JPH1155956A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH1155956A JPH1155956A JP9221984A JP22198497A JPH1155956A JP H1155956 A JPH1155956 A JP H1155956A JP 9221984 A JP9221984 A JP 9221984A JP 22198497 A JP22198497 A JP 22198497A JP H1155956 A JPH1155956 A JP H1155956A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＷＭ制御の変調周波数を高くしても電力損
失が増加せず、しかも、スナバコンデンサ、抵抗を小形
化し、装置の小形化、低価格化、高効率化を図ることに
ある。 【解決手段】 ３レベルの電圧を出力する電力変換装置
であって、直流電源１の正極と第３のダイオードＤｓ３
及び第３のコンデンサＣｓ３の接続点に第５のダイオー
ドＤｓ５及び第３のスナバ抵抗Ｒｓ３の直列回路を接続
し、該直列回路の中点を第７のダイオードＤｓ６を介し
て第１のダイオードＤｓ１及び第２のコンデンサＣｓ２
の接続点に接続し、直流電源の負極と第２のコンデンサ
Ｃｓ２及び第２のダイオードＤｓ２の接続点に第６のダ
イオードＤｓ８及び第２のスナバ抵抗Ｒｓ２の直列回路
を接続し、該直列回路の中点を第８のダイオードＤｓ７
を介して第３のコンデンサＣｓ３及び第４のダイオード
Ｄｓ４の接続点に接続する。
失が増加せず、しかも、スナバコンデンサ、抵抗を小形
化し、装置の小形化、低価格化、高効率化を図ることに
ある。 【解決手段】 ３レベルの電圧を出力する電力変換装置
であって、直流電源１の正極と第３のダイオードＤｓ３
及び第３のコンデンサＣｓ３の接続点に第５のダイオー
ドＤｓ５及び第３のスナバ抵抗Ｒｓ３の直列回路を接続
し、該直列回路の中点を第７のダイオードＤｓ６を介し
て第１のダイオードＤｓ１及び第２のコンデンサＣｓ２
の接続点に接続し、直流電源の負極と第２のコンデンサ
Ｃｓ２及び第２のダイオードＤｓ２の接続点に第６のダ
イオードＤｓ８及び第２のスナバ抵抗Ｒｓ２の直列回路
を接続し、該直列回路の中点を第８のダイオードＤｓ７
を介して第３のコンデンサＣｓ３及び第４のダイオード
Ｄｓ４の接続点に接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換装置に係
り、特に、インバータ等のスイッチング要素がオンする
度にスナバコンデンサの充電電荷を放電し、スナバ抵抗
により熱として消費する電力変換装置に関する。
り、特に、インバータ等のスイッチング要素がオンする
度にスナバコンデンサの充電電荷を放電し、スナバ抵抗
により熱として消費する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の電力変換装置として、従来技術
を図３に示す。図３は、特開平８―９６５６号公報に記
載され、パルス幅変調（以下、ＰＷＭという。）により
直流電力を交流電力に変換し、多レベルの出力が得られ
るインバータの主回路の１相分である。図３において、
Ｅ１、Ｅ２は直流電圧源、Ｓ１〜Ｓ４はスイッチング素
子、Ｄ１〜Ｄ６はダイオード、ＯＵＴは出力端子、Ｃｓ
１〜Ｃｓ４はスナバコンデンサ、Ｄｓ１〜Ｄｓ４はスナ
バダイオード、Ｒｓ１〜Ｒｓ４はスナバ抵抗を表す。こ
の回路の出力端子ＯＵＴの出力電圧は、スイッチング素
子Ｓ１とＳ２がオンし、スイッチング素子Ｓ３とＳ４が
オフ状態（状態Ａと呼ぶことにする。）のとき、電圧Ｖ
１となり、スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオンし、スイ
ッチング素子Ｓ１とＳ４がオフ状態（状態Ｂと呼ぶこと
にする。）のとき、電圧Ｖ２となり、スイッチング素子
Ｓ３とＳ４がオンし、スイッチング素子Ｓ１とＳ２がオ
フ状態（状態Ｃと呼ぶことにする。）のとき、電圧Ｖ３
となり、３レベルの出力が得られる。これらのスイッチ
ング素子をＰＷＭ制御することにより、ＰＷＭ制御され
た出力電圧が得られる。また、このときスナバコンデン
サＣｓ１〜Ｃｓ４は、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が
オフ状態のとき、スナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４を通
してＥ１またはＥ２に充電され、いずれか２つのスナバ
コンデンサによって直流電圧源の電圧に充電される。そ
して、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態になっ
たとき、スナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４を通して放電され、
１つのスナバコンデンサの充電電圧が零になる。
を図３に示す。図３は、特開平８―９６５６号公報に記
載され、パルス幅変調（以下、ＰＷＭという。）により
直流電力を交流電力に変換し、多レベルの出力が得られ
るインバータの主回路の１相分である。図３において、
Ｅ１、Ｅ２は直流電圧源、Ｓ１〜Ｓ４はスイッチング素
子、Ｄ１〜Ｄ６はダイオード、ＯＵＴは出力端子、Ｃｓ
１〜Ｃｓ４はスナバコンデンサ、Ｄｓ１〜Ｄｓ４はスナ
バダイオード、Ｒｓ１〜Ｒｓ４はスナバ抵抗を表す。こ
の回路の出力端子ＯＵＴの出力電圧は、スイッチング素
子Ｓ１とＳ２がオンし、スイッチング素子Ｓ３とＳ４が
オフ状態（状態Ａと呼ぶことにする。）のとき、電圧Ｖ
１となり、スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオンし、スイ
ッチング素子Ｓ１とＳ４がオフ状態（状態Ｂと呼ぶこと
にする。）のとき、電圧Ｖ２となり、スイッチング素子
Ｓ３とＳ４がオンし、スイッチング素子Ｓ１とＳ２がオ
フ状態（状態Ｃと呼ぶことにする。）のとき、電圧Ｖ３
となり、３レベルの出力が得られる。これらのスイッチ
ング素子をＰＷＭ制御することにより、ＰＷＭ制御され
た出力電圧が得られる。また、このときスナバコンデン
サＣｓ１〜Ｃｓ４は、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が
オフ状態のとき、スナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４を通
