-
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied für einen Leistungswandler.
-
1 zeigt eine typische Auslegung eines Sperrwandlers mit einem dissipativen RCD-Dämpfungsglied, das die Bauteile R2, R3, D1 und C1 umfasst. Das Dämpfungsglied ist so ausgelegt, dass es in der Ableitungsinduktanz der gekoppelten Spule (des Sperrwandlers) L1 gespeicherte Energie aufnimmt und abbaut. In einer typischen Konstruktion hat ein Dämpfungsglied dieser Bauart eine Verlustleistung im Bereich von 2 bis 4% der Durchsatzleistung des Wandlers, womit es den Wirkungsgrad des Wandlers um eben diesen Betrag senkt.
-
Der Hauptzweck des Dämpfungsglieds besteht darin, die Spannung am Schalter M1 zu begrenzen, so dass diese Spannung innerhalb sicherer Betriebsgrenzen verbleibt, und verhindert dadurch, dass die in der Ableitungsinduktanz der gekoppelten Spule gespeicherte Energie den Schalter dazu bringt, sich lawinenartig zu entladen.
-
2 zeigt ungefähre Betriebswellenformen im Boundary-Leitungsmodus (BCM) für die Schaltung in 1. Die Drain/Source-Spannung des Schalters M1 wird auf einem Wert gehalten, der ungefähr gleich der Spannung am Klemmkondensator C1 ist, während der Strom in der Primärwicklung L1 abfällt und in der bzw. den Sekundärwicklungen L1b ansteigt. Sobald der Strom in der Primärwicklung auf Null abgefallen ist, zeigt die Drain/Source-Spannung des Schalters M1 eine gedämpfte Oszillation zurück zur reflektierten Sekundärspannung Vreflektiert, und der Strom fällt mit einer Rate ab, die proportional zur Ausgangsspannung ist. Sobald der Strom in der bzw. den Sekundärwicklungen auf Null abfällt, fällt auch die Drain/Source-Spannung am Schalter M1 ab, was den nächsten Zyklus auslöst.
-
3 zeigt einen Sperrwandler mit aktiver Pegelhaltung, der eine bekannte Alternative zur Verwendung von RCD-Dämpfungsgliedern und anderen dissipativen Dämpfungsgliedern bereitstellt. Bei der Sperrtopologie mit aktiver Pegelhaltung wird der Schalter M2 so gesteuert, dass er leitet (d. h. eingeschaltet ist), wenn M1 nicht leitet (d. h. ausgeschaltet ist), und so, dass er ausgeschaltet ist, wenn der Schalter M1 eingeschaltet ist. Die Stillstandszeit, wenn beide Schalter ausgeschaltet sind, addiert sich typischerweise, um eine Reduzierung von Schaltverlusten zu ermöglichen.
-
Bei einer Sperrung mit aktiver Pegelhaltung wird der Kondensator C1 auf eine Spannung aufgeladen, die ungefähr gleich der reflektierten Sekundärspannung Vreflektiert ist. Wenn der Schalter M1 am Ende seiner Einschaltzeit ausgeschaltet wird, findet eine Resonanz zwischen der Ableitungsinduktanz der gekoppelten Spule L1 und dem Kondensator C1 statt. Der Kondensator C1 wird zunächst geladen und beginnt dann, sich zu entladen. Im eingeschwungenen Zustand müssen die an C1 angelegten Ampère-Sekunden über einen kompletten Schaltzyklus Null betragen, und die Resonanzperiode ist vorzugsweise länger als die Wandlerausschaltzeit (d. h. die Ausschaltzeit des Schalters M1).
-
4 zeigt ungefähre Betriebswellenformen für die Schaltung in 3. Es sollte jedoch klar sein, dass die genauen Wellenformen von der Dämpfung im System und dem Betrag an Ableitungsenergie abhängen, die von der aktiven Pegelhaltung bewältigt wird.
