CN101983475B - 逆变电路 - Google Patents

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Abstract

电流平衡推挽型逆变电路具备：第1、第2开关元件；第1一次绕组和第2一次绕组，在所述第1、第2开关元件之间串联连接，还具备：输出变压器，其具备用于获得输出电压的二次绕组。逆变电路还具备：第1电压源电容器和第2电压源电容器和控制部。在第1开关元件反并联连接第1缓冲电路，该第1缓冲电路串联连接有第1续流二极管、第1、第2缓冲电容器。在第1缓冲电容器和第1电源电容器之间连接有第1放电电阻，在第2缓冲电容器和第3电容电容器之间连接第2放电电阻。对第2开关元件也同样地连接第2缓冲电路和放电电阻。

Description

逆变电路
技术领域
本发明涉及在变压器的一次侧具备缓冲电路(snubber circuit)的逆变电路(inverter circuit)。
背景技术
在逆变电路中，在开关元件截止时，通过变压器的一次侧和二次侧之间的漏电感和主电路的电感成分的作用，对开关元件施加浪涌电压。为了防止该情况，在开关元件并联连接缓冲电路。
在典型的缓冲电路中，缓冲电容器与使浪涌电压衰减振动的阻尼用的缓冲电阻串联连接。可是，在这样的电路中，缓冲电容器的充电电荷和放电电荷通过缓冲电阻而被热消耗，因此效率差。
为了解决上述缓冲电路的问题，提出了在缓冲电容器串联连接放电阻止用二极管，以缓冲电容器的充电电压对开关元件的两端电压进行箝位的放电阻止型箝位缓冲电路。此外，与该电路一起，设置有用于在缓冲电容器的充电电压要上升到箝位电压以上时，使放电电流流到电源的放电电阻。在放电阻止型箝位缓冲电路中，由于没有设置缓冲电阻，所以没有缓冲电阻的热消耗导致的效率恶化。此外，流到放电电阻的放电电流，相当于缓冲电容器的充电电压中的箝位电压以上的上升量，所以如果该上升量不是高电压的话，放电电流导致的热消耗不多。
另一方面，历来为人所熟知的逆变电路，有全桥型逆变电路、半桥型逆变电路、中心抽头推挽型逆变电路。
在全桥型逆变电路中，由于使用4个开关元件，所以是高成本。
在半桥型逆变电路中，虽然开关元件是2个即可，但是流到各开关元件和变压器的一次绕组的电流，与全桥型逆变电路、中心抽头型逆变电路相比，成为2倍。因此，难以避免开关元件、变压器的大型化和高成本化。
在中心抽头推挽型逆变电路中，开关元件是2个即可，此外，流到各开关元件和变压器的一次绕组的电流与全桥型逆变电路同样地并不大。
可是，在中心抽头推挽型逆变电路中，由于将电源Vin连接于变压器的一次绕组P的中心抽头，所以在一次绕组P的左右的耦合中存在漏电感。由此产生以下的问题。
在将第一开关元件切断时产生的浪涌电压(surge voltage)经由上述漏电感而在连接于第二开关元件的续流二极管而被箝位。可是，由于上述漏电感的存在，不能够完全箝位，存在上述浪涌电压变得过大的问题。
在以上的背景技术中，提出有使用了放电阻止型箝位缓冲电路的中心抽头推挽型逆变电路(专利文献1)。
该文献所示的逆变电路由于是中心抽头推挽型逆变电路，所以开关元件是2个即可，此外，流到各开关元件和变压器的一次绕组的电流不大。此外，由于设置有放电阻止型箝位缓冲电路，所以能够以比较高的效率抑制浪涌电压。
专利文献1：日本特开2001-112253号公报
发明内容
发明要解决的课题
可是，上述逆变电路与全桥型逆变电路、半桥型逆变电路不同(在这些电路中，缓冲电容器的箝位电压与电源电压Vin变得大致相等)，缓冲电容器与电源的电位差总是电源电压Vin以上，比较大，该大的电位差引起的电流持续流到放电电阻，损失变大，效率变差。此外，由于是中心抽头推挽型逆变电路，所以在一次绕组P的左右的耦合中存在的漏电感导致的感应电压过大，有在缓冲电路中为了箝位该过大电压的负担大的问题。
因此，在上述专利文献1中所示的逆变电路中，上述电位差引起的电流持续流到放电电阻，有电路整体的效率变差的问题，此外，有缓冲电路也变大的问题。
