JP2528811B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP2528811B2 JP2528811B2 JP60049145A JP4914585A JP2528811B2 JP 2528811 B2 JP2528811 B2 JP 2528811B2 JP 60049145 A JP60049145 A JP 60049145A JP 4914585 A JP4914585 A JP 4914585A JP 2528811 B2 JP2528811 B2 JP 2528811B2
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- Japan
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- circuit
- power supply
- auxiliary
- absorption
- snubber
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は、半導体スイッチ素子のターンオフ責務を
軽減するように過電圧吸収回路が直流入力側に設けられ
ている電力変換装置に関する。
軽減するように過電圧吸収回路が直流入力側に設けられ
ている電力変換装置に関する。
〔従来技術とその問題点〕 第４図はインバータ主回路構成原理図である。電力変
換装置としてのインバータはこの第４図においてはゲー
トターンオフサイリスタ（以下ではGTOサイリスタと略
記する）とこれに逆並列接続される帰還ダイオードとで
半導体スイッチを構成し、この半導体スイッチを６組集
合してブリッジ接続させることにより３相インバータを
形成している。符号６は第１相上側アームの半導体スイ
ッチ、符号７は第１相下側アームの半導体スイッチであ
るが、これ以外の符号を付していない半導体スイッチを
含めて順次オン・オフ動作させることにより、直流電源
１から供給される直流電力は３相交流電力に変換されて
U,V,Wなる各相端子から出力される。直流電源１と３相
インバータとの間には配線インダクタンスがあり、また
保護用のリアクトルが挿入されることがあり、これらが
符号２と３なる回路インダクタンスとして図示されてい
るが、これら回路インダクタンス2,3に蓄積されたエネ
ルギーにより、半導体スイッチ6,7等がオフするさいに
この半導体スイッチ6,7に過電圧が印加されて破壊する
おそれがある。
換装置としてのインバータはこの第４図においてはゲー
トターンオフサイリスタ（以下ではGTOサイリスタと略
記する）とこれに逆並列接続される帰還ダイオードとで
半導体スイッチを構成し、この半導体スイッチを６組集
合してブリッジ接続させることにより３相インバータを
形成している。符号６は第１相上側アームの半導体スイ
ッチ、符号７は第１相下側アームの半導体スイッチであ
るが、これ以外の符号を付していない半導体スイッチを
含めて順次オン・オフ動作させることにより、直流電源
１から供給される直流電力は３相交流電力に変換されて
U,V,Wなる各相端子から出力される。直流電源１と３相
インバータとの間には配線インダクタンスがあり、また
保護用のリアクトルが挿入されることがあり、これらが
符号２と３なる回路インダクタンスとして図示されてい
るが、これら回路インダクタンス2,3に蓄積されたエネ
ルギーにより、半導体スイッチ6,7等がオフするさいに
この半導体スイッチ6,7に過電圧が印加されて破壊する
おそれがある。
第５図は過電圧抑制回路付インバータの従来例を示す
部分回路図であって、インバータは１相分のみを図示し
ている。この第５図において直流電源１からの直流電力
は回路インダクタンス2,3を経てインバータに供給され
るのであるが、半導体スイッチ６にはスナバ回路28が並
列接続され、半導体スイッチ７にはスナバ回路29が並列
接続されている。このスナバ回路28,29はそれぞれスナ
バダイオード14,15とスナバコンデンサ18,19とスナバ抵
抗25,26とで構成された充放電形スナバである。