-
Idealerweise zeigt der Primärstrom einen Resonanzzyklus während der Ausschaltzeit des Wandlers, wie in 4 gezeigt ist. In der Praxis ist dies jedoch schwierig zu erreichen, insbesondere wenn eine Steuerung verwendet wird, die dazu ausgelegt ist, im Boundary-Leitungsmodus (BCM) zu arbeiten. Typischerweise zeigt der Primärstrom mehrere Resonanzzyklen während der Ausschaltzeit des Wandlers, was zu Jitter am Nullstrompunkt in der Sekundärschaltung führt. Der Resonanzstrom in der Primärwicklung führt zu zusätzlichen Verlusten in der Primärwicklung des Transformators, und der Einfluss des Jitters verändert sich je nach Ausschaltzeit.
-
Obwohl diese Probleme gelöst werden könnten, wenn man nicht im BCM arbeitet, stellt der BCM eine bevorzugte Betriebsart für Wandler geringer Leistung dar, da er zu relativ geringen Schaltverlusten über den gesamten Lastbereich führt, wenn eine Verwendung bei einem Stoßbetrieb, mit einer zahlenmäßigen Bestimmung der Täler bzw. Signaltieflagen und anderen, in den neuesten Steuerungen verwendeten Techniken stattfindet. Außerdem ist eine synchrone Gleitrichtung von BCM-Sperrwandlern auch relativ einfach mit wenigen Bauteilen zu verwirklichen.
-
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen.
-
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Energierückgewinnungs-Dämpfungsgliedschaltung für einen Leistungswandler bereitgestellt, der einen von einem Wandlerschalter angesteuerten Sperrtransformator aufweist,
wobei die Dämpfungsgliedschaltung zwei Kondensatoren C1, C2 aufweist, die so angeschlossen sind, dass, wenn die Dämpfungsgliedschaltung mit einer Primärwicklung L1a des Sperrtransformators verbunden ist, mit den Kondensatoren Folgendes geschieht:
sie werden nacheinander durch einen Strom geladen, der in einer ersten Richtung in der Primärwicklung fließt, wenn der Schalter M1 ausgeschaltet ist, um Energie zurückzugewinnen, die in der Ableitungsinduktanz des Transformators gespeichert ist; und
sie werden parallel entladen, um einen Stromfluss in einer zweiten Richtung in der Primärwicklung des Transformators zu verursachen, um dadurch die zurückgewonnene Energie zum Transformator zu übertragen.
-
Folglich wird die in der Ableitungsinduktanz des Transformators gespeicherte Energie wenigstens zum Teil durch die Kondensatoren zurückgewonnen und dann über den Transformator zum Ausgang geliefert. In dieser Hinsicht verursacht dieser Umstand bei Entladung der Kondensatoren einen Stromfluss in der Primärwicklung, der einen zusätzlichen Strom in der Sekundärwicklung induziert, wodurch die zurückgewonnene Energie zum Ausgang geliefert wird.
-
Bei dieser Auslegung ist die Dämpfungsgliedschaltung, sobald sie die in der Ableitungsinduktanz des Transformators gespeicherte Energie zum Ausgang liefert, bis zum nächsten Schaltzyklus des Wandlers inaktiv. Dies vermindert Verluste in der Primärwicklung der Spule und beseitigt das Problem von Jitter, das bei der bekannten Topologie mit aktiver Pegelhaltung besteht. Ferner werden, anders als bei dem vorstehend erläuterten Dämpfungsglied mit aktiver Pegelhaltung, durch kleine Signalveränderungen im Arbeitszyklus keine Veränderungen der Klemmspannung hervorgerufen, da die Schaltung versucht, wieder ein Ampèresekunden-Gleichgewicht herzustellen. Außerdem wird die Konstruktion des Transformators vom Gesichtspunkt der Ableitungsinduktanz her gesehen einfach, so dass keine ausgefeilten Wicklungsverfahren erforderlich sind, um eine strenge Kontrolle über diesen Parameter zu haben.
