JP3325030B2 - 3レベルインバータ装置 - Google Patents

3レベルインバータ装置

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JP3325030B2 JP13493291A JP13493291A JP3325030B2 JP 3325030 B2 JP3325030 B2 JP 3325030B2 JP 13493291 A JP13493291 A JP 13493291A JP 13493291 A JP13493291 A JP 13493291A JP 3325030 B2 JP3325030 B2 JP 3325030B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は自己消弧型半導体素子
を適用して構成される3レベルインバータ装置に関する
ものである。
【0002】
【従来の技術】図15は従来の3レベルインバータ装置
(3相)の基本構成を示す構成図である。このような3
レベルインバータ装置は、例えばIEEE TRANS
ACTION ON INDUSTRY APPRIC
ATIONS VOL.IA−17,NO.5 198
1「A New Neutral−Point−Cla
mped PWM Inverter」に示されてお
り、この3レベルインバータ装置は、例えば自己消弧型
半導体素子1a及びそれに逆並列接続されるフリーホイ
ールダイオード2aからなる一組の回路に3レベルイン
バータ装置の直流電源3の正極Pと負極Nの間に4組直
列に接続されている。従って3レベルインバータ装置の
出力端子Aとその直流電源3の正極P間の正アームと、
出力端子Aと直流電源3の負極Nの間の負アームは、各
々2組直列に接続される構成になる。またこの3レベル
インバータ装置は直流電源3を分割する手段としてコン
デンサ4a,4bを用いており、直流電源3の中間電位
となる点Bと正アームの中点C及び負アームの中点D間
にそれぞれクランプダイオード5a,5bが接続されて
いる。近年自己消弧型半導体素子には逆並列されるフリ
ーホイールダイオードを含んだ逆導通型自己消弧型半導
体素子が開発されており、省略されることもあり得る。
【0003】図16に示す一般的な2レベルインバータ
装置(単相を図示)では、各相において直流電源電圧E
の全電圧と零電圧を出力することができるが、図17
(単相を図示)に示す3レベルインバータ装置の各相に
おいて、直流電源電圧2Eの全電圧と中間電圧と零電圧
を出力することが可能である。その3つの電圧値の出力
方法を説明する。正アームの自己消弧型半導体素子1
a,1bのみオンさせると、直流電源3の正極Pと出力
端子Aとが電気的に接続されることになり、出力端子A
からは直流電源電圧2Eの全電圧が出力される。また出
力端子Aの両側に接続されている自己消弧型半導体素子
1b,1cのみオンさせると、直流電源3の中間電位と
なる点Bと出力端子Aとが電気的に接続されることにな
り、出力端子Aからは直流電源電圧2Eの中間電圧が出
力される。さらに負アームの自己消弧型半導体素子1
c,1dのみオンさせると、直流電源3の負極Nと出力
端子Aとが電気的に接続されることになり、出力端子A
からは零電圧が出力される。
【0004】図17に示された3レベルインバータ装置
を構成する自己消弧型半導体素子に、電圧上昇率及び電
流上昇率に制約のあるもの、例えばGTOサイリスタ
(以下GTOと略す)を適用する場合、図18に示すス
ナバ回路を接続しなければならない。すなわち、図中6
はGTO1に直列に接続されているので直列スナバ回路
といい、アノードリアクトル7、ダイオード8、抵抗器
9から構成されている。また図中10はGTO1に並列
に接続されているので並列スナバ回路といい、スナバコ
ンデンサ11、スナバダイオード12、抵抗器13から
構成されている。この基本構成は三菱電機技報VOL.