してＥ１またはＥ２に充電され、いずれか２つのスナバ
コンデンサによって直流電圧源の電圧に充電される。そ
して、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態になっ
たとき、スナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４を通して放電され、
１つのスナバコンデンサの充電電圧が零になる。
【０００３】また、同じく従来技術を図４に示す。図４
は、特開平７―３１２８７２号公報に記載され、図３と
同様に主回路１相分である。図４において、スナバ回路
以外の構成は図３と同様であるため、説明を省略し、以
下ではスナバ回路の構成を中心に説明する。スナバコン
デンサＣｓ１〜Ｃｓ４とスナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ
４をそれぞれ直列接続して成るスナバ回路を各スイッチ
ング素子Ｓ１〜Ｓ４にそれぞれ並列接続し、２個直列接
続されたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、Ｓ４に
接続されるスナバ回路のダイオードＤｓ１、コンデンサ
Ｃｓ２及びコンデンサＣｓ３、ダイオードＤｓ４をそれ
ぞれ直列接続する。また、直流電圧源１側のスイッチン
グ素子Ｓ１、Ｓ４に接続されたスナバ回路のコンデンサ
Ｃｓ１、Ｃｓ４と、ダイオードＤ５、Ｄ６の接続点と中
間電位Ｖ２との間にそれぞれ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ４を接続
し、交流出力端子ＯＵＴ側のスイッチング素子Ｓ２に接
続されたダイオードＤｓ２とスナバコンデンサＣｓ２の
中間点に抵抗Ｒｓ３を介してダイオードＤｓ６のカソー
ドを接続し、そのダイオードＤｓ６のアノードを直流電
源Ｅ２の負極に接続すると共に、同じく交流出力端子Ｏ
ＵＴ側のスイッチング素子Ｓ３に接続されたスナバコン
デンサＣｓ３とダイオードＤｓ３の中間点にダイオード
Ｄｓ５のアノードを接続し、そのダイオードＤｓ５のカ
ソードを抵抗Ｒｓ１を介して直流電源Ｅ１の正極に接続
する。次に、このインバータの動作を説明する。スイッ
チング状態は、状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態
Ｂ→状態Ａ→…の順で切り換わるものとする。まず、状
態Ｂから状態Ａに切り換わった時、スナバコンデンサＣ
ｓ２は、ダイオードＤｓ６により電源電圧Ｅからその２
倍の電圧２Ｅへ充電されることを阻止されているので、
状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｂに移り変わっても、充放電動作
を行わない。一方、スナバコンデンサＣｓ３は、状態Ｂ
→状態Ａの段階で印加電圧が増加し、その際に充電した
分を状態Ａ→状態Ｂで放電する。状態Ａから状態Ｂに切
り換わった際、直流電源１側のスナバコンデンサＣｓ
１、Ｃｓ４の電圧は電源電圧Ｅとなり、スナバコンデン
サＣｓ２の電圧はスナバコンデンサＣｓ３と同じく電源
電圧Ｅにクランプされる。次に、状態Ｂから状態Ｃに切
り換わった際、スナバコンデンサＣｓ３は、ダイオード
Ｄｓ５により、電圧Ｅから２Ｅへ充電されることを阻止
されているので、状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂに移り変わっ
ても充放電動作を行わない。一方、スナバコンデンサＣ
ｓ２は、状態Ｂ→状態Ｃの段階で印加電圧が増加し、そ
の際に充電した分を状態Ｃ→状態Ｂで放電する。この例
の場合、スナバコンデンサが零レベルまで放電すること
はない。
は、特開平７―３１２８７２号公報に記載され、図３と
同様に主回路１相分である。図４において、スナバ回路
以外の構成は図３と同様であるため、説明を省略し、以
下ではスナバ回路の構成を中心に説明する。スナバコン
デンサＣｓ１〜Ｃｓ４とスナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ
４をそれぞれ直列接続して成るスナバ回路を各スイッチ
ング素子Ｓ１〜Ｓ４にそれぞれ並列接続し、２個直列接
続されたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、Ｓ４に
接続されるスナバ回路のダイオードＤｓ１、コンデンサ
Ｃｓ２及びコンデンサＣｓ３、ダイオードＤｓ４をそれ
ぞれ直列接続する。また、直流電圧源１側のスイッチン
グ素子Ｓ１、Ｓ４に接続されたスナバ回路のコンデンサ
Ｃｓ１、Ｃｓ４と、ダイオードＤ５、Ｄ６の接続点と中
間電位Ｖ２との間にそれぞれ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ４を接続
し、交流出力端子ＯＵＴ側のスイッチング素子Ｓ２に接
続されたダイオードＤｓ２とスナバコンデンサＣｓ２の
中間点に抵抗Ｒｓ３を介してダイオードＤｓ６のカソー
ドを接続し、そのダイオードＤｓ６のアノードを直流電
源Ｅ２の負極に接続すると共に、同じく交流出力端子Ｏ
ＵＴ側のスイッチング素子Ｓ３に接続されたスナバコン
デンサＣｓ３とダイオードＤｓ３の中間点にダイオード
Ｄｓ５のアノードを接続し、そのダイオードＤｓ５のカ
ソードを抵抗Ｒｓ１を介して直流電源Ｅ１の正極に接続
する。次に、このインバータの動作を説明する。スイッ
チング状態は、状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態
Ｂ→状態Ａ→…の順で切り換わるものとする。まず、状
態Ｂから状態Ａに切り換わった時、スナバコンデンサＣ
ｓ２は、ダイオードＤｓ６により電源電圧Ｅからその２
倍の電圧２Ｅへ充電されることを阻止されているので、
状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｂに移り変わっても、充放電動作
を行わない。一方、スナバコンデンサＣｓ３は、状態Ｂ
→状態Ａの段階で印加電圧が増加し、その際に充電した
分を状態Ａ→状態Ｂで放電する。状態Ａから状態Ｂに切
り換わった際、直流電源１側のスナバコンデンサＣｓ
１、Ｃｓ４の電圧は電源電圧Ｅとなり、スナバコンデン
サＣｓ２の電圧はスナバコンデンサＣｓ３と同じく電源
電圧Ｅにクランプされる。次に、状態Ｂから状態Ｃに切
り換わった際、スナバコンデンサＣｓ３は、ダイオード
Ｄｓ５により、電圧Ｅから２Ｅへ充電されることを阻止
されているので、状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂに移り変わっ