-
Typische Betriebswellenformen eines Sperrwandlers, der sich der Dämpfungsgliedschaltung der vorliegenden Erfindung bedient, sind denjenigen sehr ähnlich, die man mit einem RCD-Dämpfungsglied erreicht, mit der Ausnahme, dass eine einzige Halbzyklusresonanz stattfindet, um die zurückgewonnene Energie zur Last zu liefern.
-
Die Dämpfungsgliedschaltung weist vorzugsweise einen Dämpfungsgliedschalter M2 auf, der so zwischen der Primärwicklung des Transformators und den Kondensatoren C1, C2 angeschlossen ist, dass die Kondensatoren parallel entladen werden, wenn der Schalter M2 eingeschaltet ist.
-
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungswandler bereitgestellt, der Folgendes umfasst:
einen von einem Wandlerschalter M1 angesteuerten Sperrtransformator; und
eine Energierückgewinnungs-Dämpfungsgliedschaltung, wobei die Dämpfungsgliedschaltung umfasst:
zwei Kondensatoren C1, C2, die über einen ersten Gleichrichter D1 in Reihe an eine Primärwicklung L1a des Transformators angeschlossen sind und über einen zweiten und dritten Gleichrichter D2, D3 und einen Dämpfungsgliedschalter M2 parallel an die Primärwicklung L1a anschliessbar sind,
so dass, wenn der Wandlerschalter M1 ausgeschaltet ist, ein in einer ersten Richtung in der Primärwicklung L1a des Transformators fließender Strom über den Gleichrichter D1 durch die Dämpfungsgliedschaltung fließt, um die Kondensatoren C1, C2 nacheinander aufzuladen und dadurch Energie zurückzugewinnen, die in der Ableitungsinduktanz des Transformators gespeichert ist,
und derart, dass, wenn der Dämpfungsgliedschalter M2 eingeschaltet ist, die geladenen Kondensatoren über die Gleichrichter D2, D3 und den Dämpfungsgliedschalter M2 parallel entladen werden, um einen Stromfluss in einer zweiten Richtung in der Primärwicklung des Transformators zu verursachen und dadurch die zurückgewonnene Energie auf den Transformator zu übertragen.
-
Vorzugsweise sind die Kondensatoren C1, C2 über einen vierten Gleichrichter in Reihe an die Primärwicklung des Transformators angeschlossen. Somit ermöglicht der vierte Gleichrichter einen Stromfluss in der ersten Richtung.
-
Der vierte Gleichrichter ist vorzugsweise eine parasitäre Diode des Dämpfungsgliedschalters M2, wie sie zum Beispiel im Falle eines MOSFET-Schalters vorhanden ist. Alternativ kann der vierte Gleichrichter eine separate Diode sein, die parallel (antiparallel) mit dem Schalter M2 verschaltet ist. Es kann jede andere geeignete Auslegung verwendet werden, die einen Stromfluss in der ersten Richtung ermöglicht, aber einen Stromfluss in der zweiten Richtung blockiert, während der Dämpfungsgliedschalter M2 ausgeschaltet ist.
-
Die Primärwicklung M1a verfügt vorzugsweise über zwei Wicklungsabschnitte L1a1 und L1a2, wobei der dritte Gleichrichter D3 den Kondensator C2 mit einem Knoten oder Abgriffpunkt f verbindet, der sich zwischen den Wicklungsabschnitten befindet.
-
Bei dieser Auslegung lädt sich der Kondensator C1 auf eine Spannung auf, die ungefähr gleich der reflektierten Sekundärspannung Vreflektiert ist, während sich der Kondensator C2 auf eine Spannung im Bereich von 0 bis Vreflektiert auflädt, wobei der tatsächliche Wert vom Windungsverhältnis zwischen den Wicklungsabschnitten abhängt. Genauer gesagt wird C2 auf eine Spannung aufgeladen, die gegeben ist durch V(C2) = Vreflektiert·N(L1a2)/(N(L1a1) + N(L1a2)) (1) wobei N(L1a1) die Anzahl von Windungen für die Induktanz L1a1 und N(L2a2) die Anzahl von Windungen für die Induktanz L1a2 ist.
