WO2015091373A1 - Verfahren zum steuern eines vollbrücken dc/dc-wandlers - Google Patents

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Allan SANCHEZ
Josef MÖSENEDER
Andreas Ehrengruber
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Fronius International Gmbh
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Definitions

  • the subject invention relates to a method for controlling a full-bridge DC / DC converter having a primary-side full bridge and a secondary-side output rectifier, which are interconnected by a transformer, wherein the full bridge with each arranged in the two bridge arms two series-connected switches in time succession following and repeatedly through a positive active phase, a positive passive phase, a negative active phase and a negative passive phase is switched through, with active and passive phases alternating.
  • Full bridges DC / DC converters consist on the primary side of a full bridge with two bridge branches each with two semiconductor switches (usually designed as FET, MOSFET or IGBT). Between the semiconductor switches of each bridge branch, the primary side of a transformer is connected.
  • the secondary side of the transformer is provided with a secondary rectifier of any design, e.g. as a synchronous rectifier with a midpoint circuit and active switches or as a midpoint rectifier with diodes.
  • a secondary rectifier of any design, e.g. as a synchronous rectifier with a midpoint circuit and active switches or as a midpoint rectifier with diodes.
  • a secondary rectifier of any design, e.g. as a synchronous rectifier with a midpoint circuit and active switches or as a midpoint rectifier with diodes.
  • a secondary rectifier On the secondary side rectifier is a
  • full-bridge phase shift converter In a full bridge DC / DC converter with phase control (so-called full-bridge phase shift converter), the output voltage is controlled by the phase angle of the rectangular voltages of the two bridge arms of the primary-side full bridge is controlled to each other.
  • the duty cycle of the two bridge branches is preferably 50%, reduced by a constant or variable dead time.
  • switching can also be used
  • Zero voltage (so-called zero voltage switching, ZVS) be provided.
  • ZVS Zero voltage
  • a full-bridge FET semiconductor switch is known to have a parallel intrinsic body diode and a parasitic output capacitance which can also be used for zero voltage switching.
  • Such a full bridge DC / DC converter with phase angle control and ZVS is known for example from US 2013/0223103 A1.
  • 1 1 1 B1 ZVS is sought. It is provided to delay switching to a passive switching phase so far, so that the primary-side voltage has dropped to zero. By switching to a passive switching phase, a short circuit is generated on the secondary side via the secondary side of the transformer.
  • US 2004/0136209 A1 can be taken for a DC / DC converter without center-tapped transformer.
  • JP 2005-1 10384 A2 describes a DC / DC converter with a diode bridge on the secondary side and aims to prevent resulting voltage peaks when switching the primary-side switch. For this purpose, a short circuit in the positive active phase is generated on the secondary side by additional active switches in the diode bridge, and is only canceled again in the following negative active phase.
  • This problem occurs, for example, in US Pat. No. 6,185,111 B1 or US 2004/0136209 A1.
  • various measures are proposed in the prior art. Some are based on incorporating some additional inductance as energy storage in some way to use the extra low-load energy stored therein to switch to zero voltage. Examples of this are the above-mentioned US 2013/0223103 A1 or US Pat. No. 5,563,775 A. However, the additional inductance generally requires additional installation space, causes additional costs and is therefore disadvantageous.
  • US 6,185,111 B1 or US 2004/0136209 A1 do not address ZVS at low loads.
  • This object is achieved in that in the transition phase from the active to the passive phase before switching to a passive phase in secondary secondary output rectifier a short circuit is generated by the resulting short-circuit current on the secondary side of the transformer an increase in the primary current over causes the primary side of the transformer.
  • This short-circuit current forces an increase in the primary current on the primary side of the transformer, which in turn increase the currents caused by the capacity of the switch.
  • the additional current is sufficient to fully charge and discharge the capacitances of the switches and therefore to realize ZVS.
  • the increase in the primary current does not affect the load L of the full bridge DC / DC converter.
  • the short circuit in the output rectifier is advantageously canceled before switching to the following active phase.
  • the short circuit is maintained during the passive phase to store sufficient energy in the leakage inductance of the transformer by the increased primary current for the following switching action in the full bridge, so that switching at zero voltage is ensured.
  • the short circuit is preferably generated after the termination of the preceding active phase.
  • the switch-on time of the switches of the first bridge branch or of the second bridge branch can be reduced for a transition into a blocking mode of the full-bridge DC / DC converter.
  • the size of the negative output currents can be limited to an acceptable and safe level in a simple manner.
  • the short circuit is generated in the secondary-side output rectifier during a passive phase in order to ensure that the active phase is not interrupted by the switching in the output rectifier, which would be disadvantageous for the blocking mode.
  • the turn-on time of the switch of the first bridge branch or the second bridge branch is increased. This can be easily switched from lock mode to full load of the full bridge DC / DC converter.
  • the switch-on times of the switches of the first bridge branch or of the second bridge branch are advantageously set earlier in time for a transition from the blocking mode to the normal mode of the full bridge DC / DC converter. This shortens the active switching phases of the full bridge DC / DC converter 1 shorten, which is the control unit of the
  • Full bridges DC / DC converter forces to correct the phase position in order to achieve the desired output voltage. This can be repeated until the desired duty cycle in the full bridge of the full bridge DC / DC converter of 50% is reached.
  • the subject invention will be explained in more detail below with reference to Figures 1 to ..., which show by way of example, schematically and not by way of limitation advantageous embodiments of the invention. It shows
  • Fig.21 the switching of the full bridge DC / DC converter from the lock mode to normal operation.
  • the full bridge 2 shows an inventive full bridge DC / DC converter 1 with phase control and switching at zero position (ZVS) is shown.
  • the primary-side full bridge 2 is connected on the input side to a DC voltage source VDC, and a smoothing capacitor C in can also be provided at the input.
  • the full bridge 2 consists of two bridge branches 3a, 3b with two series-connected switches S1, S2 in the bridge branch 3a and two series-connected switches S3, S4 in the bridge branch 3b.
  • the switches S1, S2, S3, S4 can be designed as semiconductor switches, such as FET, MOSFET, IGBT, etc.
  • the switches S1, S2, S3, S4 are controlled by a control unit S, as indicated in Fig. 1.
  • a diode D1, D2, D3, D4 and a capacitor C1, C2, C3, C4 are arranged in parallel with the switches S1, S2, S3, S4 (in the case of semiconductor switches usually formed from the intrinsic body diode and parasitic output capacitance) in order in conjunction with the leakage inductance L
  • switches S1, S2 and S3, S4 of each bridge branch 3a, 3b bridge tapping points A, B are provided.
  • the primary side of the transformer T is connected as usual at the bridge tap points A, B between the two bridge branches 3a, 3b, so that the primary current i P via the switched between the bridge tap points A, B primary winding of the transformer T. flows.
  • the secondary side of the transformer T is connected to an output rectifier 5, here in the form of a synchronous rectifier.
  • the output rectifier 5 is designed here as a mid-point circuit 4 with two rectifier branches 4a, 4b, each with a switch S5, S6 and with an output inductance L 0 .
  • the switches S5, S6 can in turn be designed as semiconductor switches, such as FET, MOSFET, IGBT, etc. and can be controlled by a control unit S again.