部分回路図であって、インバータは１相分のみを図示し
ている。この第５図において直流電源１からの直流電力
は回路インダクタンス2,3を経てインバータに供給され
るのであるが、半導体スイッチ６にはスナバ回路28が並
列接続され、半導体スイッチ７にはスナバ回路29が並列
接続されている。このスナバ回路28,29はそれぞれスナ
バダイオード14,15とスナバコンデンサ18,19とスナバ抵
抗25,26とで構成された充放電形スナバである。
直流電源１の電圧をE1とするとき、半導体スイッチ６
あるいは７がオフするときに回路インダクタンス2,3に
蓄えられていたエネルギーにより、スナバ回路28,29の
電圧は電源電圧E1よりも高い値E1＋Δｅとなる。スナバ
コンデンサ18,19の静電容量をＣとするならば半導体ス
イッチ6,7がスイッチングするたびごとにＣ（E1＋Δ
ｅ）2/2なるエネルギーが損失となってスナバ抵抗25,26
で消費されることになる。このエネルギー損失を極力抑
制するために、スナバコンデンサ18,19の容量は半導体
スイッチ6,7の許容電圧上昇率を考慮して必要最小限度
の値にするのが一般的である。よって回路インダクタン
ス2,3の蓄積エネルギーを吸収して過電圧を抑制する効
果が不十分になるために吸収ダイオード101、吸収コン
デンサ102、吸収抵抗103で構成される過電圧吸収回路99
を直流母線に接続して上述の過電圧を吸収させるのであ
るが、この吸収コンデンサ102の静電容量はスナバコン
デンサ18,19の容量の数倍またはそれ以上の大きなもの
として電圧上昇分Δｅが電源電圧E1の数10％以下になる
ようにする。しかしこの過電圧吸収回路99もその吸収エ
ネルギーが損失になるという大きな欠点を有する。
あるいは７がオフするときに回路インダクタンス2,3に
蓄えられていたエネルギーにより、スナバ回路28,29の
電圧は電源電圧E1よりも高い値E1＋Δｅとなる。スナバ
コンデンサ18,19の静電容量をＣとするならば半導体ス
イッチ6,7がスイッチングするたびごとにＣ（E1＋Δ
ｅ）2/2なるエネルギーが損失となってスナバ抵抗25,26
で消費されることになる。このエネルギー損失を極力抑
制するために、スナバコンデンサ18,19の容量は半導体
スイッチ6,7の許容電圧上昇率を考慮して必要最小限度
の値にするのが一般的である。よって回路インダクタン
ス2,3の蓄積エネルギーを吸収して過電圧を抑制する効
果が不十分になるために吸収ダイオード101、吸収コン
デンサ102、吸収抵抗103で構成される過電圧吸収回路99
を直流母線に接続して上述の過電圧を吸収させるのであ
るが、この吸収コンデンサ102の静電容量はスナバコン
デンサ18,19の容量の数倍またはそれ以上の大きなもの
として電圧上昇分Δｅが電源電圧E1の数10％以下になる
ようにする。しかしこの過電圧吸収回路99もその吸収エ
ネルギーが損失になるという大きな欠点を有する。
第６図はスナバエネルギー回収形インバータの従来例
を示す回路図であって特開昭59-165954号公報に記載さ
れたものである。この第６図において、直流電源１、回
路インダクタンス２と３、トランジスタとこれに逆並列
接続された帰還ダイオードとで構成されている半導体ス
イッチ６と７、負荷８、スナバダイオード14と15、スナ
バコンデンサ18と19の用途と機能は前述の第５図に示す
従来例の場合と同じであるが、この第６図では、スナバ
エネルギーを回収するために、直流電源１の外側に補助
直流電源４と５を設け、回路インダクタンス２と３のエ
ネルギーをクランプダイオード12と13により補助直流電
源４と５に回収するとともに、スナバコンデンサ18に蓄
積されたエネルギーをダイオード16とリアクトル21を介
して前述の補助直流電源４に回収し、またスナバコンデ
ンサ19の蓄積エネルギーはダイオード17とリアクトル22
を介して補助直流電源５に回収するようにして、無用に
消費されるエネルギーを回収するよう考慮が払われてい
る。
を示す回路図であって特開昭59-165954号公報に記載さ