ても充放電動作を行わない。一方、スナバコンデンサＣ
ｓ２は、状態Ｂ→状態Ｃの段階で印加電圧が増加し、そ
の際に充電した分を状態Ｃ→状態Ｂで放電する。この例
の場合、スナバコンデンサが零レベルまで放電すること
はない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、図
３の従来例の電力変換装置では、スイッチング要素がオ
ンする度にスナバコンデンサの充電電荷が零レベルにな
るまで放電し、スナバ抵抗で熱として消費されるため、
ＰＷＭ制御の変調周波数を高くした場合、スナバコンデ
ンサの充放電回数が増加し、これにより、電力変換損失
が増加し、スナバ抵抗の外形が大きくなる、という問題
があった。また、図４の従来例のように、スナバコンデ
ンサを零レベルまで放電させないように組み立てても、
スナバコンデンサの印加電圧を小さくしないと、スナバ
コンデンサの外形が大きくなり、スナバ抵抗、スナバコ
ンデンサの外形が大きくなることによって、装置の大型
化、高コスト化を招く、という問題があった。
３の従来例の電力変換装置では、スイッチング要素がオ
ンする度にスナバコンデンサの充電電荷が零レベルにな
るまで放電し、スナバ抵抗で熱として消費されるため、
ＰＷＭ制御の変調周波数を高くした場合、スナバコンデ
ンサの充放電回数が増加し、これにより、電力変換損失
が増加し、スナバ抵抗の外形が大きくなる、という問題
があった。また、図４の従来例のように、スナバコンデ
ンサを零レベルまで放電させないように組み立てても、
スナバコンデンサの印加電圧を小さくしないと、スナバ
コンデンサの外形が大きくなり、スナバ抵抗、スナバコ
ンデンサの外形が大きくなることによって、装置の大型
化、高コスト化を招く、という問題があった。
【０００５】本発明の課題は、上記問題点に鑑み、ＰＷ
Ｍ制御の変調周波数を高くしても電力損失が増加せず、
しかも、装置の小型軽量化、低コスト化を可能にする電
力変換装置を提供することにある。
Ｍ制御の変調周波数を高くしても電力損失が増加せず、
しかも、装置の小型軽量化、低コスト化を可能にする電
力変換装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題は、３レベルの
電圧を出力する電力変換装置において、第１〜第４のス
イッチング要素のそれぞれに第１〜第４のスナバコンデ
ンサ及び第１〜第４のスナバダイオードからなる直列回
路をそれぞれ並列接続し、少なくともスナバ抵抗を前記
第１のダイオード及び第２のコンデンサの接続点と前記
第３のダイオード及び第３のコンデンサの接続点、並び
に前記第２のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点
と前記第３のコンデンサ及び第４のダイオードの接続点
にそれぞれ接続し、前記スイッチング要素のスイッチン
グ状態が変化する際、前記第２のコンデンサと前記第３
のコンデンサに印加される電圧を平均化する放電回路を
形成することによって、解決される。ここで、前記放電
回路として、前記直流電源の正極と前記第３のダイオー
ド及び第３のコンデンサの接続点に第５のスナバダイオ
ード及び第３のスナバ抵抗の直列回路を接続し、該直列
回路の中点を第７のスナバダイオードを介して前記第１
のダイオード及び第２のコンデンサの接続点に接続し、
前記直流電源の負極と前記第２のコンデンサ及び第２の
ダイオードの接続点に第６のスナバダイオード及び第２
のスナバ抵抗の直列回路を接続し、該直列回路の中点を
第８のスナバダイオードを介して前記第３のコンデンサ
及び第４のダイオードの接続点に接続する。また、前記
放電回路として、前記第１のダイオード及び第２のコン
デンサの接続点と前記第３のダイオード及び第３のコン
デンサの接続点に第３のスナバ抵抗を接続し、前記第２
のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点と前記第３
のコンデンサ及び第４のダイオードの接続点に第２のス
ナバ抵抗を接続する。
電圧を出力する電力変換装置において、第１〜第４のス
イッチング要素のそれぞれに第１〜第４のスナバコンデ
ンサ及び第１〜第４のスナバダイオードからなる直列回
路をそれぞれ並列接続し、少なくともスナバ抵抗を前記
第１のダイオード及び第２のコンデンサの接続点と前記
第３のダイオード及び第３のコンデンサの接続点、並び
に前記第２のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点
と前記第３のコンデンサ及び第４のダイオードの接続点
にそれぞれ接続し、前記スイッチング要素のスイッチン
グ状態が変化する際、前記第２のコンデンサと前記第３
のコンデンサに印加される電圧を平均化する放電回路を
形成することによって、解決される。ここで、前記放電
回路として、前記直流電源の正極と前記第３のダイオー
ド及び第３のコンデンサの接続点に第５のスナバダイオ
ード及び第３のスナバ抵抗の直列回路を接続し、該直列
回路の中点を第７のスナバダイオードを介して前記第１
のダイオード及び第２のコンデンサの接続点に接続し、
前記直流電源の負極と前記第２のコンデンサ及び第２の
ダイオードの接続点に第６のスナバダイオード及び第２
のスナバ抵抗の直列回路を接続し、該直列回路の中点を
第８のスナバダイオードを介して前記第３のコンデンサ
及び第４のダイオードの接続点に接続する。また、前記
放電回路として、前記第１のダイオード及び第２のコン
デンサの接続点と前記第３のダイオード及び第３のコン
デンサの接続点に第３のスナバ抵抗を接続し、前記第２
のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点と前記第３
のコンデンサ及び第４のダイオードの接続点に第２のス
ナバ抵抗を接続する。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の電力変換装置にかか
る一実施形態を示す。図示の電力変換装置は、１相分の
ブリッジ回路の構成を示し、３レベルの電圧を出力す
る。図１において、直流電圧源１側は直列接続された２
つの直流電圧源Ｅ１、Ｅ２からなり、第１のダイオード
Ｄ１〜Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴ素子Ｓ
１〜Ｓ４を２個直列接続して成る正側アーム（Ｓ１、Ｓ
２、Ｄ１、Ｄ２）と負側アーム（Ｓ３、Ｓ４、Ｄ３、Ｄ