  • a smoothing capacitor C 0 can also be provided in the output rectifier 5 after the output inductance L 0 .
  • an electric load L is connected, through which the output current l out flows.
  • the switch-on duration of the switches S1, S2, S3, S4 of the two bridge branches 3a, 3b of the full bridge 2 is preferably kept constant at 50% (minus a dead time).
  • the output voltage U ou t is set, depending on the load L, such as a battery, a welding arc, an electrical device, etc., to an output current l out and leads to a primary current i P.
  • Such a full bridge DC / DC converter 1 with phasing control and ZVS can be used for example in a switching power supply, as a power source for a welding machine or in a battery charger.
  • 2 shows by way of example the typical characteristic of the output current lout (top) and of the primary current I P (bottom) respectively as a function of the phase position PS when using the full bridge DC / DC converter 1 with phase position control and ZVS as a battery charger, ie with a capacitive load L.
  • the significant bend in the output strom futurisitik results from the transition from discontinuous current flow in the output inductor L 0 (discontinuous conduction mode, DCM) for continuous current flow in the output inductor L 0 (continuous conduction mode, CCM).
  • DCM is created because a charger must maintain battery voltage even after the main charge sequence. Therefore, the charger and thus the full bridge DC / DC converter 1 must be able to deliver even small output currents Ut (DCM). However, such low currents are not sufficient to realize switching at zero voltage in the switches S1, S2, S3, S4 of the full bridge 2. Of course, the same problems can occur in other applications of a full-bridge DC / DC converter 1 with phase control and ZVS.
  • FIG. 3 shows the positive active switching phase of the full-bridge DC / DC converter 1 between the time t-1 and t 2
  • FIG. 4 shows the associated switch positions of the switches S1, S2, S3, S4, S5, S6 and the time profile of the primary current i P.
  • the switches S1 and S4 of the full bridge 2 are closed and the switch S5 of the output rectifier 5 is closed and the switch S6 of the output rectifier 5 is opened.
  • the switches S5, S6 are shown with different amplitudes in FIG. This results in a current flow of the primary current i P through the primary side of the transformer T and to an output current I out .
  • FIGS. 5 and 6 The transition from the active to the passive positive switching phase at time t 2 is shown in FIGS. 5 and 6 in conjunction with FIG.
  • This transition phase is initiated at time t 2 by opening the switch S1 of the first bridge branch 3a.
  • the primary current i P would be too low to fully charge the capacitor C1 at the switch S1 by the resulting current i C i and to completely discharge the capacitance C2 at the switch S2 by the resulting current i C2 .
  • ZVS could not be realized at low load L.
  • the time t 2 on the secondary side of the full-bridge DC / DC converter 1 generates a short circuit in the secondary side output rectifier 5, which causes an additional short circuit current i K on the secondary side of the transformer T.
  • the short-circuit current i K circulates in the output rectifier 5 via the rectifier branches 4a, 4b and the secondary side of the transformer T. This is achieved in the embodiment shown by also closing the switch S6 of the output rectifier 5 (FIG. 6).
  • the additional short-circuit current i K circulates here through the secondary side of the transformer T, the switch S5 and the switch S6. If the capacitances C1, C2 are not completely discharged or charged, the short-circuit is applied when voltage is still applied to the primary side of the transformer T.
  • This short-circuit current i K therefore forces an increase of the primary current i P on the primary side of the transformer T by the current i P ', which in turn causes an increase of the currents through the capacitances C1 and C2 by i C i' and i C2 .
  • the additional current i P ' is determined by the leakage inductance L
  • the resulting currents (i C i + ici ') and (ic2 + ic2') across the capacitances C1, C2 are sufficient to fully charge and discharge them and therefore to realize ZVS.
  • the switch S4 is opened in the second bridge branch 3b and the switch S3 is closed, as will be described with reference to FIG.
  • the switch S5 in the output rectifier 5 is opened on the secondary side of the full bridge DC / DC converter 1 and the switch S6 remains closed.
  • the short circuit in the secondary-side output rectifier 5 is terminated.
  • k stored on the primary side of the full bridge DC / DC converter 1 additional energy is used to safely completely discharge the capacitance C3 and safely completely charge the capacitance C4, so as to realize ZVS when switching, even at low loads L. ,
  • the output rectifier 5 must be actively controlled as a function of the switching state of the full bridge 2 in order to produce the short circuit at the required times.
  • an active switching phase characterized by diametrically (with respect to the Brückenabgriffsticianen A, B) in the bridge branches 3a, 3b closed switch S1 and S4 or S2 and S3, to a passive switching phase, characterized by side by side (based on the Brückenabgriffsfrac A, B) closed switches S1 and S3 or S2 and S4, a short circuit can be generated.
  • the short circuit In the case of the reverse transition from a passive switching phase to an active one Switching phase, the short circuit must be canceled again.
  • the short circuit preferably remains upright.
  • the switches S5, S6 of the secondary-side output rectifier 5, here in the form of a synchronous rectifier, are actively controlled, e.g. from a control unit S.
  • the switch-on points of the switches S5, S6 are synchronized with the switch points of the switches S1, S2, S3, S4 of the full bridge 2 as described below in order to be able to convert ZVS.
  • the switches S1, S2 and S3, S4 of the two bridge branches 3a, 3b do not switch at exactly the same time but with a switching delay V, typically in the ns range, eg 100ns to 300ns, as shown in FIG.
  • the switch-on point of the switch S5, S6 of the output rectifier 5, which causes the short circuit on the secondary side, must be synchronized with the switch-off time of the respective switch S1, S2, S3, S4 of the full bridge 2, as shown in FIG. S2 and S6 is described.
  • the optimum switch-on point SP1 for the switch S6 of the secondary-side output rectifier 5 is in the range of the switching delay V between the switches S1, S2 of the first bridge branch 3a (corresponding to FIG. 6, FIG. 4).
  • the optimum switch-on point SP1 is therefore in the transition phase from the active to the passive phase, ie after the active phase has ended by opening the switch S1 and before the passive phase has begun by closing the switch S2.
  • a switch-on time SP2 before switching off the switch S1, ie before the active phase has ended, would lead to a higher additional primary current i P '.
  • a switch-on time SP3 after the switch S2 has been switched on, ie after the passive phase has been started, would prevent ZVS at low loads and must therefore be avoided in any case. The same applies analogously to the switch-on of the switch S5.
  • the switch-off times of the switches S5, S6 of the secondary-side output rectifier 5 are preferably set at or in the vicinity of a current zero crossing of the current through the switches S5, S6. Too early off timing would increase the time period in which the body diode conducts switches S5, S6, which would manifest in efficiency loss due to higher conduction losses, and would further increase the body diode's stall delay time Switches S5, S6 lead, which would lead to higher losses and higher voltage peaks at the switches S5, S6. A too late switch-off point would result in a secondary short circuit while the primary side is in the positive or negative active phase.
  • the duty cycle of the switches S1, S2 in the first bridge branch 3a of the full bridge 2 is drastically reduced, preferably to a value between zero and the minimum possible duty D min , which is essentially specified by the specification of the switch S1, S2 in the form of the switching time.