-
Die Dämpfungsgliedschaltung weist vorzugsweise eine Steuerung auf, um den Dämpfungsgliedschalter M2 so zu steuern, dass er periodisch zwischen einem Einschaltzustand (EIN) und einem Ausschaltzustand (AUS) umschaltet. Somit hat in jedem Schaltzyklus der Schalter M2 eine Einschaltzeit, wenn er im Einschaltzustand ist, und eine Ausschaltzeit, wenn er im Ausschaltzustand ist.
-
Es sollte klar sein, dass der Hauptschalter des Wandlers M1 auch periodisch zwischen einem Einschaltzustand und einem Ausschaltzustand unter der Steuerung einer Wandlerhauptsteuerung umschaltet. Folglich hat der Schalter M1 in jedem Schaltzyklus eine Einschaltzeit, wenn er sich im Einschaltzustand befindet, und eine Ausschaltzeit, wenn er sich im Ausschaltzustand befindet.
-
Die Steuerung steuert den Schalter M2 vorzugsweise so, dass er einschaltet, solange der Schalter M1 im Ausschaltzustand ist. Somit schaltet der Schalter M2 bei einer Nullspannungsumschaltung ein. Vorzugsweise steuert die Steuerung den Schalter M2 so, dass er ausschaltet, solange der Schalter M1 im Ausschaltzustand ist, d. h. bevor die Wandlerhauptsteuerung die nächste Einschaltzeit für den Hauptschalter M1 auslöst.
-
Insbesondere wird in jedem Schaltzyklus des Hauptschalters M1 der Schalter M2 vorzugsweise so gesteuert, dass er während der Ausschaltzeit des Schalters M1 einschaltet und dann ausschaltet. Vorzugsweise bleibt der Schalter M2 für die Dauer der Einschaltzeit des Schalters M1 ausgeschaltet.
-
Die Steuerung steuert den Schalter M2 vorzugsweise so, dass er in jedem Schaltzyklus eine unveränderliche Einschaltzeit hat.
-
Alternativ implementiert die Steuerung ein Minimaleinschaltzeit-Steuerschema. Insbesondere wird der Schalter M2 vorzugsweise mit einer Einschaltzeit eingeschaltet, die größer ist als die Halbperiode der Resonanz zwischen der Ableitungsinduktanz und den Kondensatoren C1 und C2.
-
In jedem Fall fällt der in der Primärwicklung fließende Resonanzstrom auf Null ab, wenn die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C1 und C2 größer als Vreflektiert ist, und ein positiver Halbzyklus kann nicht auftreten, da der Gleichrichter D1 nicht vor dem nächsten Aus-Übergang des Schalters M1 in Durchlassrichtung vorgespannt wird. Das heißt, dass die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C1 und C2 stets größer ist als Vreflektiert.
-
Die Werte von C1 und C2 sind vorzugsweise so gewählt, dass, wenn der Schalter M1 ausgeschaltet ist, jeder Kondensator auf einen Wert von unter 1,5·Vreflektiert geladen wird, wobei Vreflektiert die reflektierte Sekundärspannung darstellt, und so, dass, nachdem die Kondensatoren entladen sind, die Summe der Spannungen an den beiden Kondensatoren größer als Vreflektiert ist.
-
Die Steuerung für den Schalter M2 ist vorzugsweise eine synchrone Gleichrichtersteuerung. Insbesondere kann sie eine synchrone Gleichrichtersteuerung FAN6224 aufweisen. Wenn die FAN6224 verwendet wird, wird bei geringer Last der Dämpfungsgliedschalter M2 nicht angesteuert und ein Transorb-Dämpfungsglied oder ein anderes dissipatives Dämpfungsglied wird aktiv.
