JPH0251363A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0251363A JPH0251363A JP63199904A JP19990488A JPH0251363A JP H0251363 A JPH0251363 A JP H0251363A JP 63199904 A JP63199904 A JP 63199904A JP 19990488 A JP19990488 A JP 19990488A JP H0251363 A JPH0251363 A JP H0251363A
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- JP
- Japan
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- switching element
- capacitor
- arm
- snubber
- snubber circuit
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 45
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/5157—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only wherein the extinguishing of every commutation element will be obtained by means of a commutation inductance, by starting another main commutation element in series with the first
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は自己消弧機能を有するスイッチング素子を使用
した電力変換装置におけるスナバコンデンサに蓄積した
ターンオフエネルギーの回収技術に係り、特に大容量交
流電動機駆動に好適な電力変換装置に関する。
した電力変換装置におけるスナバコンデンサに蓄積した
ターンオフエネルギーの回収技術に係り、特に大容量交
流電動機駆動に好適な電力変換装置に関する。
従来、電力変換装置のスナバ回路については、アイ・イ
ー・イー・イー、アイ・ニー・ニス、コンファレンス・
レコード（１９８７年） ｆｆ１５７７頁から第５８３
頁（ＩＥＥＥ、ＩＡＳ、 Ｃｏｎｆ、Ｒｅｃ、 （１９
８７）ＰＰ５７７−５８３）において論じられている。
ー・イー・イー、アイ・ニー・ニス、コンファレンス・
レコード（１９８７年） ｆｆ１５７７頁から第５８３
頁（ＩＥＥＥ、ＩＡＳ、 Ｃｏｎｆ、Ｒｅｃ、 （１９
８７）ＰＰ５７７−５８３）において論じられている。
この場合、電力変換装置各相の正極及び負極アームは単
一のスイッチング素子で構成されている。
一のスイッチング素子で構成されている。
上記従来技術は電力変換装置の大容量化に伴い必要とな
るスイッチング素子の直列接続については配慮がされて
おらず、各アームにおいて直列接続されたスイッチング
素子のターンオンオフ時間の相違により発生する電圧不
平衡により特定の素子に過電圧が印加されるのを処理す
ることができないという問題があった。
るスイッチング素子の直列接続については配慮がされて
おらず、各アームにおいて直列接続されたスイッチング
素子のターンオンオフ時間の相違により発生する電圧不
平衡により特定の素子に過電圧が印加されるのを処理す
ることができないという問題があった。
本発明の目的は上記ターンオン、オフ時間の相違により
発生する電圧不平衡の処理が可能でかつスナバ回路に蓄
積されたエネルギー処理時に発生する損失を低減するこ
とのできる電力変換装置を提供することにある。
