクタンスLR,538或いは539R
第1図は一定のパルス、可変間隔の動作モードで動作し
て、本発明の原理を実施する調整される準共振型二重終
端DC−DCコンバータ回路の模式図; 第2図は本発明の原理を実施す準共振半ブリッジ型DC
−DCコンバータパワートレイン回路の模式図; 第3図は本発明の原理を実施す準共振全ブリッジ型DC
−DCコンバータパワートレイン回路の模式図; 第4図は第1図に示されたコンバータ回路の動作を説明
するには有用である電流と電圧の波形を表示する図、 第5図は第1図に示された回路の動作を記述するには有
用である等価回路を示す図である。 10・・・DC電圧源 11.12・・・入力端子 14、15.17.18・・・パワートランジスタ20
・・・パワー変換器 21.22・・・1次巻線 23.24・・・2次巻線 31.32・・・出力端子 34.35・・・整流ダイオード 36.37・・・寄生容量 38.39・・・漏れリアクタンス 40・・・共振キャパシタ 41・・・負荷変換ネットワーク 42・・・インダクタ 43・・・キャパシタ 46・・・比較器 47・・・デユーティサイクル制御装置48・・・スイ
ッチ駆動回路 出 願 人:アメリカン テレフォン アンドF/G、
3 F/に、5
て、本発明の原理を実施する調整される準共振型二重終
端DC−DCコンバータ回路の模式図; 第2図は本発明の原理を実施す準共振半ブリッジ型DC
−DCコンバータパワートレイン回路の模式図; 第3図は本発明の原理を実施す準共振全ブリッジ型DC
−DCコンバータパワートレイン回路の模式図; 第4図は第1図に示されたコンバータ回路の動作を説明
するには有用である電流と電圧の波形を表示する図、 第5図は第1図に示された回路の動作を記述するには有
用である等価回路を示す図である。 10・・・DC電圧源 11.12・・・入力端子 14、15.17.18・・・パワートランジスタ20
・・・パワー変換器 21.22・・・1次巻線 23.24・・・2次巻線 31.32・・・出力端子 34.35・・・整流ダイオード 36.37・・・寄生容量 38.39・・・漏れリアクタンス 40・・・共振キャパシタ 41・・・負荷変換ネットワーク 42・・・インダクタ 43・・・キャパシタ 46・・・比較器 47・・・デユーティサイクル制御装置48・・・スイ
ッチ駆動回路 出 願 人:アメリカン テレフォン アンドF/G、
3 F/に、5
Claims (5)
- (1)DC電圧源を引受ける入力手段と; 1次巻線と2次巻線を含むパワー変換器と;電圧源を1
次巻線に第1の方向に印加する第1のスイッチと; DC電源を第1の方向と反対の第2の方向に1次巻線に
印加する第2のスイッチと; 2次巻線の第1の端子と接続され、変圧器の漏れインダ
クタンスにより生じる第1のインダクタンス、第1の整
流ダイオード及び第1のキャパシタンスアクセスポート
を含む第1の2次共振回路と 2次巻線の第2の端子と
接続され、変換器の漏れインダクタンスにより生じる第
2のインダクタンス、第2の整流ダイオード及び第2の
キャパシタンスアクセスポートを含む第2の2次共振回
路と; 第1及び第2のキャパシタンスアクセスポートを接続し
、第1及び第2の共振回路の両方と共に共振動作をする
共振キャパシタと; 共振キャパシタと接続され、一定の電流シンク特性をも
ち、エネルギーが供給される負荷を引受けるために用い
られる出力手段と;を含むことを特徴とする高周波共振
型パワーコンバータ。 - (2)特許請求の範囲第1項に記載のパワーコンバータ
において、更に第1及び第2のスイッチは入力手段の第
1の接続点を1次巻線の反対の位置にある端子に各々接
続し、かつ入力手段の第2の接続点を1次巻線の反対の
位置にある端子の間にある一時巻線の接続点に接続する
ことを特徴とする高周波共振型パワーコンバータ。 - (3)特許請求の範囲第1項に記載のパワーコンバータ
において、更に第1と第2のスイッチは直列に接続され
、この直列の接続は入力手段と並列に接続されることを
特徴とする高周波共振型パワーコンバータ。 - (4)特許請求の範囲第1項に記載のパワーコンバータ
において、更に第1と第2のスイッチはブリッジの形式
で接続され、ブリッジ状に接続される第3のスイッチは
第1のスイッチに従って動作し、ブリッジ状に接続され
る第4のスイッチは第2のスイッチに従って動作するこ
とを特徴とする高周波共振型パワーコンバータ。 - (5)特許請求の範囲第1項に記載のパワーコンバータ
において、更に負荷の出力信号を検出する手段と; 検出手段に応答する、予め決められた調整値からの出力
信号の偏差に応じてエラー信号を発生する手段と; エラー信号を周波数に変換する手段と; 周波数に応じて一定の間隔値と可変周期を有する駆動信
号を発生する手段と; 駆動信号を交互に第1及び第2のスイッチに印加する手
段と;からなる調整制御回路を含むことを特徴とする高
周波共振型パワーコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US043008 | 1987-04-27 | ||
US07/043,008 US4823249A (en) | 1987-04-27 | 1987-04-27 | High-frequency resonant power converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0197169A true JPH0197169A (ja) | 1989-04-14 |
Family
ID=21924965
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63102845A Pending JPH0197169A (ja) | 1987-04-27 | 1988-04-27 | 高周波共振型パワーコンバータ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4823249A (ja) |
EP (1) | EP0289196A3 (ja) |
JP (1) | JPH0197169A (ja) |
KR (1) | KR880013300A (ja) |
CA (1) | CA1301837C (ja) |
Families Citing this family (82)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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FR2627644B1 (fr) * | 1988-02-24 | 1991-05-03 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu-continu, sans pertes de commutation, notamment pour alimentation continue haute frequence ou pour amplificateur a tube a ondes progressives |
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