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Stand der Technik
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Gleichspannungswandler, ein Verfahren zum Takten eines Umformers eines Gleichspannungswandlers und ein Verfahren zum Wandeln von Gleichspannung.
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Gleichspannungswandler, auch DCDC-Wandler genannt, übertragen elektrische Energie von einem Spannungspotenzial zu einem anderen Spannungspotenzial. Diese Potenziale können verschiedene Spannungshöhen haben. Die Spannungsdifferenz kann durch verschiedene Topologien erzeugt werden. Bekannt sind viele unterschiedliche Topologien, wie Sperrwandler, Durchflusswandler oder Gegentaktwandler.
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Allen DCDC-Wandlern gemeinsam ist die Verwendung von Leistungs-Schaltern in Form von Halbleiter-Bauelementen. Dies können MOSFets, Transistoren, Dioden oder IGBTs sein.
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Alle DCDC-Topologien haben verschiedene Eigenschaften bezüglich des Zielkonflikts Wirkungsgrad, Bauraum, Kosten, thermische Belastung, Spitzenwirkungsgrad, durchschnittlicher Wirkungsgrad (z. B. EU-Wirkungsgrad bei Solaranwendungen). Diese Eigenschaften beeinflussen sich gegenseitig und sind nicht getrennt optimierbar.
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Bei vielen Anwendungen liegt die Priorität auf der Realisierung eines hohen Wirkungsgrades. Die Gründe hiefür sind die Reduzierung von Energieverlusten (z. B. Energy Star Richtlinie), die Reduzierung von Eigenerwärmung, um den Betrieb bei hoher Umgebungstemperatur zu ermöglichen (Automotive Anwendungen, Solar-Anwendungen), die Miniaturisierung sowie die Erhöhung der Leistungsdichte.
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Die Verlustleistung aller DCDC-Topologien wird wesentlich durch Umschaltverluste in den Leistungsschaltern und durch Verluste in den angeschlossenen Induktivitäten bzw. Transformatoren bestimmt.
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Offenbarung der Erfindung
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Vor diesem Hintergrund werden mit der vorliegenden Erfindung ein Gleichspannungswandler, ein Verfahren zum Takten eines Umformers eines Gleichspannungswandlers und ein Verfahren zum Wandeln von Gleichspannung gemäß den Hauptansprüchen vorgestellt. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung.
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Um den Wirkungsgrad der Energieübertragung eines DCDC Wandlers zu steigern, können viele unterschiedliche Prinzipien eingesetzt werden, die mit den genannten Standard-Topologien des Stands der Technik kombiniert werden können.
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Darunter fallen resonante Prinzipien, deren Ziel es ist, den Umschaltvorgang verlustarm auszuführen und dadurch den Wirkungsgrad zu steigern.
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Dazu wird im DCDC-Wandler durch Schalten von Parallel- oder Reihenschwingkreisen eine Resonanzschwingung angeregt. Hier kann entweder im Stromnulldurchgang (ZCS: zero current switching) oder im Spannungsnulldurchgang (ZVS: zero voltage switching) umgeschaltet werden. Dadurch sind bei Resonanzwandlern die Anforderungen an die Schaltzeiten geringer, als bei hart schaltenden Topologien.
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In Folge werden kleinere Ansteuerströme benötigt und damit können einfache Standard-Treiber eingesetzt werden.
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Resonante Topologien können Kapazitäten bzw. Induktivitäten mit einem Haupttransformator kombinieren. Auch Kombinationen aus mehreren Kapazitäten und Induktivitäten können eingesetzt werden (z. B. LLC-, LC- oder LCC-Topologien). Die Verschaltungen können seriell oder parallel zum Trafo liegen. Ebenso können parasitäre Induktivitäten zur Erzeugung der Resonanzschwingung genutzt werden. Die Resonanzfrequenz ist im Allgemeinen von der Höhe der Last am Ausgang des DCDC-Wandlers abhängig. D. h. die Arbeits- oder Taktfrequenz wird bei wechselnden Lastverhältnissen nachgeführt, um im resonanten Betrieb zu bleiben. Der Lastbereich, in dem für den Wirkungsgrad optimale Resonanzbedingungen vorliegen, ist bei solchen Topologien nicht beliebig groß. D. h. solche Resonanzwandler arbeiten nur in einem eingeschränkten Fenster von Strom und Spannung mit optimalem Wirkungsgrad.
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Resonante DCDC-Wandler sind daher im Allgemeinen nicht für Anwendungen geeignet, bei denen die Last von 0 bis zum Maximum jeden Zustand beliebig annehmen kann. Beispiele für solche Lasten sind z. B. alle Arten von Wechselrichtern, bei denen mit dem DCDC-Wandler dem Strom- oder Spannungsverlauf einer Netzspannung gefolgt werden soll. Hier wechselt die Belastung z. B. sinusförmig mehrere Male pro Sekunde von 0 bis zum Scheitelwert. Dies können z. B. unterbrechungsfreie Stromversorgungen oder Solarinverter sein.
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Der vorliegend beschriebene Ansatz eignet sich, um eine solche DCDC-Wandler-Topologie durch zwei Resonanz-Elemente, bestehend aus einer Induktivität und einer Kapazität, zu erweitern.
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Ein solcher DCDC-Wandler weist einen resonanten Schwingkreis auf. Ein solcher DCDC-Wandler kann durch ein zugehöriges Ansteuer-Prinzip angesteuert werden.