発生する電圧不平衡の処理が可能でかつスナバ回路に蓄
積されたエネルギー処理時に発生する損失を低減するこ
とのできる電力変換装置を提供することにある。
上記目的は、電力変換装置各相の正極と負極アームスイ
ツチング素子群に共通な一括のスナバ回路を設けるとと
もに、直列接続した各スイッチング素子にも個別のスナ
バ回路を設けることにより達成される。
ツチング素子群に共通な一括のスナバ回路を設けるとと
もに、直列接続した各スイッチング素子にも個別のスナ
バ回路を設けることにより達成される。
前記−括スナバ回路ではアーム全体のターンオフにより
発生する過電圧エネルギーを一時吸収した後交流側及び
直流側へ放出する。さらに前記個別スナバ回路では前記
−括スナバ回路とともに各スイッチング素子のターンオ
フ時間差により発生する過電圧エネルギーを吸収する。
発生する過電圧エネルギーを一時吸収した後交流側及び
直流側へ放出する。さらに前記個別スナバ回路では前記
−括スナバ回路とともに各スイッチング素子のターンオ
フ時間差により発生する過電圧エネルギーを吸収する。
これらによって、ターンオフ時に処理すべきエネルギー
を電源に回収、あるいは負荷において利用できるので、
電力変換装置で発生する損失を大幅に低減することがで
きる。
を電源に回収、あるいは負荷において利用できるので、
電力変換装置で発生する損失を大幅に低減することがで
きる。
以下、本発明の実施例を図を用いて説明する。
第１図は電力変換装置１ア一ム分のスナバ回路の構成を
示したものである。正極アームは直列接続されたスイッ
チング素子４，５と各々のスイッチング素子に並列に接
続された個別スナバ２及びフリーホイールダイオード８
，９から成る。負極アームも全く同一の構成となってお
り、スイッチング素子６，７、個別スナバ３及びフリー
ホイールダイオード１０．１１から成る。さらにダイオ
ード１０２，１０３、コンデンサ１０４，１０５及び抵
抗１０１から成る一括スナバ１が、正負両極アームに並
列に接続される。１４．１５は直流側端子、１６は交流
側端子である。
示したものである。正極アームは直列接続されたスイッ
チング素子４，５と各々のスイッチング素子に並列に接
続された個別スナバ２及びフリーホイールダイオード８
，９から成る。負極アームも全く同一の構成となってお
り、スイッチング素子６，７、個別スナバ３及びフリー
ホイールダイオード１０．１１から成る。さらにダイオ
ード１０２，１０３、コンデンサ１０４，１０５及び抵
抗１０１から成る一括スナバ１が、正負両極アームに並
列に接続される。１４．１５は直流側端子、１６は交流
側端子である。
第２図を用いて個別スナバ２，３及び−括スナバ１の回
路動作を説明する。正極アームスイツチング素子群４と
５がオン状態からオフ状態へ移行する過程を示したもの
である。スイッチング素子４と５に同時にオフゲート信
号を与えたにもかかわらず、スイッチング特性のばらつ
きによりスイッチング素子４のオフ動作が遅れた場合の
状態を（ｂ）に示す。主回路電流は、コンデンサ１０４
→ダイオード１０２→コンデンサ１０５という経路とス
イッチング素子４→ダイオード２５→コンデンサ２６と
いう経路に分流し、コンデンサ１０４と２６は充電され
、コンデンサ１０５は放電する。
路動作を説明する。正極アームスイツチング素子群４と
５がオン状態からオフ状態へ移行する過程を示したもの
である。スイッチング素子４と５に同時にオフゲート信
号を与えたにもかかわらず、スイッチング特性のばらつ
きによりスイッチング素子４のオフ動作が遅れた場合の
状態を（ｂ）に示す。主回路電流は、コンデンサ１０４
→ダイオード１０２→コンデンサ１０５という経路とス
イッチング素子４→ダイオード２５→コンデンサ２６と
いう経路に分流し、コンデンサ１０４と２６は充電され
、コンデンサ１０５は放電する。
この時、スイッチング素子４と５に印加される電圧ＶＤ
４とｖｏａは第３図に示すようになる。画素子が完全に