58 No.12 1984「車両推進制御装置におけ
るGTOの応用」に記載されている。このスナバ回路の
役割であるが、GTO1のターンオン時にはアノードリ
アクトル7がエネルギを蓄えながらGTO1にかかる電
流上昇率を所望の値に抑制し、GTO1のターンオフ時
にはスナバコンデンサ11がエネルギを蓄えながらGT
O1にかかる電圧上昇率を所望の値に抑制することにな
り、GTO1のスイッチング時に素子が破壊されること
の無い様、保護回路として機能する。このスナバ回路で
はGTO1のスイッチングの度毎にスナバ回路の構成要
素であるアノードリアクトル7とスナバコンデンサ11
に蓄えられたエネルギはそれぞれ抵抗器9,13で消費
されることになる。
【0005】図19は自己消弧型半導体素子1a,1
b,1c,1dの一例としてGTO1a,1b,1c,
1dを適用し、各GTO1a,1b,1c,1dに図
に示した並列スナバ回路10を接続した従来の3レベ
ルインバータ装置を示す構成図である。なお図19では
15のコンデンサ4a,4bを等価的に直流電源3
a,3bに置換しており、分割された直流電源3a,3
bの電圧は各々電圧Eとする。原理的には図19に示す
2つのアノードリアクトル7a,7bを挿入することに
より各相を構成するGTO1a,1b,1c,1dにか
かる電流上昇率を抑制することは可能であるが、中間電
位となる点Bからの接続経路にアノードリアクトル7c
を挿入して、全てのアノードリアクトル7a,7b,7
cに蓄えられたエネルギを電圧クランプ回路14a,1
4bに一旦吸収させて抵抗器17a,17bで放電,消
費させるようにしている。前述した3つのレベルを出力
するために、3レベルインバータ装置を構成するGTO
1a,1b,1c,1dをスイッチングさせるのである
が、そのスイッチング動作の度毎にリアクトルやコンデ
ンサに蓄えられたエネルギが抵抗器で消費されることに
なる。
【0006】図19について動作を説明する。なお、説
明中に示す経路は図20にまとめて記載している。まず
構成であるが、正アームはGTO1a,1b、フリーホ
イールダイオード2a,2bにより、負アームはGTO
1c,1d、フリーホイールダイオード2c,2dによ
り構成されている。5a,5bはクランプダイオードで
あり、14a,14bは電圧クランプ回路であり、各々
は望ましくは静電容量の大きなコンデンサ15a,15
b、ダイオード16a,16b、抵抗器17a,17b
から構成されている。GTO1aについてはスナバコン
デンサ11a,スナバダイオード12a,抵抗器13a
から構成される並列スナバ回路を備えており、他のGT
O1b,1c,1dについても同様である。7a,7
b,7cは直列スナバ回路の機能を有するアノードリア
クトルである。ここでは3レベルインバータ装置に接続
される図示されない負荷は誘導性負荷であり、負荷電流
のベクトルは、各GTO1a,1b,1c,1dのスイ
ッチング動作中には変化しないものと仮定する。
【0007】まず、GTO1aのターンオフ動作を説明
する。図中正アームのGTO1a,1bがオン,負アー
ムのGTO1c,1dがオフしており、経路1により出
力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れており、
スナバコンデンサ11a,1bの電圧は各々零、スナバ
コンデンサ11c,11dの電圧は各々分割された直流
電源3a,3bの電圧Eに充電された状態から、GTO
1aをターンオフさせ負荷電流を遮断し、ある一定の短
絡防止時間後にGTO1cをターンオンする場合を考え
る。GTO1aをターンオフさせると遮断された電流は
経路2にバイパスされスナバコンデンサ11aを充電
し、その充電電圧が分割された直流電源3aの電圧E以
上になるとクランプダイオード5aが導通して負荷電流
は経路3により流れる。この過程においてアノードリア
クトル7aの電流は経路4を流れることになり、アノー
ドリアクトル7aに蓄えられたエネルギはコンデンサ1
5aに吸収される。またスナバコンデンサ11c,11
dに蓄えられたエネルギは抵抗器13c,13dを通っ
て経路5により負荷側に放電,消費される。GTO1a
をターンオフして短絡防止時間後にGTO1cをターン
オンした際、スナバコンデンサ11c,11dにエネル
ギが残っているが、経路6によりスナバコンデンサ11
cのエネルギは全て抵抗器13cで消費され、スナバコ
ンデンサ11dは分割された直流電源電圧Eまで充電さ