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Ein entsprechender Gleichspannungswandler weist folgende Merkmale auf:
einen Eingang zum Empfangen einer primärseitigen Gleichspannung;
einen Umformer mit zumindest einem Schalter zum getakteten Umformen der primärseitigen Gleichspannung in eine primärseitige Wechselspannung;
einen Transformator zum Transformieren der primärseitigen Wechselspannung in eine sekundärseitige Wechselspannung;
einen Gleichrichter zum Gleichrichten der sekundärseitigen Wechselspannung in eine sekundärseitige Spannung;
eine Resonanzeinrichtung mit einer Resonanzinduktivität und einem Resonanzkondensator zum Ausbilden eines Serienschwingkreisverhaltens innerhalb des Gleichspannungswandlers, wobei die Resonanzinduktivität eingangsseitig des Gleichrichters und der Resonanzkondensator ausgangsseitig des Gleichrichters angeordnet ist, und wobei der Resonanzkondensator ausgebildet ist, um unter Verwendung der sekundärseitigen Spannung eine geglättete sekundärseitige Spannung bereitzustellen;
einen Filter zum Filtern der geglätteten sekundärseitigen Spannung, um eine gefilterte sekundärseitige Spannung bereitzustellen; und
einen Ausgang zum Ausgeben der gefilterten sekundärseitigen Spannung als sekundärseitige Gleichspannung.
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Der Gleichspannungswandler kann eingesetzt werden, um die primärseitige Gleichspannung in die sekundärseitige Gleichspannung zu wandeln. Dabei kann die sekundärseitige Gleichspannung einen Spannungswert aufweisen, der sich von einem Spannungswert der primärseitigen Gleichspannung unterscheidet. Die Resonanzinduktivität kann als diskretes Bauteil oder integriertes Element an einer geeigneten Position zwischen dem Umformer und dem Gleichrichter angeordnet sein. Anstelle einer einzigen Resonanzinduktivität können auch zwei oder mehr Teil-Resonanzinduktivitäten eingesetzt werden. Werden mehrere Teil-Resonanzinduktivitäten eingesetzt, so kann die genannte Resonanzinduktivität als Ersatzelement für die mehreren Teil-Resonanzinduktivitäten aufgefasst werden, wobei sich ein Induktivitätswert der Resonanzinduktivität aus der Kombination der Induktivitätswerte der Teil-Resonanzinduktivitäten ergeben kann. Durch den Induktivitätswert der Resonanzinduktivität sowie einem Kapazitätswert des Resonanzkondensators kann eine Resonanzfrequenz bestimmt werden. Die Resonanzfrequenz kann sich dabei auf einen angenommenen oder tatsächlichen Reihenschwingkreis oder Serienschwingkreis aus der Resonanzinduktivität und dem Resonanzkondensator beziehen.
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Der Gleichspannungswandler kann eine Steuereinrichtung aufweisen. Die Steuereinrichtung kann zum Festlegen einer Einschaltdauer auf eine Zeitspanne ausgebildet sein, die mindestens so lang wie eine halbe Periodendauer einer Resonanzschwingung eines aus der Resonanzinduktivität und dem Resonanzkondensator gebildeten Serien-Resonanzkreises ist. Während der Einschaltdauer kann der der zumindest eine Schalter des Umformers pro Takt geschlossen sein. Die Steuereinrichtung kann ferner zum Einstellen einer Ausschaltdauer ausgebildet sein, und zwar abhängig von der Einschaltdauer, einem Kapazitätswert des Resonanzkondensators, einem Induktivitätswert der Resonanzinduktivität und einem gegebenenfalls vorbestimmten Wert für die sekundärseitige Gleichspannung oder eine sekundärseitige Ausgangsleistung. Während der Ausschaltdauer kann der zumindest eine Schalter des Umformers pro Takt geöffnet sein. Der Wert für die sekundärseitige Gleichspannung kann fest vorgegeben oder über eine Einstelleinrichtung einstellbar sein. Die Steuereinrichtung kann ausgebildet sein, um die Ausschaltdauer zu berechnen oder über eine Regelschleife einzustellen. Auf diese Weise kann eine definierte Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers sichergestellt werden.
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Gemäß einer Ausführungsform können ein erster Anschluss des Resonanzkondensators mit einem ersten Ausgangsanschluss des Gleichrichters und ein zweiter Anschluss des Resonanzkondensators mit einem zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters verbunden sein. Auf diese Weise kann der Resonanzkondensator parallel zu dem Gleichrichter geschaltet werden.
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Dazu kann der Filter eine Filterspule und eine Filterkapazität aufweisen, wobei ein erster Anschluss der Filterspule mit dem ersten Anschluss des Resonanzkondensators, ein zweiter Anschluss der Filterspule mit einem ersten Ausgangskontakt des Ausgangs, ein erster Anschluss der Filterkapazität mit dem ersten Ausgangskontakt und der zweite Anschluss der Filterkapazität mit dem zweiten Anschluss des Resonanzkondensators und einem zweiten Ausgangskontakt des Ausgangs verbunden sein kann. Es kann somit eine bekannte Filterstruktur zum Mitteln der geglätteten sekundärseitigen Spannung eingesetzt werden.