オフ状態となった後の差電圧ΔＶｏは。
４とｖｏａは第３図に示すようになる。画素子が完全に
オフ状態となった後の差電圧ΔＶｏは。
−括スナバ１を接続していない場合ターンオフ時間差を
Δｔｏｚえ、遮断電流をｉＴ、スナバコンデンサ２６の
容量をＣｓとすると一般に次式で示すことができる。
Δｔｏｚえ、遮断電流をｉＴ、スナバコンデンサ２６の
容量をＣｓとすると一般に次式で示すことができる。
Ｃｓ
ここで、−括スナバ１のコンデンサ１０４及び１０５の
容量をｃｏ、Ｃ３Ｉとすると第２図（ｂ）の状態では、
コンデンサ２６に対して、コンデンサ１０４．１０５は
並列接続された形となるため、合成容量Ｃｔは Ｃｓ １＋ Ｃ。
容量をｃｏ、Ｃ３Ｉとすると第２図（ｂ）の状態では、
コンデンサ２６に対して、コンデンサ１０４．１０５は
並列接続された形となるため、合成容量Ｃｔは Ｃｓ １＋ Ｃ。
となる。各コンデンサの容量をＣｏ ＞ Ｃｓ １＞
Ｃｓとなるように選べば、 Ｃｔ’＝ Ｃｓ＋ Ｃｓｔ ・・・
（３）となる。この時の差電圧ΔＶｏは、 となり、−括スナバを構成するコンデンサ１０５はΔＶ
Ｏを小さくするように動作する。従って、直列接続した
スイッチング素子の電圧分担を均等化することにより、
電圧分担の不平衡が発生し、これにより特定の素子に過
電圧が印加されるのを抑制することができる。続いてス
イッチング素子４がオフすると（ｃ）に示すような状態
となる。
Ｃｓとなるように選べば、 Ｃｔ’＝ Ｃｓ＋ Ｃｓｔ ・・・
（３）となる。この時の差電圧ΔＶｏは、 となり、−括スナバを構成するコンデンサ１０５はΔＶ
Ｏを小さくするように動作する。従って、直列接続した
スイッチング素子の電圧分担を均等化することにより、
電圧分担の不平衡が発生し、これにより特定の素子に過
電圧が印加されるのを抑制することができる。続いてス
イッチング素子４がオフすると（ｃ）に示すような状態
となる。
フリーホイールダイオード１１．１０を介して交流側端
子へ流れ出す電流と抵抗１０１．コンデンサ１０４を介
して直流側端子へ流れ出す電流が存在する。後者は（ｂ
）において過充電されたコンデンサ１０４の放電電流で
ある。この放電は、コンデンサ１０４の端子電圧が直流
側端子間電圧すなわち直流電圧に等しくなるまで継続す
る。次に負極アーム群を構成するスイッチング素子６，
７にオン信号が与えられると交流端子から電流が流れ込
み（ｄ）のような状態となる。以上は、正極アーム群か
ら負極アーム群へ転流する場合の動作であるが、逆方向
に転流する場合の動作を第４図を用いて説明する。スイ
ッチング素子７が先にターンオフし、続いてスイッチン
グ素子６がターンオフする場合である。オフ信号が与え
られると（ｂ）に示すように主回路電流はコンデンサ１
０５→ダイオード１０３という電流経路とスイッチング
素子６→ダイオード３５→コンデンサ３６という電流経
路に分流する。この場合、スイッチング素子７に対しス
ナバコンデンサとして動作するのはコンデンサ１０５と
３６である。従って、スイッチング素子６と７に印加さ
れる電圧ｖｏｃとＶＤＴの差電圧ΔＶは Ｃｔ ＝ Ｃ５＋ Ｃ５Ｉ 、
＝（５）ただし、Ｃ５ｐＣｓｔはコンデンサ１０５と３
６の容量とすると、（４）式と同様になる。−括スナバ
１を構成するコンデンサ１０５はΔＶｏを小さくするよ
うに動作するので、直列接続したスイッチング素子の電
圧分担の不均等による過電圧を抑制することができる。
子へ流れ出す電流と抵抗１０１．コンデンサ１０４を介
して直流側端子へ流れ出す電流が存在する。後者は（ｂ
）において過充電されたコンデンサ１０４の放電電流で
ある。この放電は、コンデンサ１０４の端子電圧が直流
側端子間電圧すなわち直流電圧に等しくなるまで継続す
る。次に負極アーム群を構成するスイッチング素子６，
７にオン信号が与えられると交流端子から電流が流れ込
み（ｄ）のような状態となる。以上は、正極アーム群か
ら負極アーム群へ転流する場合の動作であるが、逆方向