れたものである。この第６図において、直流電源１、回
路インダクタンス２と３、トランジスタとこれに逆並列
接続された帰還ダイオードとで構成されている半導体ス
イッチ６と７、負荷８、スナバダイオード14と15、スナ
バコンデンサ18と19の用途と機能は前述の第５図に示す
従来例の場合と同じであるが、この第６図では、スナバ
エネルギーを回収するために、直流電源１の外側に補助
直流電源４と５を設け、回路インダクタンス２と３のエ
ネルギーをクランプダイオード12と13により補助直流電
源４と５に回収するとともに、スナバコンデンサ18に蓄
積されたエネルギーをダイオード16とリアクトル21を介
して前述の補助直流電源４に回収し、またスナバコンデ
ンサ19の蓄積エネルギーはダイオード17とリアクトル22
を介して補助直流電源５に回収するようにして、無用に
消費されるエネルギーを回収するよう考慮が払われてい
る。
しかしながらこの第６図に示す従来例においても、補
助直流電源４とクランプダイオード12との間に存在する
配線インダクタンス、あるいは補助直流電源５とクラン
プダイオード13との間の配線インダクタンスのために過
電圧抑制効果が不十分であるという欠点を有する。
助直流電源４とクランプダイオード12との間に存在する
配線インダクタンス、あるいは補助直流電源５とクラン
プダイオード13との間の配線インダクタンスのために過
電圧抑制効果が不十分であるという欠点を有する。
この発明は、電力変換装置がスイッチング動作をする
ときに半導体スイッチに印加される過電圧を吸収すると
ともに、この吸収されたエネルギーをすべて電源へ返還
するようにして、過電圧が印加されることがなく、低損
失高効率で運転できる電力変換装置を提供することを目
的とする。
ときに半導体スイッチに印加される過電圧を吸収すると
ともに、この吸収されたエネルギーをすべて電源へ返還
するようにして、過電圧が印加されることがなく、低損
失高効率で運転できる電力変換装置を提供することを目
的とする。
この発明は、直流電源を入力する電力変換装置におい
て、直流電源回路に含まれているインダクタンスのため
に、当該電力変換装置を構成する半導体スイッチ動作時
に直流端子間に生ずる過電圧を吸収するよう吸収ダイオ
ードと吸収コンデンサの直列回路を半導体スイッチに極
力接近した直流端子間に接続し、この吸収ダイオードと
吸収コンデンサとの接続点を補助ダイオードと補助リア
クトルを介して前記電源に直列接続された補助直流電源
に接続することにより、過電圧の吸収と、この吸収エネ
ルギーを電源に返還しようとするものであるが、このと
きの補助直流電源としては半導体スイッチに並列接続さ
れているスナバ回路が吸収するエネルギーを返還するた
めの補助直流電源を共用しようとするものである。
て、直流電源回路に含まれているインダクタンスのため
に、当該電力変換装置を構成する半導体スイッチ動作時
に直流端子間に生ずる過電圧を吸収するよう吸収ダイオ
ードと吸収コンデンサの直列回路を半導体スイッチに極
力接近した直流端子間に接続し、この吸収ダイオードと
吸収コンデンサとの接続点を補助ダイオードと補助リア
クトルを介して前記電源に直列接続された補助直流電源
に接続することにより、過電圧の吸収と、この吸収エネ
ルギーを電源に返還しようとするものであるが、このと
きの補助直流電源としては半導体スイッチに並列接続さ
れているスナバ回路が吸収するエネルギーを返還するた
めの補助直流電源を共用しようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であって、３相
インバータの場合をあらわしている。
インバータの場合をあらわしている。
この第１図において直流電源１からの直流電力は回路
インダクタンス２と３を介して３相ブリッジ接続されて
いるスイッチに与えられ（符号36が第１相上側のスイッ
チ、符号37が同じく第１相下側のスイッチであり、第２
相と第３相のスイッチに付する符号は省略してい
る。）、これらのスイッチを順次オン・オフさせること
により得られる３相交流電力を電動機９に与えてこの電