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Die Resonanzinduktivität kann als ein eigenständiges Bauteil zwischen dem Umformer und dem Transformator oder als ein eigenständiges Bauteil zwischen dem Transformator und dem Gleichrichter geschaltet sein. Ferner kann eine erste Resonanzinduktivität zwischen dem Umformer und dem Transformator und zusätzlich eine zweite Resonanzinduktivität zwischen dem Transformator und dem Gleichrichter geschaltet sein. Ein entsprechendes Bauteil kann eine Spule sein. Vorteilhaft kann eine solche Resonanzinduktivität durch ein oder mehrere diskrete Bauteile, einfach realisiert werden.
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Zusätzlich oder alternativ kann die Resonanzinduktivität durch zumindest eine parasitäre Induktivität des Transformators ausgebildet werden. Vorteilhafterweise ist dazu kein zusätzliches Element zum Realisieren der Resonanzinduktivität erforderlich.
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Zusätzlich oder alternativ kann die Resonanzinduktivität durch zumindest eine in dem Transformator integrierte Induktivität ausgebildet werden. Auf diese Weise kann der Gleichspannungswandler sehr kompakt aufgebaut werden.
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Gemäß unterschiedlicher Ausführungsformen kann der Umformer als eine Gegentakt-Vollbrücke, als eine Halbbrücke oder als ein einzelner Leistungsschalter ausgeführt sein. Somit kann der Umformer an das Anwendungsgebiet des Gleichspannungswandlers angepasst sein.
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Ein Verfahren zum Takten eines Umformers eines genannten Gleichspannungswandlers umfasst die folgenden Schritte:
Festlegen einer Einschaltdauer, während der der zumindest eine Schalter des Umformers pro Takt geschlossen ist, auf eine Zeitspanne, die mindestens so lang wie eine halbe Periodendauer einer Resonanzschwingung eines aus der Resonanzinduktivität und dem Resonanzkondensator gebildeten Serien-Resonanzkreises ist; und
Einstellen einer Ausschaltdauer, während der der zumindest eine Schalter des Umformers pro Takt geöffnet ist, abhängig von der Einschaltdauer, einem Kapazitätswert des Resonanzkondensators, einem Induktivitätswert der Resonanzinduktivität und einem Wert für die sekundärseitige Gleichspannung.
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Die Schritte eines solchen Verfahrens zum Takten eines Umformers können von einer Vorrichtung zum zum Takten eines Umformers ausgeführt werden. Eine entsprechende Vorrichtung ist ausgebildet ist, um die Schritte des Verfahrens zum zum Takten eines Umformers in entsprechenden Einrichtungen durchzuführen bzw. umzusetzen. Auch durch diese Ausführungsvariante der Erfindung in Form einer Vorrichtung kann die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe schnell und effizient gelöst werden.
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Unter einer Vorrichtung kann vorliegend ein elektrisches Gerät verstanden werden, das Sensorsignale verarbeitet und in Abhängigkeit davon Steuer- und/oder Datensignale ausgibt. Die Vorrichtung kann eine Schnittstelle aufweisen, die hard- und/oder softwaremäßig ausgebildet sein kann. Bei einer hardwaremäßigen Ausbildung können die Schnittstellen beispielsweise Teil eines sogenannten System-ASICs sein, der verschiedenste Funktionen der Vorrichtung beinhaltet. Es ist jedoch auch möglich, dass die Schnittstellen eigene, integrierte Schaltkreise sind oder zumindest teilweise aus diskreten Bauelementen bestehen. Bei einer softwaremäßigen Ausbildung können die Schnittstellen Softwaremodule sein, die beispielsweise auf einem Mikrocontroller neben anderen Softwaremodulen vorhanden sind.
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Ein Verfahren zum Wandeln von Gleichspannung umfasst die folgenden Schritte:
Empfangen einer primärseitigen Gleichspannung;
Umformen der primärseitigen Gleichspannung in eine primärseitige Wechselspannung;
Transformieren der primärseitigen Wechselspannung in eine sekundärseitige Wechselspannung;
Gleichrichten der sekundärseitigen Wechselspannung in eine sekundärseitige Spannung;
Anregen einer Resonanzeinrichtung mit einer Resonanzinduktivität und einem Resonanzkondensator, um unter Verwendung der sekundärseitigen Spannung eine geglättete sekundärseitige Spannung bereitzustellen, wobei die Resonanzinduktivität eingangsseitig eines Gleichrichters zum Ausführen des Schritts des Gleichrichtens und der Resonanzkondensator ausgangsseitig des Gleichrichters angeordnet ist;
Filtern der geglätteten sekundärseitigen Spannung, um eine gefilterte sekundärseitige Spannung bereitzustellen; und
Ausgeben der gefilterten sekundärseitigen Spannung als sekundärseitige Gleichspannung.
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Die Schritte eines solchen Verfahrens können beispielsweise von den Einrichtungen eines genannten Gleichspannungswandlers umgesetzt werden.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Zeichnungen beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:
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1 eine schematische Darstellung eines Gleichspannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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2 ein Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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3 ein Diagramm eines Signalverlaufs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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4 ein Diagramm eines Signalverlaufs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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5 ein Diagramm eines Signalverlaufs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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6 ein Diagramm eines Effizienzverlaufs eines Spannungswandlers;
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7 ein Diagramm eines Effizienzverlaufs eines Spannungswandlers;
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8 ein Diagramm eines Effizienzverlaufs eines Spannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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9 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Takten eines Umformers eines Gleichspannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
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10 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Wandeln von Gleichspannung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
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In der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden für die in den verschiedenen Figuren dargestellten und ähnlich wirkenden Elemente gleiche oder ähnliche Bezugszeichen verwendet, wobei auf eine wiederholte Beschreibung dieser Elemente verzichtet wird.