に転流する場合の動作を第４図を用いて説明する。スイ
ッチング素子７が先にターンオフし、続いてスイッチン
グ素子６がターンオフする場合である。オフ信号が与え
られると（ｂ）に示すように主回路電流はコンデンサ１
０５→ダイオード１０３という電流経路とスイッチング
素子６→ダイオード３５→コンデンサ３６という電流経
路に分流する。この場合、スイッチング素子７に対しス
ナバコンデンサとして動作するのはコンデンサ１０５と
３６である。従って、スイッチング素子６と７に印加さ
れる電圧ｖｏｃとＶＤＴの差電圧ΔＶは Ｃｔ ＝ Ｃ５＋ Ｃ５Ｉ 、
＝（５）ただし、Ｃ５ｐＣｓｔはコンデンサ１０５と３
６の容量とすると、（４）式と同様になる。−括スナバ
１を構成するコンデンサ１０５はΔＶｏを小さくするよ
うに動作するので、直列接続したスイッチング素子の電
圧分担の不均等による過電圧を抑制することができる。
ここで、コンデンサ１０５が充電され、コンデンサ１０
４の端子電圧よりも高くなろうとした場合には、フリー
ホイールダイオード９，８が導通して、コンデンサ１０
５の電荷がコンデンサ１０４へ移動する。続いて；スイ
ッチング素子６がオフすると（Ｃ）に示すように主回路
電流はフリーホイールダイオード９，８を介して直流側
端子へ流れ出し次第に減衰する。次に正極アーム群のス
イッチング素子４，５にオン信号を与えると直流側端子
から交流側端子へ流れ始め、（ｄ）に示すような状態と
なる。以下、主回路動作としては第２図、第４図の動作
状態を繰り返す。この動作を一括スナバにおけるエネル
ギーの移動という観点から択えると次のようになる。
４の端子電圧よりも高くなろうとした場合には、フリー
ホイールダイオード９，８が導通して、コンデンサ１０
５の電荷がコンデンサ１０４へ移動する。続いて；スイ
ッチング素子６がオフすると（Ｃ）に示すように主回路
電流はフリーホイールダイオード９，８を介して直流側
端子へ流れ出し次第に減衰する。次に正極アーム群のス
イッチング素子４，５にオン信号を与えると直流側端子
から交流側端子へ流れ始め、（ｄ）に示すような状態と
なる。以下、主回路動作としては第２図、第４図の動作
状態を繰り返す。この動作を一括スナバにおけるエネル
ギーの移動という観点から択えると次のようになる。
電力変換装置をインバータ（逆変換器）であるとした場
合には、直流側端子には直流電源が、交流側端子には負
荷が接続される。負極アームスイツチング素子群がオフ
する時には、第４図（ｂ）に示すようにスイッチング素
子のターンオフ時間差により発生する過電圧エネルギー
と交流側端子１６に接続される負荷のエネルギーがコン
デンサ１０５に蓄積される。正極アームスイツチング素
子群オフ時には、コンデンサ１０５に蓄積されたエネル
ギーは、第２図（ｂ）に示すように負荷側へ移動する。
合には、直流側端子には直流電源が、交流側端子には負
荷が接続される。負極アームスイツチング素子群がオフ
する時には、第４図（ｂ）に示すようにスイッチング素
子のターンオフ時間差により発生する過電圧エネルギー
と交流側端子１６に接続される負荷のエネルギーがコン
デンサ１０５に蓄積される。正極アームスイツチング素
子群オフ時には、コンデンサ１０５に蓄積されたエネル
ギーは、第２図（ｂ）に示すように負荷側へ移動する。
また、第２図（ｂ）で、コンデンサ１０４に蓄積された
過充重分のエネルギーは（ｃ）に示すように抵抗１０１
においてゎずがではあるが損失とはなるものの大部分は
直流側端子に接続される直流電源へ帰還される。電力変
換装置をコンバータ（Ｍ変換器）とした場合には、前記
電源と負荷の関係が逆となるだけであり、基本的な動作
は全く同様である。以上で説明したように、本実施例に
よれば直列接続されたスイッチング素子のターンオフ時
間の差に起因する過電圧エネルギーとアーム全体がオフ
時に発生する過電圧エネルギーを負荷側あるいは電源側
へ移すことができるという効果がある。以上はスイッチ