因此，本发明的目的在于提供一种逆变电路，其没有缓冲电容器的箝位电压和电源的电位差导致电流持续流到放电电阻的情况，由此成为高效率。
此外，本发明的另一个目的在于提供一种逆变电路，其中，开关元件是2个即可，流到各开关元件的电流小，不会对各开关元件施加过大的浪涌电压。
用于解决课题的方案
本发明的逆变电路具备：
第1开关元件；
第2开关元件；
输出变压器，经由所述第1开关元件和所述第2开关元件对一次侧供给电流，从二次侧对负载输出电流；
第1续流二极管，与所述第1开关元件反并联连接；
第2续流二极管，与所述第2开关元件反并联连接；
第1缓冲电路，与所述第1开关元件并联连接，第1缓冲二极管、和第1缓冲电容器及第2缓冲电容器在该第1缓冲二极管的两端分别串联连接；
第2缓冲电路，与所述第2开关元件并联连接，第2缓冲二极管、和第3缓冲电容器及第4缓冲电容器在该第2缓冲二极管的两端分别串联连接。
此外，本发明的逆变电路还具备：
第1电压源电容器，对所述第1开关元件施加电压；
第2电压源电容器，对所述第2开关元件施加电压；
第1放电电阻，在所述第1缓冲电路和所述第1电压源电容器之间连接，从所述第1缓冲电容器流过放电电流；
第2放电电阻，在所述第1缓冲电路和所述第2电压源电容器之间连接，从所述第2缓冲电容器流过放电电流；
第3放电电阻，在所述第2缓冲电路和所述第2电压源电容器之间连接，从所述第3缓冲电容器流过放电电流；以及
第4放电电阻，在所述第2缓冲电路和所述第1电压源电容器之间连接，从所述第4缓冲电容器流过放电电流。
第1开关元件、第2开关元件例如以IGBT(绝缘栅型双极晶体管)、MOS-FET构成。通过第1缓冲电路、第2缓冲电路的作用，防止浪涌电压施加到第1开关元件、第2开关元件。
由于对第1缓冲电路的第1、第2缓冲电容器的各自充电了电源电压Vin+剩余电荷，所以以第1放电电阻、第2放电电阻对该剩余电荷进行放电。第1缓冲电容器的剩余电荷对第1电压源电容器进行放电，第2缓冲电容器的剩余电荷对第2电压源电容器进行放电。
同样地，对第2缓冲电路的第3、第4缓冲电容器的各自也充电了电源电压Vin+剩余电荷。因此，以第3放电电阻、第4放电电阻对该剩余电荷进行放电。第3缓冲电容器的剩余电荷对第2电压源电容器进行放电，第4缓冲电容器的剩余电荷对第1电压源电容器进行放电。
在所述第1缓冲电路中，第1缓冲电容器和第2缓冲电容器经由第1缓冲二极管串联连接。第1缓冲二极管在充电时成为正方向，在放电时成为反方向。因此，在充电时，第1缓冲电容器和第2缓冲电容器以相同的充电路径被充电，在放电时，以各自不同的放电路径放电。在这些放电路径中，关于第1缓冲电容器，是从第1放电电阻向第1电压源电容器的放电路径，关于第2缓冲电容器，是从第2放电电阻向第2电压源电容器的放电路径。
在以上的结构中，在充电时，第1缓冲电容器和第2缓冲电容器在串联连接的状态下被充电，因此对各缓冲电容器分别充电电源电压Vin+剩余电荷的一半。另一方面，第1电压源电容器和第2电压源电容器的电位分别是Vin。于是，变为Vin+1/2×剩余电荷-Vin＝1/2×剩余电荷，从各缓冲电容器对第1电压源电容器或第2电压源电容器仅放电剩余电荷的一半。由此，该放电电流导致的在放电电阻的热消耗极少。
第2缓冲电路的工作也与上述第1缓冲电路同样。
电源部以如下方式构成。
所述输出变压器具备：第1一次绕组，在所述第1开关元件的正极侧和所述第2开关元件的正极侧之间连接；以及第2一次绕组，在所述第1开关元件的负极侧和所述第2开关元件的负极侧之间连接，
具备：电源，在所述第1一次绕组的中心抽头、和所述第2一次绕组的中心抽头之间连接，对所述第1、第2电压源电容器经由所述第1一次绕组和所述第2一次绕组供给能量，
所述第1电压源电容器在所述第1一次绕组连接于所述第2开关元件的第1连接点、和所述第1开关元件之间连接，经由所述第1一次绕组对所述第1开关元件施加电压，
所述第2电压源电容器在所述第1一次绕组连接于所述第1开关元件的第2连接点、和所述第2开关元件之间连接，经由所述第1一次绕组对所述第2开关元件施加电压。