４）を備え、正側アームと負側アームの接続点を交流出
力端子ＯＵＴとする。また、正側アームと負側アームの
２個直列接続されたＩＧＢＴ素子の中間点と直流電圧源
の中間電位Ｖ２の点との間に電圧クランプ用の第２のダ
イオードＤ５、Ｄ６を接続する。また、コンデンサＣｓ
１〜Ｃｓ４と第３のダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４をそれぞ
れ直列接続して成るスナバ回路を各ＩＧＢＴ素子Ｓ１〜
Ｓ４にそれぞれ並列接続し、２個直列接続されたＩＧＢ
Ｔ素子Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、Ｓ４に接続されるスナバ回
路のダイオードＤｓ１、コンデンサＣｓ２及びコンデン
サＣｓ３、ダイオードＤｓ４をそれぞれ直列接続する。
また、直流電圧源側のＩＧＢＴ素子Ｓ１、Ｓ４に接続さ
れたスナバ回路のコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４と第２のダ
イオードＤ５、Ｄ６の接続点及び中間電位Ｖ２との間に
それぞれ第１の抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ４を接続し、交流出力
端子ＯＵＴ側のＩＧＢＴ素子Ｓ２に接続されたダイオー
ドＤｓ２とコンデンサＣｓ２の中間点に抵抗Ｒｓ２を介
してダイオードＤｓ８のカソードを接続し、そのダイオ
ードＤｓ８のアノードを直流電源Ｅ２の負極に接続する
と共に、同じく交流出力端子ＯＵＴ側のＩＧＢＴ素子Ｓ
３に接続されたスナバコンデンサＣｓ３とダイオードＤ
ｓ３の中間点に抵抗Ｒｓ３を介してダイオードＤｓ５の
アノードを接続し、そのダイオードＤｓ５のカソードを
直流電源Ｅ１の正極に接続する。更に、ＩＧＢＴ素子Ｓ
１及びＳ２の接続点にダイオードＤｓ６のアノードを接
続し、そのダイオードＤｓ６のカソードを上記のＤｓ５
とＲｓ３の接続点に接続すると共に、ＩＧＢＴ素子Ｓ３
及びＳ４の接続点にダイオードＤｓ７のアノードを接続
し、そのダイオードＤｓ７のカソードを上記のＤｓ８と
Ｒｓ２の接続点に接続する。
用いて説明する。図１は、本発明の電力変換装置にかか
る一実施形態を示す。図示の電力変換装置は、１相分の
ブリッジ回路の構成を示し、３レベルの電圧を出力す
る。図１において、直流電圧源１側は直列接続された２
つの直流電圧源Ｅ１、Ｅ２からなり、第１のダイオード
Ｄ１〜Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴ素子Ｓ
１〜Ｓ４を２個直列接続して成る正側アーム（Ｓ１、Ｓ
２、Ｄ１、Ｄ２）と負側アーム（Ｓ３、Ｓ４、Ｄ３、Ｄ
４）を備え、正側アームと負側アームの接続点を交流出
力端子ＯＵＴとする。また、正側アームと負側アームの
２個直列接続されたＩＧＢＴ素子の中間点と直流電圧源
の中間電位Ｖ２の点との間に電圧クランプ用の第２のダ
イオードＤ５、Ｄ６を接続する。また、コンデンサＣｓ
１〜Ｃｓ４と第３のダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４をそれぞ
れ直列接続して成るスナバ回路を各ＩＧＢＴ素子Ｓ１〜
Ｓ４にそれぞれ並列接続し、２個直列接続されたＩＧＢ
Ｔ素子Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、Ｓ４に接続されるスナバ回
路のダイオードＤｓ１、コンデンサＣｓ２及びコンデン
サＣｓ３、ダイオードＤｓ４をそれぞれ直列接続する。
また、直流電圧源側のＩＧＢＴ素子Ｓ１、Ｓ４に接続さ
れたスナバ回路のコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４と第２のダ
イオードＤ５、Ｄ６の接続点及び中間電位Ｖ２との間に
それぞれ第１の抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ４を接続し、交流出力
端子ＯＵＴ側のＩＧＢＴ素子Ｓ２に接続されたダイオー
ドＤｓ２とコンデンサＣｓ２の中間点に抵抗Ｒｓ２を介
してダイオードＤｓ８のカソードを接続し、そのダイオ
ードＤｓ８のアノードを直流電源Ｅ２の負極に接続する
と共に、同じく交流出力端子ＯＵＴ側のＩＧＢＴ素子Ｓ
３に接続されたスナバコンデンサＣｓ３とダイオードＤ
ｓ３の中間点に抵抗Ｒｓ３を介してダイオードＤｓ５の
アノードを接続し、そのダイオードＤｓ５のカソードを
直流電源Ｅ１の正極に接続する。更に、ＩＧＢＴ素子Ｓ
１及びＳ２の接続点にダイオードＤｓ６のアノードを接
続し、そのダイオードＤｓ６のカソードを上記のＤｓ５
とＲｓ３の接続点に接続すると共に、ＩＧＢＴ素子Ｓ３
及びＳ４の接続点にダイオードＤｓ７のアノードを接続
し、そのダイオードＤｓ７のカソードを上記のＤｓ８と
Ｒｓ２の接続点に接続する。
【０００８】次に、本実施形態の動作を図２を参照しつ
つ説明する。図２において、Ｖｓ１〜Ｖｓ４はＩＧＢＴ
素子Ｓ１〜Ｓ４の電圧、Ｖｓ１ｃ〜Ｖｓ４ｃはスナバコ
ンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４の電圧、Ｉｓ１ｃ〜Ｉｓ４ｃは
同じく電流である。スイッチング状態は、状態Ｂ→状態
Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ→…の順で切り換
わるものとする。尚、ここで言う状態Ａ、Ｂ、Ｃは「従
来の技術」の文章中で用いたものと同じである。その内
容を表１にまとめる。
つ説明する。図２において、Ｖｓ１〜Ｖｓ４はＩＧＢＴ
素子Ｓ１〜Ｓ４の電圧、Ｖｓ１ｃ〜Ｖｓ４ｃはスナバコ
ンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４の電圧、Ｉｓ１ｃ〜Ｉｓ４ｃは
同じく電流である。スイッチング状態は、状態Ｂ→状態
Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ→…の順で切り換
わるものとする。尚、ここで言う状態Ａ、Ｂ、Ｃは「従
来の技術」の文章中で用いたものと同じである。その内
容を表１にまとめる。
【表１】 まず、状態Ｂから状態Ａに切り換わった時、スナバコン
デンサＣｓ３の印加電圧は大きくなる。しかし、ダイオ
ードＤｓ７があるため、放電経路Ｄｓ７→Ｃｓ３→Ｒｓ
３→Ｄｓ５→Ｓ１→Ｃｓ２→Ｒｓ２が生じ、図２のイ、
ロに示すように、その増加分をスナバコンデンサＣｓ２
と分担する。このため、状態Ａにおけるスナバコンデン