ング素子がターンオフする場合であるが、ターンオフの
場合には、素子特性上ばらつきが少なく過電圧が発生す
ることはない。また、発生する損失は、ターンオン時に
個別スナバのコンデンサに蓄積された電荷が抵抗を介し
て放電することにより発生するだけであり、ターンオフ
時に比べると無視できるくらい少ない。
過充重分のエネルギーは（ｃ）に示すように抵抗１０１
においてゎずがではあるが損失とはなるものの大部分は
直流側端子に接続される直流電源へ帰還される。電力変
換装置をコンバータ（Ｍ変換器）とした場合には、前記
電源と負荷の関係が逆となるだけであり、基本的な動作
は全く同様である。以上で説明したように、本実施例に
よれば直列接続されたスイッチング素子のターンオフ時
間の差に起因する過電圧エネルギーとアーム全体がオフ
時に発生する過電圧エネルギーを負荷側あるいは電源側
へ移すことができるという効果がある。以上はスイッチ
ング素子がターンオフする場合であるが、ターンオフの
場合には、素子特性上ばらつきが少なく過電圧が発生す
ることはない。また、発生する損失は、ターンオン時に
個別スナバのコンデンサに蓄積された電荷が抵抗を介し
て放電することにより発生するだけであり、ターンオフ
時に比べると無視できるくらい少ない。
第５図は、前記実施例におけるスナバ回路を三相インバ
ータ装置へ適用した場合の実施例を示す。
ータ装置へ適用した場合の実施例を示す。
１７は三相負荷、１８は直流電源である。第１図に示し
た回路を王台並列接続し、交流側端子を負荷１７へ接続
した形となっている。回路動作は前記実施例と同様であ
る。本実施例によれば、スイッチング素子のターンオフ
時間差により発生する過電圧エネルギーが３相６ア一ム
分存在するので、その分、電源あるいは負荷へ移動する
エネルギー量が増えるという効果がある。
た回路を王台並列接続し、交流側端子を負荷１７へ接続
した形となっている。回路動作は前記実施例と同様であ
る。本実施例によれば、スイッチング素子のターンオフ
時間差により発生する過電圧エネルギーが３相６ア一ム
分存在するので、その分、電源あるいは負荷へ移動する
エネルギー量が増えるという効果がある。
第６図は、本発明におけるスナバ回路を三相コンバータ
装置へ適用した場合の実施例を示す。
装置へ適用した場合の実施例を示す。
１９は交流電源、２０は負荷であり例えばインバータな
どが接続される。本実施例も前記実施例と同様の効果が
ある。
どが接続される。本実施例も前記実施例と同様の効果が
ある。
第７図は第４の実施例を示す図である。第１の実施例と
異なるのは一括スナバ１の回路構成である。第１図にお
けるコンデンサ１０４をコンデンサ１０６に首き換え、
抵抗１０１を直流側端子１４へ接続したものである。コ
ンデンサ１０５と１０６の容量をＣｓ１．Ｃｏとし、Ｇ
ｏ ＞ Ｃｓ １となるように容量を選べば、回路動
作としては、コンデンサ１０４が充放電を行う期間が異
なる点を除いてほぼ同様である。本実施例では、コンデ
ンサ１０６の充放電は、負極アームスイツチング素子群
がターンオフし正極アームスイツチング素子群がターン
オンする期間内である。本実施例によっても、第１の実
施例と全く同様の効果を得ることができる。
異なるのは一括スナバ１の回路構成である。第１図にお
けるコンデンサ１０４をコンデンサ１０６に首き換え、
抵抗１０１を直流側端子１４へ接続したものである。コ
ンデンサ１０５と１０６の容量をＣｓ１．Ｃｏとし、Ｇ
ｏ ＞ Ｃｓ １となるように容量を選べば、回路動
作としては、コンデンサ１０４が充放電を行う期間が異
なる点を除いてほぼ同様である。本実施例では、コンデ
ンサ１０６の充放電は、負極アームスイツチング素子群
がターンオフし正極アームスイツチング素子群がターン
オンする期間内である。本実施例によっても、第１の実
施例と全く同様の効果を得ることができる。
〔発明の効果〕
本発明によれば、直列接続したスイッチング素子のター
ンオフ時間の差により生ずる過電圧を抑制でき、この過