所述电源将所述第1、第2电压源电容器充电到电源电压Vin，第1、第2开关元件以充电到各电压源电容器中的电源电压Vin进行工作。
发明的效果
根据本发明，开关元件是2个即可，流到各开关元件的电流值也小。此外，不会对开关元件施加过大的浪涌电压。进而，能够提供放电电阻的损失少，效率高的逆变电路。
附图说明
图1是本发明的实施方式的DC-DC变流电路的电路图。
图2是电流平衡推挽型逆变电路的基本电路。
图3是上述DC-DC变流电路的时间图。
附图标记说明
S1第1开关元件
S2第2开关元件
C1第1电源电压电容器
C2第2电源电压电容器
RS1第1缓冲电路
RS2第2缓冲电路
R1～R4放电电阻
CNT控制部
具体实施方式
图1是本发明的第1实施方式的DC-DC变流电路的电路图。该DC-DC变流电路通过逆变电路、连接在输出变压器(以下，称为变压器)T的二次侧的整流电路OUT、和控制部CNT构成。
逆变电路以在后面详细叙述的电流平衡推挽型(Current BalancedP.P型)逆变电路构成。
图2表示电流平衡推挽型逆变电路的基本电路。
该逆变电路具备：第1开关元件S1；第2开关元件S2；第1一次绕组P1(P1a，P1b)，在第1开关元件S1的正极侧和第2开关元件S2的正极侧之间串联连接；以及第2一次绕组P2(P2a，P2b)，在第1开关元件S1的负极侧和第2开关元件S2的负极侧之间串联连接。此外，具备：电源V，在第1一次绕组P1的中心抽头和第2一次绕组P2的中心抽头之间连接；作为第1电压源的电容器C1，在第1一次绕组P1的第1端子和第2一次绕组P2的第1端子之间连接；以及作为第2电压源的电容器C2，在第1一次绕组P1的第2端子和第2一次绕组P2的第2端子之间连接。在变压器T的二次绕组S，连接有二极管电桥整流电路、平滑整流输出的电抗L0、和负载R0。
在上述结构中，第1开关元件S1和第2开关元件S2通过控制部(未图示)而被交替地导通截止。
当第1开关元件S1导通，通过作为第1电压源的电容器C1和作为第2电压源的电容器C2，电压V分别施加到第1一次绕组P1、第2一次绕组P2，在二次绕组S中产生输出电压Vs时，输出电流I0流过负载R0。由此，在一次绕组P1、P2中分别流过0.5I0·a，(变压器的绕组比＝1∶a)。这时，将从电容器C1流到开关元件S1的电流、和从电容器C2流到开关元件S1的电流合成后的元件电流ID1是：
ID1＝I0·a
电容器C1、电容器C2的充电电流(直流)Ic1′、Ic2′分别是将输出功率除以电源电压后的Ii的一半(0.5Ii)。因此，流到电容器C1、电容器C2合成电流Ic1、Ic2分别成为放电电流-充电电流＝0.5(ID1-Ii)。
另一方面，流到一次绕组P1a、P2b的电流是减去充电电流后的电流，流到一次绕组P1b、P2a的电流是加上了充电电流后的电流。即，
IP1a，Ip2b＝0.5(ID1-Ii)
IP1b，Ip2a＝0.5(ID1+Ii)
。该电流不平衡没有问题。其原因是通过开关元件S1、S2交替地导通截止(通过换相(communicating))而保持了平均绕组电流的平衡。因此，特别是不会产生变压器的铁芯偏磁的问题。
此外，从电源V来看，P1a、P1b、P2a、P2b的各绕组的极性分别是反极性。因此，不会以电源电压对变压器T直接进行励磁。此外，由于分别流过一次绕组P1和P2的充电电流Ic1′和Ic2′是反方向，所以没有铁芯直流磁化的问题。
以上述的结构，分别施加到第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的交流电压成为电源电压V，与全桥型相同。此外，设置在第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的中心抽头用于来自电源V的能量供给，在输出功率供给中，通过以图2的粗线表示的电流流过，从而利用第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的全部绕组。因此，如中心抽头推挽型那样，不会每半循环产生空闲(free)绕组。