  • Normal switch-on durations D of switches S1, S2 used are in the range of> 70ns.
  • the switches S3, S4 of the second bridge branch 3b continue to operate as described above. This is exemplified in Fig.12.
  • the switch-on and switch-off of the switches S5, S6 of the rectifier 5 are also set as described above, so synchronized to the switches S1, S2.
  • the duty cycle D of the switches S1, S2 of the first bridge branch 3a could be reduced.
  • the switches S1, S2 of the first bridge branch 3a would be switched as in a standard full bridge 2 with phase control.
  • FIG. 13 shows the positive active switching phase in the blocking mode BM in the period between t- 1 and t 2 .
  • FIG. 14 again shows the time profile of the output current Ut, of the primary current i P and the switching positions of the switches S3, S4, S5, S6.
  • the switch S4 of the second bridge branch 3b and the switch S5 of the output rectifier 5 are closed when the switch S3 is open. Via the conducting diode D1 of the first switch S1, the output current driven from the negative primary current Ut l P flows to the DC voltage source VDC.
  • the voltage applied to the smoothing capacitor C in is also applied to the primary side of the transformer T, which forces a positive slope of the output current Ut, as a result of which it decreases.
  • the negative primary current i P in this period t-1 - 1 2 which ultimately causes the primary current i P changes the sign, as indicated in Fig.15. Since the switch S1 is open, the capacitance C1 is charged by the primary current i P and the capacitance C2 is discharged. By discharging the capacitor C2, the diode D2 of the switch S2 becomes conductive, which at the time t 2, the transition from the active positive to the positive passive switching phase of the lock mode BM, which is shown in Fig.
  • switch S5 of the rectifier 5 After switch S5 of the rectifier 5 has been opened is initiated at time t 3 by ⁇ ff- NEN of the switch S4, the transition from the positive to the negative phase passive switching active switching phase, as shown in Fig.18. At this time, the capacity C4 of the switch S4 is charged and the capacity C3 of the switch S3 is discharged. At time t 4 , the switch S3 is closed without voltage, which in turn switching at zero crossing (ZVS) is realized. This is followed by the negative active switching phase between time t 4 and t 5 (FIG. 19) until the sign of the primary current i P changes again at time t 5 , whereby the transition from the negative active switching phase to the negative passive switching phase (FIG.
  • the switches S1, S2 are switched in the blocking mode BM with a very short duty cycle D, as explained with reference to FIG. 12, and the switch-on time of the switches S5, S6 is synchronized with the switches S1, S2, as described above.
  • the switch-on time of the switch S6 is again selected in the range of the switching delay V between the switches S1, S2.
  • the switch-on time of the switch S6 is selected during the positive passive switching phase in the period from t 2 to t 3 , but at least not in the positive active switching phase, if voltage on the primary side of the Transformer T is present. This applies analogously to the negative passive phase and also to the control of the switch S5 for the blocking mode BM.
  • the mode M2 will be selected as shown in Fig. 21.
  • the turn-on timings of the switches S1, S2 are set earlier in time, e.g. at a time At, which at the same time also the turn-on of the switches S5, S6 in the output rectifier 5 (which are synchronized to the switches S1, S2 synchronized) are set earlier. This would shorten the active switching phases of the full-bridge DC / DC converter 1, which would lead to a reduction of the output voltage. This forces the control unit S of the full bridge DC / DC converter 1 to correct the phase position PS to achieve the target output voltage. This can now be repeated until the desired duty cycle of 50% is reached. By the control unit S, the necessary phase position PS is set.

Abstract

Um bei einem Vollbrücken DC/DC-Wandler (1) mit Phasenlagensteuerung Schalten bei Nullspannung (ZVS) zu ermöglichen, ohne dafür eine zusätzliche Induktivität vorsehen zu müssen, ist vorgesehen, dass in der Übergangsphase von der aktiven in die passive Phase vor dem Umschalten in eine passive Phase der Vollbrücke (2) im sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter (5) ein Kurzschluss erzeugt wird, der durch den entstehenden Kurzschlussstrom (ik) über die Sekundärseite des Transformators (T) eine Erhöhung des Primärstromes (ip) über die Primärseite des Transformators (T) bewirkt.

Description

Verfahren zum Steuern eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers
Die gegenständliche Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Vollbrücken DC/DC- Wandlers mit einer primärseitigen Vollbrücke und einem sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter, die durch einen Transformator miteinander verbunden sind, wobei die Vollbrücke mit den jeweils in den beiden Brückenzweigen angeordneten zwei in Serie geschalteten Schaltern zeitlich hintereinander folgend und wiederholend durch eine positive aktive Phase, eine positive passive Phase, eine negative aktive Phase und eine negative passive Phase durchgeschalten wird, wobei sich aktive und passive Phasen abwechseln.
Vollbrücken DC/DC-Wandler (sogenannte full-bridge Converter) bestehen primärseitig aus einer Vollbrücke mit zwei Brückenzweigen mit jeweils zwei Halbleiterschaltern (in der Regel als FET, MOSFET oder IGBT ausgeführt). Zwischen den Halbleiterschaltern jedes Brückenzweiges ist die Primärseite eines Transformators angeschlossen. Die Sekundärseite des Transformators ist mit einem sekundärseitigen Gleichrichter in beliebiger Ausführung, z.B. als Synchrongleichrichter mit Mittelpunkt-Schaltung und aktiven Schaltern oder als Mittel- punktgleichrichter mit Dioden, verbunden. An den sekundärseitigen Gleichrichter ist eine
Last angeschlossen. Solche Vollbrücken DC/DC-Wandler sind hinlänglich bekannt. Beispiele dafür finden sich z.B. in J. Dudrik, et al.,„Novel soft switching DC/DC Converter with con- trolled Output rectifier", 15th International Power Electronics and Motion Control Conference, EPE-PEMC 2012 ECCE Europe, Novi Sad, in der US 6,185,1 1 1 B1 oder in der JP 2005 1 10384 A2.
Bei einem Vollbrücken DC/DC-Wandler mit Phasenlagensteuerung (sogenannte full-bridge phase shift Converter) wird die Ausgangsspannung gesteuert, indem die Phasenlage der rechteckförmigen Spannungen der beiden Brückenzweige der primärseitigen Vollbrücke zueinander geregelt wird. Die Einschaltdauer der beiden Brückenzweige ist dabei bevorzugt 50%, verringert um eine konstante oder variable Totzeit.
Um den Schaltverlust der Halbleiterschalter zu reduzieren, kann auch Schalten bei
Nullspannung (sogenanntes zero voltage switching, ZVS) vorgesehen sein. Die Funktionsweise von ZVS ist dabei hinlänglich bekannt, weshalb hier nicht näher darauf eingegangen wird. Dazu werden an den einzelnen Halbleiterschaltern der Vollbrücke parallel jeweils ein Kondensator und eine Diode geschaltet. Ein FET Halbleiterschalter einer Vollbrücke hat bekannter Weise eine parallele intrinsische Body-Diode und eine parasitäre Ausgangskapazität, die auch für Schalten bei Nullspannung genutzt werden können. Ein solcher Vollbrücken DC/DC-Wandler mit Phasenlagensteuerung und ZVS geht z.B. aus der US 2013/0223103 A1 hervor. Auch in der US 6,185,1 1 1 B1 wird ZVS angestrebt. Dabei ist vorgesehen, das Umschalten in eine passive Schaltphase so weit zu verzögern, sodass die primärseitige Spannung auf Null abgesunken ist. Mit dem Umschalten in eine passive Schaltphase wird sekundärseitig ein Kurzschluss über die Sekundärseite des Transformators erzeugt. Ähnliches kann der US 2004/0136209 A1 für einen DC/DC-Wandler ohne Transformator mit Mittelpunktanzapfung entnommen werden.