動機を所望の速度で運転させる。なおこれらスイッチは
接点で図示しているが、実際は半導体スイッチを使用す
る。
インダクタンス２と３を介して３相ブリッジ接続されて
いるスイッチに与えられ（符号36が第１相上側のスイッ
チ、符号37が同じく第１相下側のスイッチであり、第２
相と第３相のスイッチに付する符号は省略してい
る。）、これらのスイッチを順次オン・オフさせること
により得られる３相交流電力を電動機９に与えてこの電
動機を所望の速度で運転させる。なおこれらスイッチは
接点で図示しているが、実際は半導体スイッチを使用す
る。
スイッチ36には並列にスナバダイオード14とスナバコ
ンデンサ18とで構成されるスナバ回路が接続され、この
スナバ回路のエネルギーはダイオード16とリアクトル21
を介して直流電源１に直流接続された補助直流電源４に
回収され、同様にスイッチ37に附属するスナバダイオー
ド15とスナバコンデンサ19からのエネルギーはダイオー
ド17とリアクトル22を介して直流電源１に直列接続され
た補助直流電源５に回収されるのは前述の第６図の場合
と同じであり、第２相と第３相のスイッチにそれぞれ並
列接続されているスナバ回路のエネルギーも同様に補助
直流電源４と５に回収される。
ンデンサ18とで構成されるスナバ回路が接続され、この
スナバ回路のエネルギーはダイオード16とリアクトル21
を介して直流電源１に直流接続された補助直流電源４に
回収され、同様にスイッチ37に附属するスナバダイオー
ド15とスナバコンデンサ19からのエネルギーはダイオー
ド17とリアクトル22を介して直流電源１に直列接続され
た補助直流電源５に回収されるのは前述の第６図の場合
と同じであり、第２相と第３相のスイッチにそれぞれ並
列接続されているスナバ回路のエネルギーも同様に補助
直流電源４と５に回収される。
上述のスナバエネルギー回収用に設けられたリアクト
ル21と補助直流電源４とを接続する配線にはインダクタ
ンスがあり、これが符号210で示されているが、同様に
補助直流電源５とリアクトル22との間の配線にもインダ
クタンス310が存在する。
ル21と補助直流電源４とを接続する配線にはインダクタ
ンスがあり、これが符号210で示されているが、同様に
補助直流電源５とリアクトル22との間の配線にもインダ
クタンス310が存在する。
直流端子間には極力電力変換装置に接近して吸収ダイ
オード101と吸収コンデンサ102との直列回路が接続さ
れ、この吸収ダイオード101と吸収コンデンサ102との接
続点が補助ダイオード104と補助リアクトル105を介して
前述のスナバエネルギー回収回路に接続されていて、こ
れら吸収ダイオード101、吸収コンデンサ102、補助ダイ
オード104、補助リアクトル105で過電圧吸収回路100が
形成されている。
オード101と吸収コンデンサ102との直列回路が接続さ
れ、この吸収ダイオード101と吸収コンデンサ102との接
続点が補助ダイオード104と補助リアクトル105を介して
前述のスナバエネルギー回収回路に接続されていて、こ
れら吸収ダイオード101、吸収コンデンサ102、補助ダイ
オード104、補助リアクトル105で過電圧吸収回路100が
形成されている。
スイッチ36,37等がオンからオフに変化するとき回路
インダクタンス2,3等に蓄えられていたエネルギーはこ
れらスイッチに並列接続されているスナバ回路に吸収さ
れると同時に過電圧吸収回路100にも吸収される。しか
し過電圧吸収回路100を構成する吸収コンデンサ102の静
電容量はスナバコンデンサ18,19のそれよりもはるかに
大きく選定してあるので、このスナバコンデンサ18,19
に吸収されるエネルギーを無視すれば、吸収コンデンサ
102の端子電圧Vcは（１）式で示される。
インダクタンス2,3等に蓄えられていたエネルギーはこ
れらスイッチに並列接続されているスナバ回路に吸収さ
れると同時に過電圧吸収回路100にも吸収される。しか
し過電圧吸収回路100を構成する吸収コンデンサ102の静
電容量はスナバコンデンサ18,19のそれよりもはるかに