-
Die in Bezug auf den ersten oder zweiten Aspekt der Erfindung beschriebenen Merkmale und Vorteile gelten gleichermaßen für alle Aspekte der Erfindung.
-
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
-
1 einen Sperrwandler mit einem bekannten dissipativen RCD-Dämpfungsglied zeigt;
-
2 ungefähre Wellenformen für den Betrieb der in 1 gezeigten Schaltung im BCM zeigt;
-
3 eine bekannte Sperrtopologie mit aktiver Pegelhaltung zeigt;
-
4 ideale Wellenformen für die in 3 gezeigte Schaltung zeigt;
-
5 einen Sperrwandler mit einem Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied zeigt, das die vorliegende Erfindung verkörpert;
-
6 typische Wellenformen für den in 5 gezeigten Wandler zeigt;
-
7 einen anderen Sperrwandler mit einem Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied zeigt, das die vorliegende Erfindung verkörpert.
-
Der in 5 dargestellte Wandler weist eine Hochspannungsschiene 10 und eine Niederspannungsschiene 12 auf, die von einer Spannungsversorgung (nicht gezeigt) versorgt sind. Eine Seite eines Hauptkondensators C ist mit der Hochspannungsschiene 10 verbunden und seine andere Seite ist mit der Niederspannungsschiene 12 verbunden.
-
Ein Transformator (eine gekoppelte Spule) L1 verfügt über eine Primärwicklung L1a, die zwei Wicklungen L1a1 und L1a2 aufweist, die an einem Knoten f in Reihe miteinander verschaltet sind. In dieser Hinsicht können neben anderen geeigneten Auslegungen die Wicklungen L1a1 und L1a2 jeweils über Abschnitte einer einzigen Primärwicklungskomponente verfügen, die durch einen Transformatorabgriff am Knoten f getrennt sind, oder sie können zwei separate Wicklungskomponenten darstellen, die am Knoten f angeschlossen sind. Die Wicklungen L1a1 und L1a2 sind induktiv mit einer Sekundärwicklung L1b gekoppelt. Ein Ende der Primärwicklung ist an einem Knoten a in der Schaltung mit der Hochspannungsschiene 10 verbunden. Das andere Ende der Primärwicklung ist an einem Knoten b in der Schaltung angeschlossen. Der Knoten f befindet sich am Verbindungspunkt der Wicklungen L1a1 und L1a2. Das Windungsverhältnis dieser Wicklungen L1a1:L1a2 liegt vorzugsweise im Bereich von 0 bis 1.
-
Der Drain-Anschluss eines Schalters M1 ist mit dem Knoten b verbunden, und der Source-Anschluss des Schalters M1 ist mit einem Ende eines Widerstands R1 verbunden, dessen anderes Ende an die Niederspannungsschiene 12 angeschlossen ist. Der Gate-Anschluss des Schalters M1 ist an eine nicht gezeigte Steuerung angeschlossen. Bei dem Schalter M1 handelt es sich typischerweise um einen MOSFET-(Metalloxidhalbleiter)-Feldeffekttransistor. Der Widerstand R1 wird von einer Steuerung (nicht gezeigt) zur Erfassung des Primärstroms verwendet, wenn M1 eingeschaltet ist. R1 kann entfallen, wenn eine alternative Stromerfassungseinrichtung verwendet wird.
-
Ein Ende der Sekundärwicklung L1b ist mit der Anode einer Diode D verbunden. Die Kathode der Diode D2 ist an eine Seite eines Ausgangskondensators C3 angeschlossen. Die andere Seite des Kondensators C3 ist mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung L1b verbunden. Die Sekundärwicklung L1b ist relativ zur Primärwicklung L1a und Diode D2 so ausgerichtet, dass die durch den Stromfluss in L1a bei leitendem Schalter M1 induzierte Spannung die Diode D in Sperrichtung vorspannt, und so, dass die bei nicht leitendem Schalter M1 induzierte Spannung die Diode D in Vorwärtsrichtung vorspannt. Dem Fachmann sollte klar sein, dass die Ausgangsgleichrichterdiode D durch irgendeinen Baustein ersetzt werden könnte, der als Gleichrichter verwendet werden kann.