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1 zeigt eine schematische Darstellung eines Gleichspannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Gleichspannungswandler ist ausgebildet, um eine primärseitige Gleichspannung als Eingangsspannung in eine sekundärseitige Wechselspannung als Ausgangsspannung zu wandeln.
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Der Gleichspannungswandler weist einen Eingang 101 zum Empfangen der primärseitigen Gleichspannung, einen Umformer 103 zum Umformen der primärseitigen Gleichspannung in eine primärseitige Wechselspannung, einen Transformator 105 zum Transformieren der primärseitigen Wechselspannung in eine sekundärseitige Wechselspannung, einen Gleichrichter 107 zum Gleichrichten der sekundärseitigen Wechselspannung in eine sekundärseitige Spannung, eine Resonanzeinrichtung mit einer Resonanzinduktivität 109 und einem Resonanzkondensator 111 zum Ausbilden eines Serienschwingkreisverhaltens innerhalb des Gleichspannungswandlers und zum Bereitstellen einer geglätteten sekundärseitigen Spannung, einen Filter 113 zum Filtern der geglätteten sekundärseitigen Spannung und einen Ausgang 115 zum Ausgeben der gefilterten sekundärseitigen Spannung als sekundärseitige Gleichspannung auf.
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Der Umformer 103 weist zumindest ein Schaltelement, beispielsweise in Form eines Transistors auf. Durch Schließen und Öffnen des zumindest einen Schaltelements kann die primärseitige Gleichspannung in die primärseitige Wechselspannung gewandelt werden. Zum Ansteuern des zumindest einen Schaltelements kann eine Vorrichtung 117 zum Takten des Umformers 103 vorgesehen sein. Die Vorrichtung 117 ist ausgebildet, um eine Einschaltdauer, während der der zumindest eine Schalter geöffnet ist und eine Ausschaltdauer, während der der zumindest eine Schalter geschlossen ist zu bestimmen und ein entsprechendes Ansteuersignal zum Betätigen des zumindest einen Schalters an den Umformer bereitzustellen.
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Die Resonanzinduktivität 109 ist gemäß diesem Ausführungsbeispiel zwischen dem Umformer 103 und der primärseitigen Spule des Transformators 105 angeordnet. Alternativ kann die Resonanzinduktivität 109 auch innerhalb des Transformators 105 oder zwischen der sekundärseitigen Spule des Transformators 105 und dem Gleichrichter 107 angeordnet sein. Die Resonanzinduktivität 109 kann als eine elektrische Spule oder als ein induktiv wirkendes Element ausgeführt sein.
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Durch die Resonanzinduktivität 109 und den Resonanzkondensator 111 wird eine Resonanzfrequenz des Gleichspannungswandlers definiert. Die Resonanzfrequenz kann der Resonanzfrequenz eines Reihenschwingkreises aus der Resonanzinduktivität 109 und dem Resonanzkondensator 111 oder aus einer der Resonanzinduktivität 109 entsprechenden Induktivität und einer dem Resonanzkondensator 111 entsprechenden Kapazität entsprechen.
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2 zeigt ein Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dabei kann es sich um eine Ausführungsform des in 1 schematisch dargestellten Gleichspannungswandler handeln.
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Der Eingang 101 des Gleichspannungswandlers weist einen ersten Eingangskontakt und einen zweiten Eingangskontakt auf. An dem ersten Eingangskontakt kann im Betrieb des Gleichspannungswandlers beispielhaft ein Plus-Potenzial der primärseitigen Gleichspannung und an dem zweiten Eingangskontakt kann beispielhaft ein Minus-Potenzial der primärseitigen Gleichspannung anliegen.
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Zwischen den ersten und den zweiten Eingangskontakt ist ein Entkopplungskondensator 220 geschaltet.
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Zwischen den ersten und den zweiten Eingangskontakt ist ferner der Umformer 103 geschaltet. Der Umformer 103 ist gemäß diesem Ausführungsbeispiel beispielhaft als ein Vollbrückenwandler mit vier Transistoren 222, 223, 224, 225 realisiert. Die Transistoren 222, 223 sind als Reihenschaltung zwischen den ersten und den zweiten Eingangskontakt geschaltet. Die Transistoren 224, 225 sind parallel dazu als Reihenschaltung zwischen den ersten und den zweiten Eingangskontakt geschaltet. Steuereingänge der Transistoren 222, 223, 224, 225 können durch die in 1 genannte Vorrichtung zum Takten des Umformers 103 angesteuert werden.
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Die Resonanzinduktivität 109 ist beispielhaft als eine Spule realisiert. Ein erster Anschluss der Resonanzinduktivität 109 ist mit einem Knotenpunkt auf einer Verbindungsleitung zwischen den Transistoren 222, 223 verbunden.
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Der Transformator 105 weist gemäß diesem Ausführungsbeispiel eine primärseitige Spule und eine sekundärseitige Spule auf, die über einen Kern verbunden sein können. Ein erster Anschluss der primärseitigen Spule ist mit einem zweiten Anschluss der Resonanzinduktivität 109 verbunden. Ein zweiter Anschluss der primärseitigen Spule ist mit einem Knotenpunkt auf einer Verbindungsleitung zwischen den Transistoren 224, 225 verbunden.