也就是说，不需要考虑P1a和P1b间的漏电感、以及P2a和P3b间的漏电感，因此，不会在换相时发生浪涌电压。因此，不需要以防止浪涌电压为目的，使P1a和P1b之间、P2a和P2b之间、P1和P2之间紧密耦合。此外，从电源V对电容器C1、C2，总是经由第1一次绕组P1和第2一次绕组P2流过充电电流0.5Ii。在该充电时，由于这些绕组P1、P2间的漏电感作为除去波动成分的滤波器而发挥作用，所以从电源V供给的电流Ii是连续的直流。因此，作为电源V，能够使用不耐波动成分(波动导致寿命特性变差)的电池、例如燃料电池。再有，第1一次绕组P1和二次绕组S的耦合、以及第2一次绕组P2和二次绕组S的耦合由于需要使分流平衡，所以必须是对称的。
像这样，在电流平衡推挽型逆变电路中，存在如下优点，即，不需要像半桥型逆变电路那样在开关元件中流过大电流，此外，不考虑P1a和P1b间的漏电感、P2a和P2b之间的漏电感导致的浪涌电压的对策也可。
图1所示的DC-DC变流电路，使用具备以上的基本结构的电流平衡推挽型逆变电路。进而，在该电流平衡推挽型逆变电路中追加缓冲电路。
即，缓冲电路以与第1开关元件S1并联连接的第1缓冲电路RS1、和与第2开关元件并联连接的第2缓冲电路RS2构成。
所述第1缓冲电路RS1以第1缓冲二极管ds1、和在该二极管ds1的两端连接的第1缓冲电容器Cs1和第2缓冲电容器Cs2的串联电路构成。所述第2缓冲电路RS2以第2缓冲二极管ds2、和在该二极管ds2的两端连接的第3缓冲电容器Cs3和第4缓冲电容器Cs4的串联电路构成。
在所述第1缓冲电路RS1的第1缓冲电容器Cs1和所述第1电压源电容器C1之间，连接有从第1缓冲电容器Cs1流过放电电流的第1放电电阻R1。
在所述第1缓冲电路RS1的第2缓冲电容器Cs2和所述第2电压源电容器C2之间，连接有从第2缓冲电容器Cs2流过放电电流的第2放电电阻R2。
在所述第2缓冲电路RS2的第3缓冲电容器Cs3和所述第2电压源电容器C2之间，连接有从第3缓冲电容器Cs3流过放电电流的第3放电电阻R3。
在所述第2缓冲电路RS2的第4缓冲电容器Cs4和所述第1电压源电容器C1之间，连接有从第4缓冲电容器Cs4流过放电电流的第4放电电阻R4。
此外，在开关元件S1、S2，分别反并联连接有续流二极管df1、df2。
接着说明工作。
图3是上述DC-DC变流电路的波形图。
在时刻t0，当来自控制部CNT的控制信号G1接通时，开关元件S1导通。于是，经由变压器T对负载R0供电，电流S1Id开始流过开关元件S1。电流S1Id通过变压器T的一次侧和二次侧之间的漏电感Le的限流作用，以一定的倾斜直线地增加。这时，开关元件S2的两端电压S2Vds是2Vin。第1缓冲电容器Cs1、第2缓冲电容器Cs2的充电电荷由于第1缓冲二极管ds1的存在，所以不会以开关元件S1被短路。
当在时刻t1开关元件S1截止时，要使电流S1Id继续流动的漏电感Le的感应电压被加到VC1(Vin)，成为S1Vds＝Le的感应电压+Vin。当该感应电压上升到Vin时，与开关元件S2反并联连接的续流二极管df2导通。于是，电流S1Id流过电容器C2，漏电感Le的能量再生到电源。因此，理想的是上述感应电压被箝位在Vin，电压S1Vds不上升到2Vin以上。
可是，实际上，由于在漏电感Le以外存在的残留电感(例如，在电容器C1和开关元件S1之间、电容器C2和二极管df2之间存在的残留电感)、和二极管df2的导通延迟，电压S1Vds要上升到电压2Vin以上。
在本实施方式的变流器中，在此时，基于要上升到电压2Vin以上的电压，充电电流ICs1、ICs2流过第1缓冲电路的缓冲电容器(即，第1缓冲电容器Cs1和第2缓冲电容器Cs2)，该缓冲电容器被充电。
由此，在时间t1-t2中，上述缓冲电容器的充电电压成为
VCs1+VCs2＝2Vin+α……(式1)
。即，电压VCs1和电压VCs2分别是Vin+0.5α。再有，在时刻t1中，因为VCs1+VCs2已经被充电到2Vin，所以电压S1Vds的倾斜是陡峭的。