Die JP 2005-1 10384 A2 beschreibt einen DC/DC-Wandler mit einer Diodenbrücke auf der Sekundärseite und zielt darauf ab, entstehende Spannungsspitzen beim Schalten der pri- märseitigen Schalter zu verhindern. Dazu wird auf der Sekundärseite durch zusätzliche akti- ve Schalter in der Diodenbrücke ein Kurzschluss in der positiven aktiven Phase erzeugt und erst wieder in der folgenden negativen aktiven Phase aufgehoben.
Bei niedriger Last und daraus resultierendem geringen Primärstrom iP ist in herkömmlichen Vollbrücken DC/DC-Wandler mit Phasenlagensteuerung und ZVS das Schalten bei
Nullspannung bekanntermaßen nicht oder nur eingeschränkt möglich. Dies rührt davon, dass bei niedriger Last nicht genügend Energie (durch Primärstrom iP gemäß E=1/2-L-iP 2 in Induktivität L gespeichert) vorhanden ist, um die Schalterkapazitäten vollständig zu laden und zu entladen, was für ZVS notwendig ist. Dieses Problem tritt z.B. in der US 6,185,1 1 1 B1 oder der US 2004/0136209 A1 auf. Um dieses Problem zu beheben, werden im Stand der Technik verschiedenste Maßnahmen vorgeschlagen. Einige basieren darauf, in irgendeiner Art und Weise eine zusätzliche Induktivität als Energiespeicher einzubringen, um die darin gespeicherte zusätzliche Energie bei niedriger Last zum Schalten bei Nullspannung zu verwenden. Beispiele dafür sind die bereits oben erwähnte US 2013/0223103 A1 oder die US 5,563,775 A. Die zusätzliche Induktivität benötigt aber in der Regel zusätzlichen Bauraum, verursacht zusätzlichen Kosten und ist daher nachteilig. Die US 6,185,1 1 1 B1 oder die US 2004/0136209 A1 gehen nicht auf ZVS bei niedrigen Lasten ein.
Es ist daher eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung, einen Vollbrücken DC/DC- Wandler mit Phasenlagensteuerung und ZVS anzugeben, der für die Halbleiterschalter der Vollbrücke ohne zusätzliche Induktivität das Schalten bei Nullspannung (ZVS) auch bei niedrigen Lasten ermöglicht. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass in der Übergangsphase von der aktiven in die passive Phase vor dem Umschalten in eine passive Phase im sekundärseiti- gen Ausgangsgleichrichter ein Kurzschluss erzeugt wird, der durch den entstehenden Kurzschlussstrom über die Sekundärseite des Transformators eine Erhöhung des Primärstromes über die Primärseite des Transformators bewirkt. Dieser Kurzschlussstrom erzwingt auf der Primärseite des Transformators eine Erhöhung des Primärstromes, was wiederum eine Er- höhung der Ströme durch die Kapazitäten der Schalter bewirkt. Der zusätzliche Strom ist ausreichend, um die Kapazitäten der Schalter vollständig zu laden und zu entladen und daher um ZVS zu realisieren. Die Erhöhung des Primärstromes beeinflusst dabei die Last L des Vollbrücken DC/DC-Wandlers nicht. Um schädliche Spannungsspitzen an den Schaltern des Ausgangsgleichrichters zu verhindern, wird der Kurzschluss im Ausgangsgleichrichter vorteilhafterweise vor dem Umschalten in die folgende aktive Phase aufgehoben.
Vorzugsweise wird der Kurzschluss während der passiven Phase aufrechterhalten, um durch den erhöhten Primärstrom für die folgende Schalthandlung in der Vollbrücke ausreichend Energie in der Streuinduktivität des Transformators zu speichern, sodass dafür Schalten bei Nullspannung sichergestellt ist.
Um eine zu große Erhöhung des Primärstromes zu verhindern, wird der Kurzschluss vorzugsweise nach dem Beenden der vorangehenden aktiven Phase erzeugt.
Im Falle negativer Ausgangströme kann für einen Übergang in einen Sperrmodus des Voll- brücken DC/DC-Wandlers die Einschaltzeitdauer der Schalter des ersten Brückenzweiges oder des zweiten Brückenzweiges reduziert werden. Damit kann auf einfache Weise die Größe der negativen Ausgangsströme auf ein akzeptables und sicheres Maß begrenzt werden.
Vorzugsweise wird im Sperrmodus der Kurzschluss im sekundärseitigen Ausgangsgleich- richter während einer passiven Phase erzeugt, um sicher zu stellen, dass die aktive Phase durch das Schalten im Ausgangsgleichrichter nicht unterbrochen wird, was nachteilig für den Sperrmodus wäre.
Für einen Übergang vom Sperrmodus in einen Normalbetrieb des Vollbrücken DC/DC- Wandlers wird vorteilhafterweise die Einschaltzeitdauer der Schalter des ersten Brücken- zweiges oder des zweiten Brückenzweiges erhöht. Damit kann einfach von Sperrmodus auf Volllast des Vollbrücken DC/DC-Wandlers umgeschaltet werden.
Für Teillast wird für einen Übergang vom Sperrmodus in den Normalbetrieb des Vollbrücken DC/DC-Wandlers die Einschaltzeitpunkte der Schalter des ersten Brückenzweiges oder des zweiten Brückenzweiges vorteilhafterweise zeitlich früher gesetzt. Das verkürzt die aktiven Schaltphasen des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 verkürzen, was die Steuereinheit des
Vollbrücken DC/DC-Wandlers dazu zwingt, die Phasenlage zu korrigieren, um die angestrebte Ausgangsspannung zu erreichen. Das kann wiederholt werden, bis die angestrebte Einschaltdauer in der Vollbrücke des Vollbrücken DC/DC-Wandlers von 50% erreicht ist. Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis ... näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt
Fig.1 einen Vollbrücken DC/DC-Wandler,
Fig.2 eine typische Charakteristik des Ausgangsstromes und des Primärstromes eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers in Abhängigkeit von der Phasenlage,
Fig.3 bis 9 Schaltphasen des Vollbrücken DC/DC-Wandlers in Normalbetrieb bei einer erfindungsgemäßen Steuerung,
Fig.10 die Schaltpunkte der Schalter des Ausgangsgleichrichters bei einer erfindungsgemäßen Steuerung,
Fig.1 1 eine für gewisse Anwendungen erwünschte Charakteristik des Ausgangsstromes und des Primärstromes eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers in Abhängigkeit von der Phasenlage,
Fig.12 die reduzierte Einschaltdauer der Schalter eines Brückenzweiges der Vollbrücke im Sperrmodus,
Fig.13 bis 20 Schaltphasen des Vollbrücken DC/DC-Wandlers im Sperrmodus bei einer erfindungsgemäßen Steuerung und
Fig.21 das Umschalten des Vollbrücken DC/DC-Wandlers aus dem Sperrmodus in den Normalbetrieb.