大きく選定してあるので、このスナバコンデンサ18,19
に吸収されるエネルギーを無視すれば、吸収コンデンサ
102の端子電圧Vcは（１）式で示される。
ただしE1は直流電源１の電圧、I0は転流（すなわちスイ
ッチオフ）直前の直流電流、L2は回路インダクタンス２
のインダクタンス値でありＣは吸収コンデンサ102の静
電容量であって、電圧上昇分Δｅは であることから、吸収コンデンサ102の電圧は電源電圧E
1より（２）式で示される値だけ大きいものとなる。な
お補助直流電源４の電圧をE4とするとき、この電圧E4の
値は電源電圧E1の10％程度に選定しておくので、（１）
式に示される吸収コンデンサ102の電圧Vcの値がE1とE4
との合計値よりも大となると、補助ダイオード104と補
助リアクトル105とを介して回路インダクタンス２の蓄
積エネルギーは吸収コンデンサ102と補助直流電源４と
に分流を始める。
ッチオフ）直前の直流電流、L2は回路インダクタンス２
のインダクタンス値でありＣは吸収コンデンサ102の静
電容量であって、電圧上昇分Δｅは であることから、吸収コンデンサ102の電圧は電源電圧E
1より（２）式で示される値だけ大きいものとなる。な
お補助直流電源４の電圧をE4とするとき、この電圧E4の
値は電源電圧E1の10％程度に選定しておくので、（１）
式に示される吸収コンデンサ102の電圧Vcの値がE1とE4
との合計値よりも大となると、補助ダイオード104と補
助リアクトル105とを介して回路インダクタンス２の蓄
積エネルギーは吸収コンデンサ102と補助直流電源４と
に分流を始める。
補助リアクトル105のインダクタンス値は回路インダ
クタンス２のインダクタンス値L2よりもはるかに大きい
値としているので、吸収コンデンサ102の電圧Vcがピー
クに到達するまでにこの補助リアクトル105を通して放
電する量は無視することができるので、結局回路インダ
クタンス２と３に蓄積されたエネルギーは、回路インダ
クタンス２→吸収ダイオード101→吸収コンデンサ102→
回路インダクタンス３→直流電源１→回路インダクタン
ス２のループにより吸収コンデンサ102に吸収されて零
となる。これが第２図における時刻t2である（なお第２
図については後述する。）。このとき吸収コンデンサ10
2の電圧Vcの最大値Vcmaxは となり、電源電圧E1よりも（２）式に示すΔｅの値だけ
高くなる。この電圧上昇分Δｅは最大でE1の数10％以下
となるようにするので、Δｅ＝ｋ・E1とするならばI0が
最大のときはｋ・E1＞E4である。
クタンス２のインダクタンス値L2よりもはるかに大きい
値としているので、吸収コンデンサ102の電圧Vcがピー
クに到達するまでにこの補助リアクトル105を通して放
電する量は無視することができるので、結局回路インダ
クタンス２と３に蓄積されたエネルギーは、回路インダ
クタンス２→吸収ダイオード101→吸収コンデンサ102→
回路インダクタンス３→直流電源１→回路インダクタン
ス２のループにより吸収コンデンサ102に吸収されて零
となる。これが第２図における時刻t2である（なお第２
図については後述する。）。このとき吸収コンデンサ10
2の電圧Vcの最大値Vcmaxは となり、電源電圧E1よりも（２）式に示すΔｅの値だけ
高くなる。この電圧上昇分Δｅは最大でE1の数10％以下
となるようにするので、Δｅ＝ｋ・E1とするならばI0が
最大のときはｋ・E1＞E4である。
上述したように回路インダクタンス２と３の蓄積エネ
ルギーは吸収コンデンサ102に吸収されたのち、吸収コ
ンデンサ102→補助ダイオード104→補助リアクトル105
→インダクタンス210→補助直流電源４→直流電源１→
回路インダクタンス３→吸収コンデンサ102の振動回路
で放電を開始し、補助直流電源４と直流電源１とにエネ
ルギーを回生する。
ルギーは吸収コンデンサ102に吸収されたのち、吸収コ
ンデンサ102→補助ダイオード104→補助リアクトル105
→インダクタンス210→補助直流電源４→直流電源１→
回路インダクタンス３→吸収コンデンサ102の振動回路