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Der Gleichrichter 107 weist gemäß diesem Ausführungsbeispiel vier Dioden 231, 232, 233, 234 auf. Die Dioden 231, 232 und die Dioden 233, 234 sind je als Reihenschaltung verschaltet. Die Kathoden der Dioden 231, 233 sind miteinander verbunden und die Anoden der Dioden 232, 234 sind miteinander verbunden. Ein erster Anschluss der sekundärseitigen Spule des Transformators 105 ist mit einem Knotenpunkt auf einer Verbindungsleitung zwischen den Dioden 231, 232 verbunden. Ein zweiter Anschluss der sekundärseitigen Spule des Transformators 105 ist mit einem Knotenpunkt auf einer Verbindungsleitung zwischen den Dioden 233, 234 verbunden.
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Der Resonanzkondensator 111 ist als ein Resonanzspeicherkondensator ausgeführt. Ein erster Anschluss des Resonanzkondensators 111 ist mit den Kathoden der Dioden 231, 233 und ein zweiter Anschluss des Resonanzkondensators 111 ist mit den Anoden der Dioden 232, 234 verbunden.
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Der Filter 113 weist eine Spule 238 und einen Kondensator 239 auf. Die Spule 238 ist zwischen den ersten Anschluss des Resonanzkondensators 111 und einen ersten Ausgangskontakt des Ausgangs 115 geschaltet. Der Kondensator 239 ist zwischen den ersten Ausgangskontakt des Ausgangs 115 und einen zweiten Ausgangskontakt des Ausgangs 115 geschaltet.
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Der Ausgang 115 des Gleichspannungswandlers weist den ersten Ausgangskontakt und den zweiten Ausgangskontakt auf. An dem ersten Ausgangskontakt kann im Betrieb des Gleichspannungswandlers beispielhaft ein Plus-Potenzial der sekundärseitigen Gleichspannung und an dem zweiten Ausgangskontakt kann beispielhaft ein Minus-Potenzial der sekundärrseitigen Gleichspannung anliegen.
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Die Resonanzinduktivität 109 stellt eine Induktivität dar, die als separates Bauteil, durch die parasitäre Induktivität des Transformators 105 oder durch eine im Transformator 105 integrierte Induktivität ausgebildet sein kann. Ebenfalls kann die Resonanzinduktivität 109 auf der Primär- oder der Sekundärseite des Transformators 105 liegen. Ebenfalls kann die Resonanzinduktivität 109 auf die Primär- und Sekundärseite des Trafos 105 verteilt werden.
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Der in 2 dargestellte DCDC-Wandler weist als Umformer 103 eine Gegentakt-Vollbrücke auf. Es kann sich bei dem Umformer 103 aber genauso um eine Halbbrücke oder jede andere Ausführung, oder sogar um einen einzelnen Leistungsschalter handeln.
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Bei jedem Takt des DCDC Wandlers wird der Resonanz-Kondensator 111 durch die am Eingang 101 anliegende Eingangsspannung geladen und bildet mit der Resonanz-Induktivität 109 einen Schwingkreis. Der Strom im Schwingkreis verläuft sinusähnlich bis zu einem Maximum und fällt danach von selbst auf Null zurück. Dies entspricht dem Verhalten eines Serien-Resonanzkreises.
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Die Schaltzeitpunkte liegen im Stromnulldurchgang, daher entstehen keine Drain-Source Schaltverluste.
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Die Einschaltdauer pro Takt ist mindestens so lange, wie die Dauer einer halben Resonanz-Schwingung.
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Die Dauer der halben Resonanz-Schwingung ist im Wesentlichen konstant und von dem Induktivitätswert der Resonanz-Induktivität 109 und dem Kapazitätswert des Resonanz-Kondensators 111 abhängig.
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Pro Arbeitstakt wird also eine definierte Energiemenge, ein sogenanntes Energiequantum, die durch den Induktivitätswert der Resonanz-Induktivität 109 und den Kapazitätswert des Resonanz-Kondensators 111 festgelegt ist, über den Transformator 105 übertragen.
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Die Wahl der Resonanzinduktivität 109 und des Resonanzkondensators 111 ergibt direkt die benötigte Einschaltdauer pro Takt und damit die maximal mögliche Taktfrequenz. Je niedriger die Taktfrequenz, desto geringer die verbleibenden Ansteuer- und Schaltverluste, aber desto größer werden vor allem die induktiven Bauelemente Resonanzdrossel 109, Trafo 105 und Ausgangsdrossel 238 oder Ausgangsdrosseln. D. h. die Wahl der Taktfrequenz ist ein Kompromiss aus Wirkungsgrad, Kosten und Bauraum.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird beispielhaft eine Eigenresonanzfrequenz von 160kHz gewählt.
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Die folgenden Formeln gelten, wenn alle Bauelemente auf einer Seite des Trafos 105 liegen. Da die Resonanzinduktivität 109 und der Resonanzkondensator 111 auf Primär- und Sekundärseite verteilt sind, müssen Spannungen und Ströme entsprechend auf eine gemeinsame Seite umgerechnet werden.
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Die Induktivität der Resonanzinduktivität 109 wird dabei mit L und die Kapazität des Resonanzkondensators 111 mit C bezeichnet.