サＣｓ３の充電増加分をそのダイオードＤｓ７がない場
合よりも少なくできる。状態Ａから状態Ｂに切り換わる
時、この充電増加分が放電するが、図２のハ、ニに示す
ように、零レベルまでスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３
が放電することがなく、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発
生損失和が従来技術よりも小さくなる。状態Ａから状態
Ｂに切り換わった際、直流電源側のスナバコンデンサＣ
ｓ１、Ｃｓ４の電圧は、図２のホ、ヘに示すように、電
源電圧Ｅとなり、スナバコンデンサＣｓ２の電圧は、図
２のハ、ニに示すように、スナバコンデンサＣｓ３と同
じく電源電圧Ｅにクランプされる。次に、状態Ｂから状
態Ｃへの切り換わる際、スナバコンデンサＣｓ２の印加
電圧は大きくなる。しかし、ダイオードＤｓ６があるた
め、放電経路Ｄｓ６→Ｒｓ３→Ｃｓ３→Ｓ４→Ｄｓ８→
Ｒｓ２→Ｃｓ２が生じ、図２のト、チに示すように、そ
の増加分をスナバコンデンサＣｓ３と分担する。このた
め、状態ＣにおけるスナバコンデンサＣｓ２の充電増加
分をそのダイオードＤｓ６がない場合よりも少なくでき
る。状態Ｃから状態Ｂへの切り換え時、その充電増加分
が放電するが、図２のリ、ヌに示すように、零レベルま
でスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３が放電することがな
く、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発生損失和が従来技術
よりも小さくなる。以上述べたように、本実施形態にお
いて、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３は零レベルまで
放電することがなく、加えて、ダイオードＤｓ５、Ｄｓ
８の働きにより、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に大
きな電圧が印加されるのを抑え、具体的には、それらの
コンデンサに印加される電圧を平均化するため、スナバ
抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３で発生する損失が減少する。これら
のことにより、本実施形態では、コンデンサ、抵抗の小
型化による装置全体の小型軽量化、高効率化、コスト低
減が可能になる。
デンサＣｓ３の印加電圧は大きくなる。しかし、ダイオ
ードＤｓ７があるため、放電経路Ｄｓ７→Ｃｓ３→Ｒｓ
３→Ｄｓ５→Ｓ１→Ｃｓ２→Ｒｓ２が生じ、図２のイ、
ロに示すように、その増加分をスナバコンデンサＣｓ２
と分担する。このため、状態Ａにおけるスナバコンデン
サＣｓ３の充電増加分をそのダイオードＤｓ７がない場
合よりも少なくできる。状態Ａから状態Ｂに切り換わる
時、この充電増加分が放電するが、図２のハ、ニに示す
ように、零レベルまでスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３
が放電することがなく、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発
生損失和が従来技術よりも小さくなる。状態Ａから状態
Ｂに切り換わった際、直流電源側のスナバコンデンサＣ
ｓ１、Ｃｓ４の電圧は、図２のホ、ヘに示すように、電
源電圧Ｅとなり、スナバコンデンサＣｓ２の電圧は、図
２のハ、ニに示すように、スナバコンデンサＣｓ３と同
じく電源電圧Ｅにクランプされる。次に、状態Ｂから状
態Ｃへの切り換わる際、スナバコンデンサＣｓ２の印加
電圧は大きくなる。しかし、ダイオードＤｓ６があるた
め、放電経路Ｄｓ６→Ｒｓ３→Ｃｓ３→Ｓ４→Ｄｓ８→
Ｒｓ２→Ｃｓ２が生じ、図２のト、チに示すように、そ
の増加分をスナバコンデンサＣｓ３と分担する。このた
め、状態ＣにおけるスナバコンデンサＣｓ２の充電増加
分をそのダイオードＤｓ６がない場合よりも少なくでき
る。状態Ｃから状態Ｂへの切り換え時、その充電増加分
が放電するが、図２のリ、ヌに示すように、零レベルま
でスナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３が放電することがな
く、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発生損失和が従来技術
よりも小さくなる。以上述べたように、本実施形態にお
いて、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３は零レベルまで
放電することがなく、加えて、ダイオードＤｓ５、Ｄｓ
８の働きにより、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に大
きな電圧が印加されるのを抑え、具体的には、それらの
コンデンサに印加される電圧を平均化するため、スナバ
抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３で発生する損失が減少する。これら
のことにより、本実施形態では、コンデンサ、抵抗の小
型化による装置全体の小型軽量化、高効率化、コスト低
減が可能になる。
【０００９】図５は、本発明の電力変換装置にかかる他
の実施形態を示す。図示の電力変換装置は、１相分のブ
リッジ回路の構成を示し、３レベルの電圧を出力する。
図５において、直流電圧源１は直列接続された２つの直
流電圧源Ｅ１、Ｅ２からなり、第１のダイオードＤ１〜
Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴ素子Ｓ１〜Ｓ
４を２個直列接続して成る正側アーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｄ
１、Ｄ２）と負側アーム（Ｓ３、Ｓ４、Ｄ３、Ｄ４）を
備え、正側アームと負側アームの接続点を交流出力端子
ＯＵＴとする。また、正側アームと負側アームの２個直
列接続されたＩＧＢＴ素子の中間点と直流電圧源の中間
電位Ｖ２の点との間に電圧クランプ用の第２のダイオー
ドＤ５、Ｄ６を接続する。また、コンデンサＣｓ１〜Ｃ
ｓ４と第３のダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４をそれぞれ直列
接続して成るスナバ回路を各ＩＧＢＴ素子Ｓ１〜Ｓ４に
それぞれ並列接続し、２個直列接続されたＩＧＢＴ素子
Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、Ｓ４に接続されるスナバ回路のダ
イオードＤｓ１、コンデンサＣｓ２及びコンデンサＣｓ
３、ダイオードＤｓ４をそれぞれ直列接続する。また、
直流電圧源側のＩＧＢＴ素子Ｓ１、Ｓ４に接続されたス
ナバ回路のコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４及び第３のダイオ
ードＤｓ１、Ｄｓ４の接続点と中間電位Ｖ２との間にそ
れぞれ第１の抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ４を接続する。また、Ｃ
ｓ２及びＤｓ２の接続点とＣｓ３及びＤｓ４の接続点を
スナバ抵抗Ｒｓ２でつなぐ。同様に、Ｄｓ１及びＣｓ２
の接続点とＤｓ３とＣｓ３の接続点をスナバ抵抗Ｒｓ３
でつなぐ。
の実施形態を示す。図示の電力変換装置は、１相分のブ
リッジ回路の構成を示し、３レベルの電圧を出力する。
図５において、直流電圧源１は直列接続された２つの直
流電圧源Ｅ１、Ｅ２からなり、第１のダイオードＤ１〜
Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴ素子Ｓ１〜Ｓ
４を２個直列接続して成る正側アーム（Ｓ１、Ｓ２、Ｄ
１、Ｄ２）と負側アーム（Ｓ３、Ｓ４、Ｄ３、Ｄ４）を
備え、正側アームと負側アームの接続点を交流出力端子
ＯＵＴとする。また、正側アームと負側アームの２個直
列接続されたＩＧＢＴ素子の中間点と直流電圧源の中間
電位Ｖ２の点との間に電圧クランプ用の第２のダイオー
ドＤ５、Ｄ６を接続する。また、コンデンサＣｓ１〜Ｃ
ｓ４と第３のダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４をそれぞれ直列
接続して成るスナバ回路を各ＩＧＢＴ素子Ｓ１〜Ｓ４に
それぞれ並列接続し、２個直列接続されたＩＧＢＴ素子
Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、Ｓ４に接続されるスナバ回路のダ
イオードＤｓ１、コンデンサＣｓ２及びコンデンサＣｓ
３、ダイオードＤｓ４をそれぞれ直列接続する。また、
直流電圧源側のＩＧＢＴ素子Ｓ１、Ｓ４に接続されたス
ナバ回路のコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４及び第３のダイオ
ードＤｓ１、Ｄｓ４の接続点と中間電位Ｖ２との間にそ
れぞれ第１の抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ４を接続する。また、Ｃ
ｓ２及びＤｓ２の接続点とＣｓ３及びＤｓ４の接続点を
スナバ抵抗Ｒｓ２でつなぐ。同様に、Ｄｓ１及びＣｓ２
の接続点とＤｓ３とＣｓ３の接続点をスナバ抵抗Ｒｓ３
でつなぐ。
【００１０】次に、本実施形態の動作を図６を参照しつ
つ説明する。図６において、Ｖｓ１〜Ｖｓ４はＩＧＢＴ
素子Ｓ１〜Ｓ４の電圧、Ｖｓ１ｃ〜Ｖｓ４ｃはスナバコ
ンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４の電圧、Ｉｓ１ｃ〜Ｉｓ４ｃは
同じく電流である。スイッチング状態は、状態Ｂ→状態
Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ→…の順で切り換
わるものとする。まず、状態Ｂから状態Ａに切り換わっ
た時、スナバコンデンサＣｓ３の印加電圧は大きくな
る。しかし、８の字形の放電経路すなわちＣｓ３→Ｒｓ
３→Ｃｓ２→Ｒｓ２が形成され、図６のイ、ロに示すよ
うに、スナバコンデンサＣｓ３とＣｓ２の電圧が平均化
される。このため、状態ＡにおけるスナバコンデンサＣ
ｓ３の過充電電圧分を抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３がない場合よ
りも低くできる。状態Ａから状態Ｂに切り換わる時、図
６のハ、ニに示すように、その充電電圧は放電するが、
スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧が平均化される
ため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３で発生する損失の和が
減少する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発生
損失和が従来技術よりも小さくなる。状態Ａから状態Ｂ
に切り換わった際、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の
電圧は図６のホ、ヘに示すように電源電圧Ｅとなり、ス
ナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電荷は図６のハ、ニに
示すように放電される。次に、状態Ｂから状態Ｃに切り
換わる際、スナバコンデンサＣｓ２の印加電圧は大きく
なる。しかし、８の字形の放電経路すなわちＣｓ２→Ｒ
ｓ３→Ｃｓ３→Ｒｓ２が形成され、図６のト、チに示す
ように、スナバコンデンサＣｓ３の過充電分がＣｓ２と
分担され、この２つのスナバコンデンサの電圧が平均化
される。このため、状態ＣにおけるスナバコンデンサＣ
ｓ２の過充電電圧分を抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３がない場合よ
りも低くできる。状態Ｃから状態Ｂへの切り換え時、図
６のリ、ヌに示すように、その充電電圧は放電するが、
スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧が平均化される
ため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３で発生する損失の和が
減少する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発生
損失和が従来技術よりも小さくなる。以上述べたよう
に、本実施形態において、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃ
ｓ３の印加電圧が平均化されるため、スナバ抵抗Ｒｓ
２、Ｒｓ３で発生する損失が減少する。これにより、本
実施形態では、コンデンサ、抵抗の小型化による装置全
体の小型軽量化、高効率化、コスト低減が可能となる。
つ説明する。図６において、Ｖｓ１〜Ｖｓ４はＩＧＢＴ
素子Ｓ１〜Ｓ４の電圧、Ｖｓ１ｃ〜Ｖｓ４ｃはスナバコ
ンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４の電圧、Ｉｓ１ｃ〜Ｉｓ４ｃは
同じく電流である。スイッチング状態は、状態Ｂ→状態
Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ→…の順で切り換
わるものとする。まず、状態Ｂから状態Ａに切り換わっ
た時、スナバコンデンサＣｓ３の印加電圧は大きくな
る。しかし、８の字形の放電経路すなわちＣｓ３→Ｒｓ
３→Ｃｓ２→Ｒｓ２が形成され、図６のイ、ロに示すよ
うに、スナバコンデンサＣｓ３とＣｓ２の電圧が平均化
される。このため、状態ＡにおけるスナバコンデンサＣ
ｓ３の過充電電圧分を抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３がない場合よ
りも低くできる。状態Ａから状態Ｂに切り換わる時、図
６のハ、ニに示すように、その充電電圧は放電するが、
スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧が平均化される
ため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３で発生する損失の和が
減少する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発生
損失和が従来技術よりも小さくなる。状態Ａから状態Ｂ
に切り換わった際、スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４の
電圧は図６のホ、ヘに示すように電源電圧Ｅとなり、ス
ナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電荷は図６のハ、ニに
示すように放電される。次に、状態Ｂから状態Ｃに切り
換わる際、スナバコンデンサＣｓ２の印加電圧は大きく
なる。しかし、８の字形の放電経路すなわちＣｓ２→Ｒ
ｓ３→Ｃｓ３→Ｒｓ２が形成され、図６のト、チに示す
ように、スナバコンデンサＣｓ３の過充電分がＣｓ２と
分担され、この２つのスナバコンデンサの電圧が平均化
される。このため、状態ＣにおけるスナバコンデンサＣ
ｓ２の過充電電圧分を抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３がない場合よ
りも低くできる。状態Ｃから状態Ｂへの切り換え時、図
６のリ、ヌに示すように、その充電電圧は放電するが、
スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３の電圧が平均化される
ため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３で発生する損失の和が
減少する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２、Ｒｓ３の発生
損失和が従来技術よりも小さくなる。以上述べたよう
に、本実施形態において、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃ
ｓ３の印加電圧が平均化されるため、スナバ抵抗Ｒｓ
２、Ｒｓ３で発生する損失が減少する。これにより、本
実施形態では、コンデンサ、抵抗の小型化による装置全
体の小型軽量化、高効率化、コスト低減が可能となる。
【００１１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッ
チング要素のスイッチング状態が変化する際、零レベル
までスナバコンデンサが放電することがなく、また、ス
ナバコンデンサ間で印加電圧の増加分を分担して平均化
し、それらに過大な電圧が印加されるのを抑えるので、
スナバ抵抗による発生損失が小さくなり、スナバコンデ
ンサ、抵抗の小形化により装置の小形化、低価格化、高
効率化が可能になる。また、スイッチング要素のスイッ
チング状態が変化する際、スナバコンデンサに印加され
る電圧を平均化することにより、スナバ抵抗で発生する
損失を減少させることができ、これにより、コンデン
サ、抵抗の小型化による装置全体の小型軽量化、高効率
化、コスト低減が可能となる。
チング要素のスイッチング状態が変化する際、零レベル
までスナバコンデンサが放電することがなく、また、ス
ナバコンデンサ間で印加電圧の増加分を分担して平均化
し、それらに過大な電圧が印加されるのを抑えるので、
スナバ抵抗による発生損失が小さくなり、スナバコンデ
ンサ、抵抗の小形化により装置の小形化、低価格化、高
効率化が可能になる。また、スイッチング要素のスイッ
チング状態が変化する際、スナバコンデンサに印加され
る電圧を平均化することにより、スナバ抵抗で発生する
損失を減少させることができ、これにより、コンデン
サ、抵抗の小型化による装置全体の小型軽量化、高効率
化、コスト低減が可能となる。
【図１】本発明の電力変換装置にかかる一実施形態
【図２】本発明の一実施形態の動作説明図
【図３】第１の従来回路図
【図４】第２の従来回路図
【図５】本発明の電力変換装置にかかる他の実施形態
【図６】本発明の他の実施形態の動作説明図
１…直流電源Ｅ１，Ｅ２ Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング
素子 Ｄｓ１〜Ｄｓ８…スナバダイオード Ｃｓ１
〜Ｃｓ４…スナバコンデンサ Ｒｓ１〜Ｒｓ４…スナ
バ抵抗 Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード ２〜５…スナバ
回路
素子 Ｄｓ１〜Ｄｓ８…スナバダイオード Ｃｓ１
〜Ｃｓ４…スナバコンデンサ Ｒｓ１〜Ｒｓ４…スナ
バ抵抗 Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード ２〜５…スナバ
回路
Claims (3)
- 【請求項１】 直列接続された２つの直流電源と、第１
と第２のスイッチング要素からなる正側アームと、第３
と第４のスイッチング要素からなる負側アームと、前記
両アームのそれぞれのスイッチング要素の中間点と前記
直流電源の中間電位点との間に接続した電圧クランプ用
ダイオードを備え、３レベルの電圧を出力する電力変換
装置において、第１〜第４のスイッチング要素のそれぞ
れに第１〜第４のスナバコンデンサ及び第１〜第４のス
ナバダイオードからなる直列回路をそれぞれ並列接続
し、少なくともスナバ抵抗を前記第１のダイオード及び