で放電を開始し、補助直流電源４と直流電源１とにエネ
ルギーを回生する。
吸収コンデンサ102の電圧VcがVc＝E1＋E4まで低下す
ると、すなわち電圧上昇分ΔｅがΔｅ＝E4まで再び低下
すると補助リアクトル105を流れる放電電流は第２図の
時刻t3においてピーク値に達し、さらに振動を続けるこ
とにより第２図の時刻t4で吸収コンデンサ102の電圧Vc
がVc＝E1になるまで低下して吸収ダイオード101が再び
導通を始めるのでこの電圧Vcは電源電圧E1にクランプさ
れたままとなり、補助リアクトル105を流れていた電流
は、補助リアクトル105→インダクタンス210→補助直流
電源４→回路インダクタンス２→吸収ダイオード101→
補助ダイオード104→補助リアクトル105の回路に移り、
補助直流電源４にエネルギーを回生してついには零とな
る。
ると、すなわち電圧上昇分ΔｅがΔｅ＝E4まで再び低下
すると補助リアクトル105を流れる放電電流は第２図の
時刻t3においてピーク値に達し、さらに振動を続けるこ
とにより第２図の時刻t4で吸収コンデンサ102の電圧Vc
がVc＝E1になるまで低下して吸収ダイオード101が再び
導通を始めるのでこの電圧Vcは電源電圧E1にクランプさ
れたままとなり、補助リアクトル105を流れていた電流
は、補助リアクトル105→インダクタンス210→補助直流
電源４→回路インダクタンス２→吸収ダイオード101→
補助ダイオード104→補助リアクトル105の回路に移り、
補助直流電源４にエネルギーを回生してついには零とな
る。
上述のように過電圧吸収回路100に吸収された回路イ
ンダクタンス２と３のエネルギーは直流電源１と補助直
流電源４に無損失で回収されるとともに、吸収コンデン
サ102の電圧Vcは電源電圧E1と等しい値に戻り、次のス
イッチングに備えることになる。
ンダクタンス２と３のエネルギーは直流電源１と補助直
流電源４に無損失で回収されるとともに、吸収コンデン
サ102の電圧Vcは電源電圧E1と等しい値に戻り、次のス
イッチングに備えることになる。
第２図は第１図に示す実施例回路の動作波形図であっ
て、第２図（イ）はスイッチ36のオン・オフ状態を、第
２図（ロ）は吸収コンデンサ102の電圧Vcの変化を、第
２図（ハ）は回路インダクタンス２を流れる電流I2の変
化を、第２図（ニ）は補助リアクトル105を流れる電流I
105の変化を、第２図（ホ）は吸収ダイオード101を流れ
る電流I101の変化をそれぞれあらわしている。
て、第２図（イ）はスイッチ36のオン・オフ状態を、第
２図（ロ）は吸収コンデンサ102の電圧Vcの変化を、第
２図（ハ）は回路インダクタンス２を流れる電流I2の変
化を、第２図（ニ）は補助リアクトル105を流れる電流I
105の変化を、第２図（ホ）は吸収ダイオード101を流れ
る電流I101の変化をそれぞれあらわしている。
この第２図において時刻t1にスイッチ36がオンからオ
フになると前述したように時刻t2に吸収コンデンサ102
の電圧Vcが最大となり、時刻t3には補助リアクトル105
を流れる放電電流が最大に、時刻t4には電圧Vcが電源電
圧E1まで低下する状況を示している。
フになると前述したように時刻t2に吸収コンデンサ102
の電圧Vcが最大となり、時刻t3には補助リアクトル105
を流れる放電電流が最大に、時刻t4には電圧Vcが電源電
圧E1まで低下する状況を示している。
第３図は本発明の第２の実施例を示す回路図であって
単相インバータの場合をあらわしている。この第３図に
おいては第１相の半導体スイッチに過電圧吸収回路100
が設けられているのは第１図の場合と同じであるが、第
２相の半導体スイッチにも吸収ダイオード201、吸収コ
ンデンサ202、補助ダイオード204、補助リアクトル205
で構成された過電圧吸収回路200が設けられていて、直
流電源１と、これの負極側の補助直流電源５に吸収した
エネルギーを回生するようにしている。
単相インバータの場合をあらわしている。この第３図に
おいては第１相の半導体スイッチに過電圧吸収回路100
が設けられているのは第１図の場合と同じであるが、第