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Für die Impedanz X0 des Gleichspannungswandlers gilt: X0 = Wurzel(L/C) = Û/Î;
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Für die Resonanzfrequenz gilt: 1/Wurzel(L × C)
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Die Kapazität des Resonanzkondensators 111 lässt sich aus der Resonanzfrequenz und der Impedanz bestimmen: C = 1/(ω × X0);
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Die Induktivität Lsek einer auf der Sekundärseite liegenden Resonanzinduktivität lässt sich aus Impedanz und der Resonanzfrequenz bestimmen: Lsek = X0/ω;
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Da die Resonanzdrossel gemäß dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel auf der Primärseite liegt, wird der Wert Lsek zum Bestimmen der Induktivität L der Resonanzinduktivität 109 noch transformiert, unter Verwendung des Übersetzungsfaktors Ü des Trafos 105: L = Lsek/Ü2;
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Im Folgenden wird ein Takt des Gleichspannungswandlers und somit ein Schwingungsverhalten der Resonanzelemente 109, 111 anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben.
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In einem ersten Zeitraum erfolgt ein Einschalten der Vollbrücke 103 in eine Richtung. An der Drossel 109 und der Primärseite des Trafos 105 wird die Eingangsspannung angelegt. Folge: Durch die Drossel 109 und den Trafo 105 fließt ein Strom, der linear ansteigt. Der Strom liegt noch unterhalb des Ausgangsstroms. Da es sich um einen Durchflusswandler handelt, fließt der Strom um den Übersetzungsfaktor des Trafos 105 verringert, ebenfalls auf der Sekundärseite über den Gleichrichter 107 zum Ausgang 115.
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In einer anschließenden Umschwingzeit übersteigt der Strom durch Drossel 109 und Trafo 105 den Ausgangsstrom, d. h. der darüber liegende Anteil kann zum Laden des Resonanzkondensators 111 genutzt werden. In Folge steigt ab hier die Spannung am Kondensator 111. Der Strom im Resonanzkreis fällt von selbst wieder ab. Solange der Strom noch über dem Ausgangstrom liegt, wird der Kondensator 111 weiter geladen. Er erreicht sein Spannungsmaximum, wenn der Strom wieder auf die Höhe des Ausgangstroms abgefallen ist. Da es sich um einen Serienresonanzkreis handelt, ergibt sich eine Spannungsüberhöhung um Faktor 2.
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In einem nachfolgenden Zeitraum fällt der Strom durch Drossel 109 und Trafo 105 wieder unter den Ausgangsstrom, d. h. der Kondensator 111 wird nicht weiter geladen, sondern gibt jetzt Ladung wieder ab. D. h. der Strom fließt umgekehrt negativ aus dem Kondensator 111 heraus Richtung Ausgang 115. Der negative Strom aus dem Kondensator 111 erreicht die Höhe des Ausgangsstroms. Der Strom durch die Resonanzdrossel 109 und den Trafo 105 fällt zum Ende dieses Zeitraums auf 0. Am Ende dieses Zeitraums werden die FETs 222, 223, 224, 225 der Vollbrücke 103 stromlos abgeschaltet.
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In einem nachfolgenden Zeitraum wird die restliche Spannung auf dem Kondensator 111 abgebaut, es fließt kontinuierlich der Ausgangsstrom aus dem Kondensator 111 bis die Spannung des Kondensators 111 wieder 0 ist.
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In einem darauffolgenden Zeitraum hält die Ausgangsdrossel den Stromfluss aufrecht. In dieser Zeit fließt der Strom über die Freilaufdiode.
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Je öfter dieser Vorgang pro Zeiteinheit wiederholt wird, desto mehr Energie wird im Mittel übertragen. Die nach dem Ausgangfilter 113 resultierende Ausgangsspannung ist proportional zur Wiederholfrequenz.
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Die 3 bis 5 zeigen zusammengehörige Signalverläufe, wie sie beim Betrieb des Gleichspannungswandlers innerhalb des Gleichspannungswandlers auftreten.
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3 zeigt ein Diagramm eines Signalverlaufs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem Signalverlauf kann es sich um eine von dem Umformer des Gleichspannungswandlers bereitgestellte primärseitige Wechselspannung 340 handeln. Der Signalverlauf weist eine Mehrzahl von Rechteckimpulsen auf, die sich ausgehend von einem Ruhepotenzial abwechselnd in positive und negative Richtung erstrecken. Die Rechteckimpulse stellen Einschaltdauern 341 des Umformers dar. Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Rechteckimpulsen liegende Zeitdauern stellen Ausschaltdauern 342 des Umformers dar. Die Einschaltdauern 341 weisen je die gleiche festgelegte Zeitdauer auf, die wie bereits ausgeführt, mindestens der Dauer einer halben Resonanzschwingung entspricht. Die zwischen zwei benachbarten Einschaltdauern liegenden Ausschaltdauern 342 sind in Ihrer Zeitdauer variabel.
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Sie Ausschaltdauern 342 werden mit der Zeit immer kürzer.
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4 zeigt ein Diagramm eines weiteren Signalverlaufs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem Signalverlauf kann es sich um eine von dem Gleichrichter des Gleichspannungswandlers bereitgestellte sekundärseitige Spannung 445 handeln. Auch kann der Signalverlauf einem gleichgerichteten Strom des Transformators oder der Kondensator-Spannung des Resonanzkondensators im Betrieb entsprechen.