-
Der Ausgangskondensator C3 liefert eine Ausgangsspannung Vout an eine Last (nicht gezeigt).
-
Im Gebrauch zieht der Massenspeicherkondensator C Energie von der Spannungsversorgung und speichert sie. Wenn der Schalter M1 eingeschaltet ist, ist die Primärwicklung des Transformators mit dem Kondensator C verbunden, der dem Transformator eine Eingangsspannung liefert. In diesem Zustand nehmen der Primärstrom und der Magnetfluss im Transformator zu, wobei eine negative Spannung in der Sekundärwicklung induziert wird, so dass die Diode D in Sperrichtung vorgespannt wird. In diesem Zustand kann kein Strom in der Sekundärwicklung fließen, und Energie wird im Transformator gespeichert. Wenn der Schalter M1 dann ausgeschaltet wird, fallen der Primärstrom und der Magnetfluss im Transformator ab, wobei eine positive Spannung in der Sekundärwicklung induziert wird, so dass die Diode D in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. In diesem Zustand kann ein Strom in der Sekundärwicklung fließen, und im Transformator gespeicherte Energie wird auf den Ausgangskondensator C3 übertragen, um zur Last übertragen zu werden.
-
In dieser Hinsicht ist der Leistungswandler dazu ausgelegt, als Sperrwandler zu arbeiten, und der Transformator kann als Sperrtransformator bezeichnet werden.
-
Das Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied 14 weist die Kondensatoren C1 und C2, Dioden D1, D2 und D3 und einen zweiten MOSFET-Schalter M2 auf. Eine Seite des Kondensators C1 ist mit dem Knoten a verbunden. Die andere Seite des Kondensators C1 ist an die Kathode der Diode D1 angeschlossen. Die Anode der Diode D1 ist mit einer Seite des Kondensators C2 verbunden. Die andere Seite des Kondensators C2 ist mit dem Drain-Anschluss des Schalters M2 verbunden. Der Source-Anschluss des Schalters M2 ist an den Knoten b angeschlossen. Die Anode der Diode D2 ist an einen Knoten c angeschlossen, der sich zwischen dem Kondensator C1 und der Diode D1 befindet. Die Kathode der Diode D2 ist mit einem Knoten d verbunden, der zwischen dem Kondensator C2 und dem Schalter M2 sitzt. Die Anode der Diode D3 ist mit einem Knoten f verbunden, der sich zwischen den Wicklungen L1a1 und L1a2 befindet, und die Kathode der Diode D3 ist an einen Knoten e angeschlossen, der sich zwischen der Diode D1 und dem Kondensator C2 befindet. Wie in 5 gezeigt ist, hat der Schalter M2 eine parasitäre antiparallele Diode. Somit sind die Kondensatoren C1 und C2 durch den Schalter M2 und die Dioden D1, D2, D3 so verbunden, dass sie hintereinander geladen und parallel entladen werden. Insbesondere werden die Kondensatoren C1 und C2 über den Pfad L1a1, L1a2, M2 (d. h. dessen parasitäre Diode), C2, D1, C1 geladen, während der Kondensator C1 über den Pfad D2, M2, L1a1 und L1a2 entladen wird und der Kondensator C2 über den Pfad M2, L1a2 und D3 entladen wird. Der Gate-Anschluss des Schalters M2 ist mit einer Steuerung (nicht gezeigt) verbunden. Dies beschreibt die Schaltung in dem Fall, bei dem es sich bei M2 um einen N-Kanal-MOSFET handelt. Jedoch sollte klar sein, dass M2 alternativ ein P-Kanal-MOSFET oder irgendein anderer Schaltungstyp sein kann.