２相の半導体スイッチにも吸収ダイオード201、吸収コ
ンデンサ202、補助ダイオード204、補助リアクトル205
で構成された過電圧吸収回路200が設けられていて、直
流電源１と、これの負極側の補助直流電源５に吸収した
エネルギーを回生するようにしている。
なお電力変換装置の例としてインバータにより本発明
の内容を説明しているがインバータ以外のもの、たとえ
ばチョッパなど直流入力で動作する電力変換装置にも本
発明が適用できる。
の内容を説明しているがインバータ以外のもの、たとえ
ばチョッパなど直流入力で動作する電力変換装置にも本
発明が適用できる。
この発明によれば、半導体スイッチの動作に伴って回
路中のインダクタンスに蓄積されたエネルギーが電圧を
電源電圧以上に上昇させた分は直流端子間に接続された
過電圧吸収回路により吸収して補助直流電源へ回生する
ようにしているので、インダクタンスの影響を受けてコ
ンデンサ電圧が直流電源電圧より低下することはなく、
コンデンサ電圧の低下に伴って直流電源からコンデンサ
へむだな充電電流が流れないため、電力のロスを抑制す
ることができる。また、全電圧を充放電する通常のスナ
バ回路にくらべて取扱うエネルギー量が小さくてすむの
で、この過電圧吸収回路に設置するコンデンサの静電容
量を十分に大きくすることができるので、これにより大
きな過電圧抑制効果を得ることができる。さらに本発明
によるエネルギー回生には回生用の変換器は不必要であ
り、また電力変換装置を構成する半導体スイッチにこの
回生エネルギーを通過させることなく、インダクタンス
とキャパシタンスの振動によりエネルギー回生を行なう
ものであるから半導体スイッチの動作責務を重くするこ
ともなく、かつ過電圧を抑制しつつエネルギー回生によ
る低損失と高効率運転が実現できる。さらに半導体スイ
ッチに並列接続されるスナバ回路のエネルギー回生回路
と組合わせることにより、安全な動作が無損失で行なえ
る。
路中のインダクタンスに蓄積されたエネルギーが電圧を
電源電圧以上に上昇させた分は直流端子間に接続された
過電圧吸収回路により吸収して補助直流電源へ回生する
ようにしているので、インダクタンスの影響を受けてコ
ンデンサ電圧が直流電源電圧より低下することはなく、
コンデンサ電圧の低下に伴って直流電源からコンデンサ
へむだな充電電流が流れないため、電力のロスを抑制す
ることができる。また、全電圧を充放電する通常のスナ
バ回路にくらべて取扱うエネルギー量が小さくてすむの
で、この過電圧吸収回路に設置するコンデンサの静電容
量を十分に大きくすることができるので、これにより大
きな過電圧抑制効果を得ることができる。さらに本発明
によるエネルギー回生には回生用の変換器は不必要であ
り、また電力変換装置を構成する半導体スイッチにこの
回生エネルギーを通過させることなく、インダクタンス
とキャパシタンスの振動によりエネルギー回生を行なう
ものであるから半導体スイッチの動作責務を重くするこ
ともなく、かつ過電圧を抑制しつつエネルギー回生によ
る低損失と高効率運転が実現できる。さらに半導体スイ
ッチに並列接続されるスナバ回路のエネルギー回生回路
と組合わせることにより、安全な動作が無損失で行なえ
る。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第２図は
第１図に示す実施例回路の動作波形図、第３図は本発明
の第２の実施例を示す回路図である。第４図はインバー
タ主回路構成原理図であり、第５図は過電圧抑制回路付
きインバータの従来例を示す部分回路図、第６図はスナ
バエネルギー回収形インバータの従来例を示す回路図で
ある。 １……直流電源、2,3……回路インダクタンス、4,5……
補助直流電源、6,7……半導体スイッチ、８……負荷、
９……電動機、12,13……クランプダイオード、14,15…
…スナバダイオード、16,17……ダイオード、18,19……
スナバコンデンサ、21,22……リアクトル、25,26……ス
ナバ抵抗、28,29……スナバ回路、36,37……スイッチ、