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Der Signalverlauf weist ansprechend auf jede Einschaltdauer des in 3 gezeigten Signalverlaufs je eine Halbschwingung auf. Die von einer Halbschwingung eingeschlossene Fläche stellt eine aufgrund der Einschaltdauer über den Transformator übertragenen Energiemenge 446 da.
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Aufgrund der sich mit der Zeit verkürzenden Ausschaltdauern liegen die Halbschwingungen mit der Zeit immer näher zusammen.
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5 zeigt ein Diagramm eines Signalverlaufs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem Signalverlauf handelt es sich um eine Ausgangsleistung 549, die an dem Ausgang des Gleichspannungswandlers bereitgestellt wird.
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Aufgrund der sich mit der Zeit verkürzenden Ausschaltdauern und dem dadurch verursachten Zusammenrücken der Halbschwingungen steigt die Ausgangsleistung 549 mit der Zeit an. Die Ausgangsleistung variiert stark mit der Taktfrequenz.
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Die Spannungen und Ströme bei dieser Übertragungsart verlaufen sinusähnlich, wie es in 4 gezeigt ist. Dies bedeutet, dass Schaltflanken wesentlich flacher verlaufen und keine Schaltspitzen vorhanden sind und daher im Vergleich zu hart schaltenden Toplogien weniger EMV-Störungen verursacht werden.
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Der weiche Stromverlauf enthält weniger Oberwellen als vergleichbare rechteckförmige Verläufe in üblichen DCDC-Wandlern. Weiterhin entstehen an den Gleichrichter-Dioden keine Spannungsspitzen bei Wechsel der Stromrichtung (kein Reverse Recovery Effekt). Der Einsatz von teuren Sonder-Bauelementen, wie Soft Recovery oder SiC-Dioden ist hier nicht erforderlich.
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Die durchschnittliche Energiemenge, die im jeweiligen Lastpunkt übertragen wird, ist durch die Anzahl der Energiequanten pro Zeiteinheit festgelegt. D. h. durch Variation der Wiederholrate der Übertragung der Energiemenge kann der Strom bzw. die Spannung am Ausgang an der jeweiligen Last geregelt werden.
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Der DCDC-Wandler arbeitet daher mit einer festen Einschaltdauer und einer variablen Auszeit, wie es in 3 gezeigt ist. Dies ergibt eine variable Taktfrequenz in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung bzw. -Leistung.
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Die Mittelwertbildung erfolgt durch das Ausgangsfilter des Gleichspannungswandlers.
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Die Erfindung unterscheidet sich von den gängigen Resonanztopologien zum einen durch einen breiten Frequenzbereich, der von 0Hz, was keiner Ausgangsleistung entspricht bis zur Resonanzfrequenz reicht, und zum anderen durch die Lage des Resonanzkondensators nach dem Gleichrichter.
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Der beschriebene Ansatz ermöglicht eine Erhöhung des Wirkungsgrades eines DCDC-Wandlers vor allem im Teillastbereich.
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Dies ist insbesondere bei Anwendungen, bei denen es auf einen hohen Wirkungsgrad in einem breiten Lastbereich ankommt, ein Wettbewerbsvorteil. Bekannte Lösungen erreichen üblicherweise zwar einen hohen Spitzenwirkungsgrad, aber nur in einem engen Leistungsbereich.
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Anwendungen der Erfindung liegen im Bereich der Netzeinspeisung, z. B. Solarwechselrichter, unterbrechungsfreie Stromversorgung, aber auch andere DCDC-Anwendungen mit breitem Lastbereich.
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Die Verbesserung im Teillastbereich kommt durch den Zusammenhang zustande, dass herkömmliche DCDC-Wandler mit einer festen Taktfrequenz, z. B. 100kHz, oder im Falle herkömmlicher Resonanzwandler mit einer variablen Taktfrequenz in einem relativ schmalen Frequenzbereich, z. B. 80–150kHz, arbeiten. Auftretende Ansteuer- und Schaltverluste durch Umladung der Gate-Ladung eines Leistungs-MOSFet sind lastunabhängig immer vorhanden. D. h. in einem herkömmlichen DCDC-Wandler wird eine konstante Verlustleistung durch das Takten der Leistungsschalter generiert. Die konstante Verlustleistung wirkt sich prozentual bei niedrigen Ausgangleistungen stärker auf den Wirkungsgrad aus und verschlechtert diesen.
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Der beschriebene Ansatz verändert die Schaltfrequenz direkt mit der Ausgangsleistung. Bei kleiner Leistung wird weniger oft getaktet, d. h. die Schaltverluste, im Verhältnis zur Ausgangsleistung, werden geringer. Die durchschnittlichen Schaltverluste durch Umladung mehrerer Gate-Kapazitäten liegen üblicherweise im unteren einstelligen Watt-Bereich.
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Dadurch kommt der Vorteil dieser neuen Topologie besonders im Bereich kleiner bis mittlerer Ausgangsleistungen bis ca. 500W zum Tragen.
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6 zeigt ein Diagramm eines Effizienzverlaufs eines Spannungswandlers mit einer Standard DCDC-Topologie. Auf der Abszisse ist die Ausgangsleistung von 0% bis 100% aufgetragen. Eine Kennlinie 661 stellt die Effizienz über die Ausgangsleistung, eine Kennlinie 663 stellt ein „Ploss switching the Gates“ über die Ausgangsleistung und eine Kennlinie 665 ein „Ploss Rdson Copper Core“ über die Ausgangsleistung dar. Ein typisches Maximum liegt bei 90%. Ein Bereich der Kennlinie 661 ist als ein idealer Arbeitsbereich 667 gekennzeichnet.