当在时刻t2中电流S1Id变为零时，电压S1Vds经过漏电感Le和电路的残留电感、开关元件S1的输出电容和电路的浮地电容的谐振导致的泄漏时间，收敛于电压Vin。
VCs1+VCs2通过二极管ds1的放电阻止作用而被维持在2Vin+α。
如以上的说明那样，在使开关元件S1截止时，当在开关元件S1产生的电压S1Vds要超过2Vin时，因为第1缓冲电容器Cs1和第2缓冲电容器Cs2被充电，所以电压S1Vds不会变为2Vin以上，能够防止过大的浪涌电压施加到开关元件S1。
可是，当在每1个循环中对这些缓冲电容器Cs1、Cs2反复进行充电时，VCs1+VCs2异常地上升。因此，在时刻t2以后在下一个循环开始到开关元件S1再次截止为止的期间中，放电VCs1+VCs2上升的α的量(参照式(1))，使其为VCs1+VCs2＝2Vin。
该α的量的放电经由放电电阻R1、R2进行。电容器Cs1的0.5α的量的放电经由放电电阻R1对电压源电容器C1进行，电容器Cs2的0.5α的量的放电经由放电电阻R2对电压源电容器C2进行。由于电压源电容器C1、C2的电压是Vin，所以在电容器Cs1、Cs2分别被充电Vin+0.5α的状态下，仅有0.α的量被放电到电压源电容器C1、C2。该放电不是电容器C1、C2的充电电位Vin的放电，而分别仅是0.5α的量的放电，因此放电电流不多。
以上的工作在第2缓冲电路RS2中也是同样的，此外，按每1循环反复进行。
本实施方式的DC-DC变流电路的特征在于，在电源部设置2个电压源电容器；此外，分别在第1缓冲电路和第2缓冲电路中经由缓冲二极管串联连接2个缓冲电容器；而且，从串联连接的2个缓冲电容器的每一个，设置对第1电压源电容器和第2电压源电容器的放电路径。通过采用这样的结构，能够使上述α的量的电压以0.5α为单位对电压源电容器放电，能够使电路为高效率。

Claims (2)

1.一种逆变电路，其特征在于，具备：
第1开关元件；
第2开关元件；
输出变压器，经由所述第1开关元件和所述第2开关元件对一次侧供给电流，从二次侧对负载输出电流；
第1续流二极管，与所述第1开关元件反并联连接；
第2续流二极管，与所述第2开关元件反并联连接；
第1缓冲电路，与所述第1开关元件并联连接，第1缓冲二极管、和第1缓冲电容器及第2缓冲电容器在该第1缓冲二极管的两端分别串联连接；
第2缓冲电路，与所述第2开关元件并联连接，第2缓冲二极管、和第3缓冲电容器及第4缓冲电容器在该第2缓冲二极管的两端分别串联连接；
第1电压源电容器，对所述第1开关元件施加电压；
第2电压源电容器，对所述第2开关元件施加电压；
第1放电电阻，在所述第1缓冲电路和所述第1电压源电容器之间连接，从所述第1缓冲电容器流过放电电流；
第2放电电阻，在所述第1缓冲电路和所述第2电压源电容器之间连接，从所述第2缓冲电容器流过放电电流；
第3放电电阻，在所述第2缓冲电路和所述第2电压源电容器之间连接，从所述第3缓冲电容器流过放电电流；以及
第4放电电阻，在所述第2缓冲电路和所述第1电压源电容器之间连接，从所述第4缓冲电容器流过放电电流。
2.根据权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，
所述输出变压器具备：第1一次绕组和第2一次绕组，
所述逆变电路具备：电源，在所述第1一次绕组的中心抽头、和所述第2一次绕组的中心抽头之间连接，对所述第1、第2电压源电容器经由所述第1一次绕组和所述第2一次绕组供给能量，
所述第1一次绕组连接于所述电源的正极侧，所述第2一次绕组连接于所述电源的负极侧，
所述第1电压源电容器在所述第1一次绕组连接于所述第2开关元件的第1连接点、和所述第1开关元件之间连接，经由所述第1一次绕组对所述第1开关元件施加电压，
所述第2电压源电容器在所述第1一次绕组连接于所述第1开关元件的第2连接点、和所述第2开关元件之间连接，经由所述第1一次绕组对所述第2开关元件施加电压。
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