-
Wenn der Schalter M1 ausgeschaltet ist, werden die Kondensatoren C1 und C2 durch die in der Ableitungsinduktanz der gekoppelten Spule L1 gespeicherte Energie geladen.
-
Bei den Kondensatoren C1, C2 wird davon ausgegangen, dass sie einen ausreichend hohen Wert haben, so dass im Normalbetrieb jeder von ihnen auf mindestens den 1,5-fachen Wert der reflektierten Sekundärspannung Vreflektiert aufgeladen wird, wenn M1 ausgeschaltet ist. Von den Kondensatoren C1, C2 nimmt man auch an, dass sie einen solchen ausreichend hohen Wert haben, dass die Summe der Spannungen an den beiden Kondensatoren im Normalbetrieb stets größer als Vreflektiert ist.
-
M2 wird vorzugsweise mit einer unveränderlichen Einschaltzeit oder mit einer Einschaltzeit, die größer als die Halbperiode der Resonanz zwischen der Ableitungsinduktanz und den Kondensatoren C1 und C2 ist, auf EIN angesteuert.
-
Dementsprechend fällt der fließende Resonanzstrom auf Null ab, wobei die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C1 und C2 auf einen Wert größer als Vreflektiert geladen wird. Somit ist die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C1, C2 stets größer als Vreflektiert, und ein positiver Resonanzhalbzyklus kann nicht auftreten, weil die Diode D1 nicht in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, bis der nächste Ausschaltübergang des Schalters M1 erfolgt.
-
C1 wird auf die reflektierte Spannung Vreflektiert aufgeladen, und C2 wird aufgeladen auf ungefähr V(C2) = Vreflektiert·N(L1a2)/(N(L1a1) + N(L1a2)) (1) wobei N(L1a1) die Anzahl von Windungen am Wicklungsabschnitt L1a1 darstellt und N(L2a2) die Anzahl von Windungen am Wicklungsabschnitt L1a2 darstellt.
-
Der Schalter M2 wird vorzugsweise eingeschaltet, nachdem der Schalter M1 ausgeschaltet wurde, so dass er mit einer Nullspannungsumschaltung einschaltet.
-
Der Schalter M2 kann dann bei Nullstrom ausgeschaltet werden. Anders als bei einer Sperrschaltung mit aktiver Pegelhaltung verursachen kleine Signalveränderungen im Arbeitszyklus keine Veränderungen der Klemmspannung, da die Schaltung versucht, ein Ampèresekunden-Gleichgewicht wiederherzustellen.
-
Typische Betriebswellenformen für die Schaltung von 5 sind in 6 gezeigt. Diese Wellenformen sind den Betriebswellenformen sehr ähnlich, die man mit einem RCD-Dämpfungsglied erreicht, mit Ausnahme dessen, dass eine einzige Halbzyklusresonanz auftritt, um die vom Dämpfungsglied zurückgewonnene Energie zurück zur Last zu liefern.
-
Es ist auch möglich, gegen Ende der Ausschaltzeit des Schalters M1 den Schalter M2 einzuschalten, um den Ausgangsfilter-Brummstrom zu reduzieren und für den Schalter M1 einen Einschaltvorgang bei Nullspannung vorzusehen.
-
Die Steuerung verwendet für den Schalter M2 vorzugsweise eine Steuerung mit unveränderlicher Einschaltzeit.
-
Alternativ wird ein Voltsekunden-Ausgleichsverfahren verwendet, wie etwa dasjenige, das in der synchronen Gleichrichtersteuerung FAN6224 verwirklicht ist. In diesem Fall kann bei einer geringen Last das Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied gesperrt und ein Transorb-Dämpfungsglied oder ein anderes dissipatives Dämpfungsglied aktiviert werden.