In Fig.1 ist ein erfindungsgemäßer Vollbrücken DC/DC-Wandler 1 mit Phasenlagensteuerung und Schalten bei Nulllage (ZVS) dargestellt. Die primärseitige Vollbrücke 2 ist eingangsseitig an eine DC-Spannungsquelle VDC angeschlossen und es kann am Eingang auch ein Glät- tungskondensator Cin vorgesehen sein. Die Vollbrücke 2 besteht aus zwei Brückenzweigen 3a, 3b mit zwei in Serie geschalteten Schaltern S1 , S2 im Brückenzweig 3a und zwei in Serie geschalteten Schaltern S3, S4 im Brückenzweig 3b. Die Schalter S1 , S2, S3, S4 können als Halbleiterschalter, wie z.B. als FET, MOSFET, IGBT, etc. ausgeführt sein. Die Schalter S1 , S2, S3, S4 werden von einer Steuereinheit S, wie in Fig. 1 angedeutet gesteuert. Parallel zu den Schaltern S1 , S2, S3, S4 ist jeweils eine Diode D1 , D2, D3, D4 und eine Kapazität C1 , C2, C3, C4 angeordnet (bei Halbleiterschaltern in der Regel gebildet aus der intrinsischen Body-Diode und parasitären Ausgangskapazität), um in Verbindung mit der Streuinduktivität L|k und der Hauptinduktivität Lh des Transformators T, Schalten bei Nulllage (ZVS) zu realisieren. Zwischen den Schaltern S1 , S2 und S3, S4 jedes Brückenzweiges 3a, 3b sind Brückenabgriffspunkte A, B vorgesehen.
Die Primärseite des Transformators T ist wie üblich an den Brückenabgriffspunkten A, B zwischen die beiden Brückenzweige 3a, 3b geschaltet, sodass der Primärstrom iP über die zwischen die Brückenabgriffspunkte A, B geschaltete Primärwicklung des Transformators T fließt. Die Sekundärseite des Transformators T ist mit einem Ausgangsgleichrichter 5, hier in Form eines Synchrongleichrichters, verbunden. Der Ausgangsgleichrichter 5 ist hier als Mittelpunkt-Schaltung 4 mit zwei Gleichrichterzweigen 4a, 4b mit jeweils einem Schalter S5, S6 und mit einer Ausgangsinduktivität L0 ausgeführt. Die Schalter S5, S6 können wiederum als Halbleiterschalter, wie z.B. als FET, MOSFET, IGBT, etc. ausgeführt sein und können wieder von einer Steuereinheit S angesteuert werden. Optional, aber in der Regel, z.B. als Filter, erwünscht, kann im Ausgangsgleichrichter 5 nach der Ausgangsinduktivität L0 auch ein Glät- tungskondensator C0 vorgesehen sein. An den sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter 5 wird eine elektrische Last L angeschlossen, durch die der Ausgangsstrom lout fließt. Bei Phasenlagensteuerung wird die Einschaltdauer der Schalter S1 , S2, S3, S4 der beiden Brückenzweige 3a, 3b der Vollbrücke 2 vorzugsweise konstant bei 50% (abzüglich einer Totzeit) gehalten. Durch die Phasenlage PS der rechteckförmigen Spannungen in den Brückenzweigen 3a, 3b wird die Ausgangsspannung Uout eingestellt, die in Abhängigkeit von der Last L, wie z.B. eine Batterie, ein Schweißlichtbogen, ein elektrisches Gerät, etc., zu einem Aus- gangstrom lout und zu einem Primärstrom iP führt.
Ein solcher Vollbrücken DC/DC-Wandler 1 mit Phasenlagensteuerung und ZVS kann z.B. in einem Schaltnetzteil, als Stromquelle für ein Schweißgerät oder in einem Batterieladegerät eingesetzt werden. Fig.2 zeigt beispielhaft die typische Charakteristik des Ausgangsstromes lout (oben) und des Primärstromes lP (unten) jeweils in Abhängigkeit von der Phasenlage PS bei Verwendung des Vollbrücken DC/DC-Wandler 1 mit Phasenlagensteuerung und ZVS als Batterieladegerät, also mit einer kapazitiven Last L. Der signifikante Knick in der Ausgangs- stromcharakterisitik ergibt sich aus dem Übergang von diskontinuierlichem Stromfluss in der Ausgangsdrossel L0 (discontinuous conduction modus, DCM) zum kontinuierlichen Stromfluss in der Ausgangsdrossel L0 (continuous conduction modus, CCM). DCM entsteht bei- spielsweise, weil ein Ladegerät die Batteriespannung auch nach der Hauptladesequenz aufrechterhalten muss. Deshalb muss das Ladegerät und damit der Vollbrücken DC/DC- Wandler 1 in der Lage sein, auch kleine Ausgangsströme Ut (DCM) zu liefern. Solche niedrigen Ströme reichen aber nicht aus, um Schalten bei Nullspannung in den Schaltern S1 , S2, S3, S4 der Vollbrücke 2 zu realisieren. Gleiche Probleme können natürlich auch bei anderen Anwendungen eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 mit Phasenlagensteuerung und ZVS auftreten.
Im nachfolgenden werden die einzelnen Schaltphasen eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 mit Phasenlagensteuerung und ZVS anhand der Figuren 3 bis 9 beschrieben und dabei auch die gegenständliche Erfindung erläutert. Grundsätzlich wird bekannter Weise bei der aktiven Schaltphase Leistung von der Primärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 auf die Sekundärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 übertragen und bei der passiven Schalt- phase (auch Freilaufphase genannt) keine Leistung übertragen. In den Figuren 3, 5 bis 9, und auch 13, 14 bis 20, wir der Transformator T der Einfachheit halber geteilt dargestellt, also die Primärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 , getrennt von der Sekundärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 . Fig.3 zeigt die positive aktive Schaltphase des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 zwischen der Zeit t-ι und t2 und Fig.4 die zugehörigen Schalterstellungen der Schalter S1 , S2, S3, S4, S5, S6, sowie den zeitlichen Verlauf des Primärstromes iP. Hier sind die Schalter S1 und S4 der Vollbrücke 2 geschlossen und der Schalter S5 des Ausgangsgleichrichters 5 geschlossen und der Schalter S6 des Ausgangsgleichrichters 5 geöffnet. Zur besseren Visualisierung, sind in Fig.4 die Schalter S5, S6 mit unterschiedlichen Amplituden dargestellt. Damit kommt es zu einem Stromfluss des Primärstromes iP durch die Primärseite des Transformators T und zu einem Ausgangstrom lout.