99,100,200……過電圧吸収回路、101,201……吸収ダイ
オード、102,202……吸収コンデンサ、103……吸収抵
抗、104,204……補助ダイオード、105,205……補助リア
クトル、210,310……インダクタンス。
第１図に示す実施例回路の動作波形図、第３図は本発明
の第２の実施例を示す回路図である。第４図はインバー
タ主回路構成原理図であり、第５図は過電圧抑制回路付
きインバータの従来例を示す部分回路図、第６図はスナ
バエネルギー回収形インバータの従来例を示す回路図で
ある。 １……直流電源、2,3……回路インダクタンス、4,5……
補助直流電源、6,7……半導体スイッチ、８……負荷、
９……電動機、12,13……クランプダイオード、14,15…
…スナバダイオード、16,17……ダイオード、18,19……
スナバコンデンサ、21,22……リアクトル、25,26……ス
ナバ抵抗、28,29……スナバ回路、36,37……スイッチ、
99,100,200……過電圧吸収回路、101,201……吸収ダイ
オード、102,202……吸収コンデンサ、103……吸収抵
抗、104,204……補助ダイオード、105,205……補助リア
クトル、210,310……インダクタンス。
Claims (1)
- 【請求項１】半導体スイッチで構成され直流電源からの
直流電力を変換する電力変換装置において、電力変換装
置の入力直流端子を直流電源の正負極間に接続し、前記
直流電源に補助直流電源を直列接続し、ダイオードとコ
ンデンサとの直列回路を前記電力変換装置の入力直流端
子間に接続し、該直列回路の中点を補助ダイオードおよ
び補助リアクトルを介して前記補助直流電源に接続する
ことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60049145A JP2528811B2 (ja) | 1985-03-12 | 1985-03-12 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60049145A JP2528811B2 (ja) | 1985-03-12 | 1985-03-12 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61210875A JPS61210875A (ja) | 1986-09-19 |
| JP2528811B2 true JP2528811B2 (ja) | 1996-08-28 |
Family
ID=12822921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60049145A Expired - Lifetime JP2528811B2 (ja) | 1985-03-12 | 1985-03-12 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2528811B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4659508B2 (ja) * | 2005-04-11 | 2011-03-30 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5913092U (ja) * | 1982-07-14 | 1984-01-26 | 三菱電機株式会社 | スナバ回路 |
| JPS59165954A (ja) * | 1983-03-08 | 1984-09-19 | Fuji Electric Co Ltd | スナバ回路 |
-
1985
- 1985-03-12 JP JP60049145A patent/JP2528811B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61210875A (ja) | 1986-09-19 |
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