-
Es können auch andere synchrone Gleichrichtersteuerungen verwendet werden, die ein Minimaleinschaltzeit-Steuerschema verwenden, oder irgendeine andere Steuerung, die ermöglicht, dass der Schalter M2 leitet, wenn der Schalter M1 nicht leitet, wobei sichergestellt wird, dass der Schalter M2 ausschaltet, bevor der Schalter M1 die nächste Einschaltzeit auslöst.
-
Ein Vorteil des Energierückgewinnungs-Dämpfungsglieds der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die Konstruktion des Transformators vom Gesichtspunkt der Ableitungsinduktanz her gesehen einfach wird. Es ist somit nicht notwendig, ausgefeilte Wicklungsverfahren zu verwenden, um die Kontrolle über diesen Parameter zu haben.
-
Bei dem Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied der vorliegenden Erfindung ist die maximale Drain/Source-Spannung Vdspk des Schalters M1 gegeben durch Vdspk = Vin + (1 + N(L1a2))/(N(L1a1) + N(L1a2)) × Vreflektiert (2) wobei Vin die Eingangsspannung ist, N(L1a1) die Anzahl von Windungen für die Induktanz L1a1 ist, N(L1a2) die Anzahl von Windungen für die Induktanz L1a2 ist, und Vreflektiert die reflektierte Sekundärspannung ist. Dagegen beträgt bei der Schaltung mit aktiver Pegelhaltung von 3 Vdspk = Vin + Vreflektiert (3)
-
Somit ist bei der vorliegenden Erfindung Vdspk höher als bei der Topologie mit aktiver Pegelhaltung. Nichtsdestotrotz überwiegen die Vorteile der vorliegenden Erfindung diesen einen Nachteil. Insbesondere arbeitet die Schaltung mit ungefähr denselben Wellenformen wie ein herkömmlicher BCM-Sperrwandler und kann die kostengünstigen und aus wenigen Teilen bestehenden Steuerungen verwenden, die für diese Null-Umschaltungs-Topologie optimiert sind.
-
7 zeigt einen anderen Sperrwandler mit einem Energierückgewinnungs-Dämpfungsglied, das die vorliegende Erfindung verkörpert. Die Schaltung ist mit der in 5 gezeigten Schaltung identisch, mit der Ausnahme, dass die Wicklungen L1a1 und L1a2 durch eine einzige Wicklung L1a ersetzt sind; und die Anode der Diode D3 an den Knoten a angeschlossen ist.
-
Der Betrieb des Wandlers von 7 ist ähnlich demjenigen von 5, mit der Ausnahme, dass der Kondensator C1 über den Pfad D2, M2, L1a entladen wird und der Kondensator C2 über den Pfad M2, L1a, D3 entladen wird.
-
Die vorliegende Erfindung wurde im Rahmen einer Sperrleistungswandlertopologie beschrieben. Es sollte aber klar sein, dass die Prinzipien der Erfindung auf beliebige Wandlertopologien angewendet werden können, die einen oder mehrere Transformator enthalten, deren Primär- und Sekundärwicklungen für einen Betrieb wie bei einem Sperrwandler verschaltet sind.
-
Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen verwenden einen MOSFET-Schalter als Dämpfungsgliedschalter M2, der eine antiparallele Diode enthält, die einen solchen Stromfluss ermöglicht, dass die Kondensatoren C1, C2 nacheinander geladen werden. Jedoch sollte klar sein, dass der MOSFET-Schalter durch eine andere Schaltvorrichtung ersetzt werden könnte, die in Kombination mit einer separaten antiparallelen Diode verwendet wird.
-
Es versteht sich, dass die vorstehend dargestellten Ausführungsformen eine Anwendung der Erfindung lediglich zu Darstellungszwecken zeigen. In der Praxis kann die Erfindung auf viele verschiedene Auslegungen angewendet werden, wobei die im Einzelnen dargelegten Ausführungsformen für den Fachmann ohne Weiteres umzusetzen sind.