Der Übergang von der aktiven zur passiven positiven Schaltphase zum Zeitpunkt t2 ist in den Fig.5 und 6 in Verbindung mit Fig.4 dargestellt. Diese Übergangsphase wird zum Zeitpunkt t2 durch Öffnen des Schalters S1 des ersten Brückenzweiges 3a eingeleitet. Bei niedriger Last L würde der Primärstrom iP zu niedrig sein, um die Kapazität C1 am Schalter S1 durch den entstehenden Strom iCi vollständigen zu laden und die Kapazität C2 am Schalter S2 durch den entstehenden Strom iC2 vollständig zu entladen. Damit könnte ZVS bei niedriger Last L nicht realisiert werden. Um dem vorzubeugen, wird in dieser Übergangsphase zum Zeitpunkt t2 auf der Sekundärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 , im sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter 5 ein Kurzschluss erzeugt, der einen zusätzlichen Kurzschlussstrom iK auf der Sekundärseite des Transformators T bewirkt. Der Kurzschlussstrom iK zirkuliert im Ausgangsgleichrichter 5 über die Gleichrichterzweige 4a, 4b und der Sekundärseite des Transformators T. Das wird im gezeigten Ausführungsbeispiel erreicht, indem auch der Schalter S6 des Ausgangsgleichrichters 5 geschlossen wird (Fig.6). Der zusätzliche Kurzschlussstrom iK zirkuliert hier durch die Sekundärseite des Transformators T, den Schalter S5 und den Schalter S6. Wenn die Kapazitäten C1 , C2 nicht vollständig entladen bzw. geladen sind, liegt der Kurzschluss an, wenn noch Spannung an der Primärseite des Transformators T anliegt. Dieser Kurzschlussstrom iK erzwingt daher auf der Primärseite des Transformators T eine Erhöhung des Primärstromes iP um den Strom iP', was wiederum eine Erhöhung der Ströme durch die Kapazitäten C1 und C2 um iCi' und iC2 bewirkt. Der zusätzliche Strom iP' wird durch die Streuinduktivität L|k begrenzt. Die entstehenden Ströme (iCi + ici') und (ic2 + ic2') über die Kapazitäten C1 , C2 sind ausreichend, um diese vollständig zu laden und zu entladen und daher um ZVS zu realisieren. Die Erhöhung des Primärstromes iP auf iP' beeinflusst dabei die Last L nicht, da der zusätzliche Kurzschlussstrom iK auf der Sekundärseite im Ausgangsgleichrichter 5 zirkuliert. In der folgenden positiven passiven Phase im Zeitraum t2 bis t3 ist der Schalter S2 des ersten Brückenzweiges 3a geschlossen und die Kapazität C1 vollständig geladen (Fig.7, Fig.4). Der Kurzschluss auf der Sekundärseite durch beide geschlossenen Schalter S5, S6 des Ausgangsgleichrichters 5 bleibt aber vorzugsweise aufrecht, wodurch der Kurzschlussstrom iK weiter fließt. Damit wird durch den auch weiter fließenden zusätzlichen Primärstrom iP' zusätzliche Energie in der Streuinduktivität L|k des Transformators T gespeichert. In dieser Phase ist der Transformator T der Vollbrücke 2 aufgrund des durchgeschalteten Schalters S2 und der leitenden Diode D2 in der Kurzschlussphase, wie in Fig.7 dargestellt.
Beim Übergang von der positiven passiven Phase zur negativen aktiven Phase zum Zeit- punkt t3 wird im zweiten Brückenzweig 3b der Schalter S4 geöffnet und der Schalter S3 geschlossen, wie anhand von Fig.8 beschrieben wird. Gleichzeitig wird der Schalter S5 im Ausgangsgleichrichter 5 auf der Sekundärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 geöffnet und der Schalter S6 bleibt geschlossen. Damit wird der Kurzschluss im sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter 5 beendet. Die in der vorigen Phase durch den erhöhten Primärstrom iP' in der Streuinduktivität L|k auf der Primärseite des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 gespeicherte zusätzliche Energie wird dabei verwendet, um die Kapazität C3 sicher vollständig zu entladen und die Kapazität C4 sicher vollständig zu laden, um damit ZVS beim Schalten, auch bei niedrigen Lasten L, zu realisieren.
In der nach dem Schalten der Schalter S4, S3 anschließenden negativen aktiven Phase im Zeitraum zwischen t3 und t4 (Fig.9) sind die Schalter S3, S2 in der Vollbrücke 2 geschlossen und der Schalter S6 des Ausgangsgleichrichters 5 geschlossen.
Beim nun folgenden umgekehrten Übergang von der negativen aktiven Phase in die negative passive Phase und weiter in die positive aktive Phase (wie in Fig.3) wird im Zeitraum t4 bis t5 in analoger Weise wie oben beschrieben ein Kurzschluss im sekundärseitigen Gleichrichter 5 bewirkt, um ZVS beim Schalten der Schalter S1 , S2, S3, S4 auch bei niedrigen Lasten L realisieren zu können. Damit kann der Schaltzyklus wiederholt werden.
Um die Erfindung realisieren zu können, muss der Ausgangsgleichrichter 5 in Abhängigkeit vom Schaltzustand der Vollbrücke 2 aktiv gesteuert werden, um den Kurzschluss zu den benötigten Zeiten herzustellen. Grundsätzlich muss beim Übergang von einer aktiven Schaltphase, charakterisiert durch diametral (bezogen auf die Brückenabgriffspunkte A, B) in den Brückenzweigen 3a, 3b geschlossenen Schalter S1 und S4 oder S2 und S3, auf eine passive Schaltphase, charakterisiert durch nebeneinander (bezogen auf den Brückenabgriffspunkte A, B) geschlossene Schalter S1 und S3 oder S2 und S4, ein Kurzschluss erzeugt werden. Beim umgekehrten Übergang von einer passiven Schaltphase auf eine aktive Schaltphase muss der Kurzschluss wieder aufgehoben werden. Während einer passiven Schaltphase bleibt der Kurzschluss vorzugsweise aufrecht.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel werden die Schalter S5, S6 des sekundärseitigen Ausgangsgleichrichters 5, hier in Form eines Synchrongleichrichters, aktiv gesteuert, z.B. von einer Steuereinheit S. Hierbei werden die Einschaltpunkte der Schalter S5, S6 mit den Schaltpunkten der Schalter S1 , S2, S3, S4 der Vollbrücke 2 wie nachfolgend beschrieben synchronisiert, um ZVS umsetzen zu können.