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7 zeigt ein Diagramm eines Effizienzverlaufs einer etablierten Resonanztopologie. Auf der Abszisse ist die Ausgangsleistung von 0% bis 100% aufgetragen. Eine Kennlinie 661 stellt die Effizienz über die Ausgangsleistung, eine Kennlinie 663 stellt ein „Ploss switching the Gates“ über die Ausgangsleistung und eine Kennlinie 665 ein „Ploss Rdson Copper Core“ über die Ausgangsleistung dar. Ein typisches Maximum liegt bei 95%. Ein Bereich der Kennlinie 661 ist als ein idealer Arbeitsbereich 667 gekennzeichnet.
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8 zeigt ein Diagramm eines Effizienzverlaufs eines Spannungswandlers gemäß dem beschriebenen Ansatz, beispielsweise eines Spannungswandlers, wie er in 2 gezeigt ist. Auf der Abszisse ist die Ausgangsleistung von 0% bis 100% aufgetragen. Eine Kennlinie 661 stellt die Effizienz über die Ausgangsleistung, eine Kennlinie 663 stellt ein „Ploss switching the Gates“ über die Ausgangsleistung und eine Kennlinie 665 ein „Ploss Rdson Copper Core“ über die Ausgangsleistung dar. Ein typisches Maximum liegt bei 5%. Ein Bereich der Kennlinie 661 ist als ein idealer Arbeitsbereich 667 gekennzeichnet. Der ideale Arbeitsbereich 667 erstreckt sich annähernd in einem Bereich von 10 bis 90% der Ausgangsleistung.
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9 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Takten eines Umformers eines Gleichspannungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
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In einem Schritt 971 wird eine Einschaltdauer festgelegt, während der der zumindest eine Schalter des Umformers pro Takt geschlossen ist. Entsprechende Einschaltdauern sind in 3 gezeigt. Die Einschaltdauer wird dabei auf eine Zeitspanne festgelegt, die mindestens so lang wie eine halbe Periodendauer einer Resonanzschwingung eines aus der Resonanzinduktivität und dem Resonanzkondensator gebildeten Serien-Resonanzkreises ist.
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In einem Schritt 973 wird eine Ausschaltdauer eingestellt, während der der zumindest eine Schalter des Umformers pro Takt geöffnet ist. Entsprechende Ausschaltdauern sind in 3 gezeigt. Das Einstellen der Ausschaltdauer kann dabei abhängig von der Einschaltdauer, einem Kapazitätswert des Resonanzkondensators, einem Induktivitätswert der Resonanzinduktivität und einem gewünschten Wert für die sekundärseitige Gleichspannung oder einem gewünschten Wert für die Ausgangsleistung erfolgen. Je größer die gewünschte Ausgangsspannung oder Ausgangsleistung ist, desto kleiner wird die Ausschaltdauer eingestellt. Die Einschaltdauer kann dabei konstant gehalten werden.
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10 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Wandeln von Gleichspannung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Verfahren kann beispielsweise im Zusammenhang mit dem in 2 gezeigten Gleichspannungswandler ausgeführt werden.
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In einem Schritt 1001 wird eine primärseitige Gleichspannung empfangen und in einem Schritt 1003 in eine primärseitige Wechselspannung umgeformt. Die primärseitige Wechselspannung wird in einem Schritt 1005 in eine sekundärseitige Wechselspannung transformiert und in einem Schritt 1007 in eine sekundärseitige Spannung gleichgerichtet. In einem Schritt 1009 wird eine Resonanzeinrichtung, die wie beispielsweise anhand von 1 oder 2 gezeigt, eine Resonanzinduktivität und einen Resonanzkondensator aufweist angeregt, um unter Verwendung der sekundärseitigen Spannung eine geglättete sekundärseitige Spannung bereitzustellen. In einem Schritt 1011 wird die geglättete sekundärseitige Spannung gefiltert, um eine gefilterte sekundärseitige Spannung bereitzustellen. In einem Schritt 1013 wird die gefilterte sekundärseitige Spannung als sekundärseitige Gleichspannung ausgegeben.
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Die beschriebenen und in den Figuren gezeigten Ausführungsbeispiele sind nur beispielhaft gewählt. Unterschiedliche Ausführungsbeispiele können vollständig oder in Bezug auf einzelne Merkmale miteinander kombiniert werden. Auch kann ein Ausführungsbeispiel durch Merkmale eines weiteren Ausführungsbeispiels ergänzt werden.
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Ferner können erfindungsgemäße Verfahrensschritte wiederholt sowie in einer anderen als in der beschriebenen Reihenfolge ausgeführt werden.
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Umfasst ein Ausführungsbeispiel eine „und/oder“ -Verknüpfung zwischen einem ersten Merkmal und einem zweiten Merkmal, so ist dies so zu lesen, dass das Ausführungsbeispiel gemäß einer Ausführungsform sowohl das erste Merkmal als auch das zweite Merkmal und gemäß einer weiteren Ausführungsform entweder nur das erste Merkmal oder nur das zweite Merkmal aufweist.