電圧エネルギーを電源あるいは、負荷へ移して有効利用
することができる。従って、電力変換装置の過電圧保護
が可能となりしかも変換効率の向上を図ることができる
という効果がある。
ンオフ時間の差により生ずる過電圧を抑制でき、この過
電圧エネルギーを電源あるいは、負荷へ移して有効利用
することができる。従って、電力変換装置の過電圧保護
が可能となりしかも変換効率の向上を図ることができる
という効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は第１図の
動作説明図、第３図は第２図の動作波形図、第４図は第
１図の動作説明図、第５図は第２の実施例の回路図、第
６図は第３の実施例の回路図、第７図は第４の実施例の
回路図である。 １・・・−括スナバ、２，３・・・個別スナバ、４〜７
・・・スイッチング素子、１４．１５・・・直流側端子
、１６・・・交流側端子、Ｃｏ・・・コンデンサ１０４
゜１０６の容量、Ｃｓ １・・・コンデンサ１０５の容
量。 Ｃｓ・・・コンデンサ２４，２６，３４．３６の容量、
Δｔｏｆ、１・・・スイッチング素子４と５及び６と７
のターンオフ時間差、ΔＶｏ・・・スイッチング素子４
と５及び６と７のオフ時印加電圧差。 第１図 第 図 Ｃひ） （ｂ） （Ｃ） （ｄ） 第４図 、Ｚ （（ツ （ｄ） 吊 因 第 図 第６図 第７図
動作説明図、第３図は第２図の動作波形図、第４図は第
１図の動作説明図、第５図は第２の実施例の回路図、第
６図は第３の実施例の回路図、第７図は第４の実施例の
回路図である。 １・・・−括スナバ、２，３・・・個別スナバ、４〜７
・・・スイッチング素子、１４．１５・・・直流側端子
、１６・・・交流側端子、Ｃｏ・・・コンデンサ１０４
゜１０６の容量、Ｃｓ １・・・コンデンサ１０５の容
量。 Ｃｓ・・・コンデンサ２４，２６，３４．３６の容量、
Δｔｏｆ、１・・・スイッチング素子４と５及び６と７
のターンオフ時間差、ΔＶｏ・・・スイッチング素子４
と５及び６と７のオフ時印加電圧差。 第１図 第 図 Ｃひ） （ｂ） （Ｃ） （ｄ） 第４図 、Ｚ （（ツ （ｄ） 吊 因 第 図 第６図 第７図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、各アームを直列接続した複数個のスイッチング素子
で構成した電力変換装置において、前記各スイッチング
素子ごとに、抵抗、コンデンサ、ダイオードで構成した
スナバ回路を設けるとともに、各相の正極アームスイッ
チング素子群と負極アームスイッチング素子群に共通に
、抵抗、コンデンサ、ダイオードで構成したスナバ回路
を設けたことを特徴とする電力変換装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置において
、正極及び負極アームスイッチング素子群に共通に設け
るスナバ回路を、各アームの電流遮断時に該スナバ回路
が処理すべきエネルギーを一担コンデンサに蓄えた後直
接交流側へ転送可能でかつ抵抗を介して直流側への転送
が可能な構成としたことを特徴とする電力変換装置。 ３、各アームを直列接続した複数個のスイッチング素子
群で構成した電力変換装置において、前記スイッチング
素子がターンオフする場合に該スイッチング素子をバイ
パスしてコンデンサを充電する電流経路と、前記スイッ
チング素子群をバイパスしてコンデンサを充電する電流
経路と、後者のコンデンサに蓄えられたターンオフ時の
エネルギーを交流側端子と直流側端子の両方へ放出する
電流経路を設けたことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63199904A JP2585739B2 (ja) | 1988-08-12 | 1988-08-12 | 電力変換装置 |
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