Die Schalter S1 , S2 und S3, S4 der beiden Brückenzweige 3a, 3b schalten bekanntermaßen nicht exakt zur gleichen Zeit, sondern mit einem Schaltverzug V, typischerweise im ns- Bereich, z.B. 100ns bis 300ns, wie in Fig.10 dargestellt. Der Einschaltpunkt des Schalters S5, S6 des Ausgangsgleichrichters 5, der den Kurzschluss auf der Sekundärseite bewirkt, muss dabei mit dem Abschaltzeitpunkt des jeweiligen Schalters S1 , S2, S3, S4 der Vollbrücke 2 synchronisiert sein, wie in Fig.10 anhand der Schalter S1 , S2 und S6 beschrieben ist. Der optimale Einschaltpunkt SP1 für den Schalter S6 des sekundärseitigen Ausgangsgleich- richters 5 liegt im Bereich des Schaltverzugs V zwischen den Schaltern S1 , S2 des ersten Brückenzweiges 3a (korrespondierend mit Fig.6, Fig.4). Der optimale Einschaltpunkt SP1 liegt somit in der Übergangsphase von der aktiven in die passive Phase, also nachdem die aktive Phase durch Öffnen des Schalters S1 beendet wurde und bevor die passive Phase durch Schließen des Schalters S2 begonnen hat. Ein Einschaltzeitpunkt SP2 vor dem Aus- schalten des Schalters S1 , also bevor die aktive Phase beendet wurde, würde zu einem höheren zusätzlichen Primärstrom iP' führen. Ein Einschaltzeitpunkt SP3 nachdem der Schalter S2 eingeschaltet wurde, also nachdem die passive Phase begonnen wurde, würde ZVS bei niedrigen Lasten verhindern und ist daher jedenfalls zu vermeiden. Dasselbe gilt in analoger Weise auch für die Einschaltpunkte des Schalters S5. Die Ausschaltzeitpunkte der Schalter S5, S6 des sekundärseitigen Ausgangsgleichrichters 5 werden bevorzugt bei oder in der Nähe eines Stromnulldurchganges des Stromes durch die Schalter S5, S6 gesetzt. Ein zu früher Ausschaltzeitpunkt würde den Zeitraum, in dem die Body-Diode der Schalter S5, S6 leitet, erhöhen, was sich in einem Wirkungsgradverlust aufgrund von höheren Leitendverlusten manifestieren würde, und würde weiters zu einer Erhö- hung der Sperrverzugszeit der Body-Diode der Schalter S5, S6 führen, was zu höheren Verlusten und zu höheren Spannungsspitzen an den Schaltern S5, S6 führen würde. Ein zu später Ausschaltpunkt würde zu einem sekundärseitigen Kurzschluss führen, während die Primärseite in der positiven oder negativen aktiven Phase ist. Das würde zu hohem Primärströmen iP und hohem diP/dt führen, was wiederum zu unerwünschten Spannungsspitzen an den Schaltern S5, S6 des sekundärseitigen Gleichrichters führen würde, die die Schalter S5, S6 auch zerstören können. Im Falle einer Last L, die auch als Spannungsquelle dienen kann, z.B. eine Batterie, kann sich auch ein negativer Ausgangsstrom lout ergeben, wie in Fig.1 1 mit Ausgangsstrom louti und Primärstrom lP1 dargestellt. Dabei fließt Strom vom Ausgang des Vollbrücken DC/DC- Wandler 1 zur Spannungsquelle VDC, bzw. zum Glättungskondensator Cin. Das kann auch zu einer Überspannung am Glättungskondensator Cin führen, was unerwünscht ist. Abgesehen davon ist es unmittelbar einsichtig, dass ein solcher Betriebsmodus insbesondere bei der Verwendung des Vollbrücken DC/DC-Wandler 1 in einem Batterieladegerät durch die Entladung der Batterie kontraproduktiv wäre und daher vermieden werden sollte.
Es gibt daher Anwendungen eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 , bei dem ein negativer Ausgangstrom lout, der sogenannte regenerative Betriebsmodus, grundsätzlich vermieden oder zumindest reduziert werden soll. Erwünscht ist hierbei also eine Ausgangstromcharakteristik wie in Fig.1 1 mit lout2 und lP2 dargestellt ist. Diese ist durch einen Sperrmodus BM (Blocking Mode) des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 charakterisiert, der dafür sorgt, dass der negative Ausgangsstrom lout auf eine akzeptable und sichere Größe reduziert wird. Um die erwünschte Ausgangsstromcharakteristik wie in Fig.1 1 gezeigt zu erzielen, wird im Sperrmodus BM des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 die Einschaltdauer der Schalter S1 , S2 im ersten Brückenzweig 3a der Vollbrücke 2 drastisch reduziert, vorzugsweise auf einen Wert zwischen Null und der minimal möglichen Einschaltdauer Dmin, die im Wesentlichen von der Spezifikation des Schalters S1 , S2 in Form der Schaltzeit vorgegeben ist. Normale Ein- schaltdauern D von eingesetzten Schaltern S1 , S2 liegen im Bereich von >70ns. Die Schalter S3, S4 des zweiten Brückenzweiges 3b arbeiten weiterhin wie oben beschrieben. Das ist beispielhaft in Fig.12 dargestellt. Die Einschaltzeitpunkte und Ausschaltzeitpunkte der Schalter S5, S6 des Gleichrichters 5 werden ebenfalls wie oben beschrieben gesetzt, also auf die Schalter S1 , S2 synchronisiert. Anstelle der Einschaltdauer D der Schalter S1 , S2 des ersten Brückenzweiges 3a, könnte aber natürlich auch die Einschaltdauer der Schalters S3, S4, des zweiten Brückenzweiges 3b reduziert werden. In diesem Fall würden die Schalter S1 , S2 des ersten Brückenzweiges 3a wie bei einer Standard Vollbrücke 2 mit Phasenlagensteuerung geschaltet werden.
Die Wirkung dieser Maßnahme wird nun im Nachfolgenden unter Bezugnahme auf die Figu- ren 13 bis 20 unter der Annahme eines negativen Ausgangsstromes Ut beschrieben.
In Fig.13 ist die positive aktive Schaltphase im Sperrmodus BM im Zeitraum zwischen t-ι und t2 dargestellt. In Fig.14 ist dazu wieder der zeitliche Verlauf des Ausgangsstromes Ut, des Primärstromes iP und der Schaltstellungen der Schalter S3, S4, S5, S6 dargestellt. Die Schalter S1 , S2 sind hier für die Beschreibung der Einfachheit halber als durchgehend offen (Einschaltdauer D=0) angenommen. Der Schalter S4 des zweiten Brückenzweiges 3b und der Schalter S5 des Ausgangsgleichrichters 5 sind bei offenen Schalter S3 geschlossen. Über die leitende Diode D1 des ersten Schalters S1 fließt der vom negativen Ausgangsstrom Ut getriebene Primärstrom lP zur DC-Spannungsquelle VDC. Die am Glättungskondensator Cin anliegende Spannung liegt aber auch an der Primärseite des Transformators T an, was eine positive Steigung des Ausgangstromes Ut erzwingt, wodurch dieser abnimmt. Gleichfalls sinkt der negative Primärstrom iP in diesem Zeitraum t-ι - 12, was letztendlich dazu führt, dass der Primärstrom iP das Vorzeichen wechselt, wie in Fig.15 angedeutet ist. Da der Schalter S1 offen ist, wird die Kapazität C1 durch den Primärstrom iP geladen und die Kapazität C2 entladen. Durch das Entladen der Kapazität C2 wird die Diode D2 des Schalters S2 leitend, was zum Zeitpunkt t2 den Übergang von der aktiven positiven in die positive passive Schaltphase des Sperrmodus BM, die in Fig. 16 im Zeitraum von t2 bis t3 dargestellt ist, einleitet. Sobald der Primärstrom iP die Richtung gewechselt hat, kann der Schalter S6 des Ausgangsgleichrichters 5, bei geschlossenem Schalter S5 geschlossen werden (Fig.16), womit ein Teil des Ausgangsstromes Ut und der Kurzschlusstrom iK, über den Schalter S6 geleitet wird. Damit wird zum Zeitpunkt t2' im sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter 5 auch ein Kurzschluss erzeugt. Mit dem folgenden Öffnen des Schalters S5 des Ausgangsgleichrichters 5 zum Zeitpunkt t3 wird nun der fließende negative Ausgangsstrom lout zur Gänze über den Schalter S6 geleitet, was zu einer Erhöhung des Primärstromes (iP+iP ) führt (Fig.17).