第２のコンデンサの接続点と前記第３のダイオード及び
第３のコンデンサの接続点、並びに前記第２のコンデン
サ及び第２のダイオードの接続点と前記第３のコンデン
サ及び第４のダイオードの接続点にそれぞれ接続し、前
記スイッチング要素のスイッチング状態が変化する際、
前記第２のコンデンサと前記第３のコンデンサに印加さ
れる電圧を平均化する放電回路を形成することを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項２】 直列接続された２つの直流電源と、第１
と第２のスイッチング要素からなる正側アームと、第３
と第４のスイッチング要素からなる負側アームと、前記
両アームのそれぞれのスイッチング要素の中間点と前記
直流電源の中間電位点との間に接続した電圧クランプ用
ダイオードを備え、３レベルの電圧を出力する電力変換
装置において、第１〜第４のスイッチング要素のそれぞ
れに第１〜第４のスナバコンデンサ及び第１〜第４のス
ナバダイオードからなる直列回路をそれぞれ並列接続
し、前記第１のコンデンサ及び第１のダイオードの接続
点、ならびに前記第４のダイオード及び第４のコンデン
サの接続点と前記直流電源の中間電位点との間にそれぞ
れ第１または第４のスナバ抵抗を接続すると共に、前記
直流電源の正極と前記第３のダイオード及び第３のコン
デンサの接続点に第５のスナバダイオード及び第３のス
ナバ抵抗の直列回路を接続し、該直列回路の中点を第７
のスナバダイオードを介して前記第１のダイオード及び
第２のコンデンサの接続点に接続し、前記直流電源の負
極と前記第２のコンデンサ及び第２のダイオードの接続
点に第６のスナバダイオード及び第２のスナバ抵抗の直
列回路を接続し、該直列回路の中点を第８のスナバダイ
オードを介して前記第３のコンデンサ及び第４のダイオ
ードの接続点に接続することを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項３】 直列接続された２つの直流電源と、第１
と第２のスイッチング要素からなる正側アームと、第３
と第４のスイッチング要素からなる負側アームと、前記
両アームのそれぞれのスイッチング要素の中間点と前記
直流電源の中間電位点との間に接続した電圧クランプ用
ダイオードを備え、３レベルの電圧を出力する電力変換
装置において、第１〜第４のスイッチング要素のそれぞ
れに第１〜第４のスナバコンデンサ及び第１〜第４のス
ナバダイオードからなる直列回路をそれぞれ並列接続
し、前記第１のコンデンサ及び第１のダイオードの接続
点、ならびに前記第４のダイオード及び第４のコンデン
サの接続点と前記直流電源の中間電位点との間にそれぞ
れ第１または第４のスナバ抵抗を接続すると共に、前記
第１のダイオード及び第２のコンデンサの接続点と前記
第３のダイオード及び第３のコンデンサの接続点に第３
のスナバ抵抗を接続し、前記第２のコンデンサ及び第２
のダイオードの接続点と前記第３のコンデンサ及び第４
のダイオードの接続点に第２のスナバ抵抗を接続するこ
とを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9221984A JPH1155956A (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9221984A JPH1155956A (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1155956A true JPH1155956A (ja) | 1999-02-26 |
Family
ID=16775260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9221984A Pending JPH1155956A (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1155956A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101122067B1 (ko) * | 2010-01-07 | 2012-03-14 | 부경대학교 산학협력단 | 다이오드 클램프형 3-레벨 인버터용 스너버 회로 및 그 과전압 방지방법 |
| KR101432141B1 (ko) * | 2009-03-10 | 2014-08-20 | 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼 | 인버터 회로 |
| JP2020156163A (ja) * | 2019-03-19 | 2020-09-24 | 株式会社明電舎 | マルチレベル電力変換装置 |
| CN114552619A (zh) * | 2022-01-18 | 2022-05-27 | 华中科技大学 | 一种串联二极管器件并联均压电路及参数设计方法 |
| JP2022145778A (ja) * | 2019-03-19 | 2022-10-04 | 株式会社明電舎 | マルチレベル電力変換装置 |
-
1997
- 1997-08-04 JP JP9221984A patent/JPH1155956A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101432141B1 (ko) * | 2009-03-10 | 2014-08-20 | 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼 | 인버터 회로 |
| KR101122067B1 (ko) * | 2010-01-07 | 2012-03-14 | 부경대학교 산학협력단 | 다이오드 클램프형 3-레벨 인버터용 스너버 회로 및 그 과전압 방지방법 |
| JP2020156163A (ja) * | 2019-03-19 | 2020-09-24 | 株式会社明電舎 | マルチレベル電力変換装置 |
| JP2022145778A (ja) * | 2019-03-19 | 2022-10-04 | 株式会社明電舎 | マルチレベル電力変換装置 |
| CN114552619A (zh) * | 2022-01-18 | 2022-05-27 | 华中科技大学 | 一种串联二极管器件并联均压电路及参数设计方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20040324 |