Nachdem Schalter S5 des Gleichrichters 5 geöffnet wurde wird zum Zeitpunkt t3 durch Öff- nen des Schalters S4 der Übergang von der positiven passiven Schaltphase zur negativen aktiven Schaltphase eingeleitet, wie in Fig.18 dargestellt. Dabei wird die Kapazität C4 des Schalters S4 geladen und die Kapazität C3 des Schalters S3 entladen. Zum Zeitpunkt t4 wird der Schalter S3 ohne Spannung geschlossen, wodurch wiederum Schalten bei Nulldurchgang (ZVS) realisiert wird. Darauf folgt zwischen Zeitpunkt t4 und t5 die negative aktive Schaltphase (Fig.19), bis zum Zeitpunkt t5 das Vorzeichen des Primärstromes iP wieder wechselt, womit der Übergang von der negativen aktiven Schaltphase zur negativen passiven Schaltphase (Fig.20) eingeleitet wird, auf die dann wieder der Übergang auf die positive aktive Schaltphase folgt, womit ein gesamter Schaltzyklus abgeschlossen ist. Die Schalter S1 , S2 werden im Sperrmodus BM mit sehr kurzer Einschaltdauer D geschaltet, wie anhand von Fig.12 erläutert, und der Einschaltzeitpunkt der Schalter S5, S6 wird mit den Schaltern S1 , S2 synchronisiert, wie oben beschrieben. Der Einschaltzeitpunkt des Schalters S6 wird wieder im Bereich des Schaltverzugs V zwischen den Schaltern S1 , S2 gewählt. Für den Sperrmodus BM ist es vorteilhaft, wenn der Einschaltzeitpunkt des Schalters S6 wäh- rend der positiven passiven Schaltphase im Zeitraum von t2 bis t3 gewählt wird, jedenfalls aber nicht in der positiven aktiven Schaltphase, wenn Spannung an der Primärseite des Transformators T anliegt. Das gilt analog für die negative passive Phase und auch für die Steuerung des Schalters S5 für den Sperrmodus BM.
Um einen sicheren Übergang vom Normalbetrieb zum Sperrmodus BM, und umgekehrt, sicherzustellen, ist ein geregelter Übergang vorteilhaft. Für den Übergang vom Normalbetrieb in den Sperrmodus BM wird die Einschaltdauer der Schalter S1 , S2 reduziert wie oben beschrieben. Der Übergang vom Sperrmodus BM in den Normalbetrieb des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 wird nachfolgend anhand der Fig.21 beispielhaft erläutert.
Wenn aus dem Sperrmodus BM direkt in Volllast des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 umgeschaltet werden soll, dann kann das einfach dadurch erreicht werden, indem die Einschalt- dauer D der Schalter S1 , S2 wieder vergrößert wird, bis die angestrebte Einschaltdauer von 50% (abzüglich notweniger Totzeiten) erreicht ist. Das ist in Fig.21 mit dem Modus M1 dargestellt.
Wenn beim Umschalten in den Normalbetrieb eine niedrigere Last L angestrebt wird, dann würde diese mit dem Modus M1 schon vor dem Erreichen der angestrebten 50% Einschalt- dauer erreicht werden. Daher wird in diesem Fall der Modus M2 wie in Fig.21 dargestellt gewählt werden. Hierbei werden die Einschaltzeitpunkte der Schalter S1 , S2 zeitlich früher gesetzt, z.B. um eine Zeitdauer At, womit gleichzeitig auch die Einschaltzeitpunkte der Schalter S5, S6 im Ausgangsgleichrichter 5 (die ja auf die Schalter S1 , S2 synchronisiert sind) früher gesetzt werden. Das würde die aktiven Schaltphasen des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 verkürzen, was zu einer Verringerung der Ausgangsspannung führen würde. Das zwingt die Steuereinheit S des Vollbrücken DC/DC-Wandlers 1 dazu, die Phasenlage PS zu korrigieren, um die angestrebte Ausgangsspannung zu erreichen bzw. aufrecht zu erhalten. Das kann nun wiederholt werden, bis die angestrebte Einschaltdauer von 50% erreicht ist. Durch die Steuereinheit S wird die dazu notwendige Phasenlage PS eingestellt.

Claims

Patentansprüche
1 . Verfahren zum Steuern eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers (1 ) mit einer primärseiti- gen Vollbrücke (2) und einem sekundarseitigen Ausgangsgleichrichter (5), die durch einen Transformator (T) miteinander verbunden sind, wobei die Vollbrücke (2) mit den jeweils in den beiden Brückenzweigen (3a, 3b) angeordneten, zwei in Serie geschalteten Schaltern (S1 , S2, S3, S4) zeitlich hintereinander folgend und wiederholend durch eine positive aktive Phase, eine positive passive Phase, eine negative aktive Phase und eine negative passive Phase durchgeschalten wird, wobei sich aktive und passive Phasen abwechseln, dadurch gekennzeichnet, dass in der Übergangsphase von der aktiven in die passive Phase vor dem Umschalten in eine passive Phase im sekundarseitigen Ausgangsgleichrichter (5) ein Kurzschluss erzeugt wird, der durch den entstehenden Kurzschlussstrom (ik) über die Sekundärseite des Transformators (T) eine Erhöhung des Primärstromes (iP) über die Primärseite des Transformators (T) bewirkt.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Kurzschluss im Ausgangsgleichrichter (5) vor dem Umschalten in eine folgende aktive Phase aufgehoben wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Kurzschluss während der passiven Phase aufrechterhalten wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Kurzschluss nach dem Beenden der vorangehenden aktiven Phase erzeugt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass für einen Übergang in einen Sperrmodus (BM) des Vollbrücken DC/DC-Wandlers (1 ) die Einschaltzeitdauer der Schalter (S1 , S2, S3, S4) des ersten Brückenzweiges (3a) oder des zweiten Brückenzweiges (3b) reduziert wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass im Sperrmodus (BM) der Kurzschluss im sekundärseitigen Ausgangsgleichrichter (5) während einer passiven Phase erzeugt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass für einen Übergang vom Sperrmodus (BM) in einen Normalbetrieb des Vollbrücken DC/DC-Wandlers (1 ) die Einschaltzeitdauer der Schalter (S1 , S2, S3, S4) des ersten Brückenzweiges (3a) oder des zweiten Brückenzweiges (3b) erhöht wird.
8. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass für einen Übergang vom Sperrmodus (BM) in einen Normalbetrieb des Vollbrücken DC/DC-Wandlers (1 ) die Einschaltzeitpunkte der Schalter (S1 , S2, S3, S4) des ersten Brückenzweiges (3a) oder des zweiten Brückenzweiges (3b) zeitlich früher gesetzt werden.
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