れる。この過程を経て負荷電流は経路3により流れるこ
とになる。更にコンデンサ15aに過充電電圧として一
旦蓄えられたエネルギは抵抗器17aを通って放電され
る。
【0008】次にGTO1bのターンオフ動作を説明す
る。図中正アームのGTO1aがオフ、GTO1bがオ
ン、負アームのGTO1cがオン、GTO1dがオフし
ており、経路3により出力端子Aに図中矢印の方向に負
荷電流が流れており、スナバコンデンサ11b,11c
の電圧は各々零,スナバコンデンサ11a,11dの電
圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eに充電
された状態から、GTO1bをターンオフさせ負荷電流
を遮断し、ある一定の短絡防止時間後にGTO1dをタ
ーンオンする場合を考える。GTO1bをターンオフさ
せると遮断された電流は経路7にバイパスされスナバコ
ンデンサ11bを充電し、その充電電圧が分割された直
流電源3bの電圧E以上になると、フリーホイールダイ
オード2c,2dが導通して負荷電流は経路8により流
れる。この過程においてアノードリアクトル7cの電流
は経路9を流れることになり、アノードリアクトル7c
に蓄えられたエネルギはコンデンサ15bに吸収され
る。またスナバコンデンサ11dに蓄えられたエネルギ
は抵抗器13dを通って経路10により負荷側に放電,
消費される。GTO1bをターンオフして短絡防止時間
後にGTO1dをターンオンした際、スナバコンデンサ
11dにエネルギが残っている場合、経路11によりそ
れらのエネルギは全て抵抗器13dで消費される。この
過程を経て負荷電流は経路8により流れることになる。
更にコンデンサ15bに過充電電圧として一旦蓄えられ
たエネルギは抵抗器17bを通って放電される。
【0009】次にその状態からGTO1dをターンオフ
し、ある一定の短絡防止時間後にGTO1bをターンオ
ンすると、負荷電流は経路3により供給され始めると共
に、スナバコンデンサ11bに蓄えられたエネルギは経
路12により抵抗器13bで消費されつつ電圧が零にな
るまで放電される。またスナバコンデンサ11dは経路
13により分割された直流電源3bの電圧Eに充電さ
れ、アノードリアクトル7b,7cに過剰に蓄えられた
エネルギは経路14によりコンデンサ15bに吸収され
る。この過程を経て負荷電流は経路3により流れること
になる。更にコンデンサ15bに過充電電圧として一旦
蓄えられたエネルギは抵抗器17bを通って放電され
る。
【0010】次にその状態からGTO1cをターンオフ
し、ある一定の短絡防止時間後にGTO1aをターンオ
ンすると、負荷電流は経路1により供給され始めると共
に、スナバコンデンサ11a蓄えられたエネルギは経
5により抵抗器13aで消費されつつ電圧が零になる
まで放電される。またスナバコンデンサ11cは経路1
6により分割された直流電源3aの電圧Eに充電され、
アノードリアクトル7a,7cに過剰に蓄えられたエネ
ルギは経路17によりコンデンサ15aに吸収される。
この過程を経て負荷電流は経路1により流れることにな
る。更にコンデンサ15aに過充電電圧として一旦蓄え
られたエネルギは抵抗器17aを通って放電される。
【0011】次に負荷電流が図中矢印の逆方向に流れて
いる場合の各GTO1a,1b,1c,1dのスイッチ
ング動作についてであるが、図中矢印の方向に負荷電流
が流れている場合の各GTO1a,1b,1c,1dの
スイッチング動作と全く対称な為説明を省略する。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】従来の3レベルインバ
ータ装置は以上のように構成されているので、構成部品
のうち抵抗器がその点数のかなりの割合を占めており、
またGTO等の自己消弧型半導体素子のオン,オフ動作
により直列スナバ回路,並列スナバ回路内のエネルギ蓄
積要素であるコンデンサ及びリアクトルに蓄えられたエ
ネルギが抵抗器で消費されており、この結果インバータ
装置の効率低下要因となり、3レベルインバータ装置の
高周波化が困難となり、3レベルインバータ装置内に設
置される冷却装置が大型化し、3レベルインバータ装置
自体も大型化するという問題点があった。
【0013】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、複数の直列スナバ回路及び並列
スナバ回路の構成要素である抵抗器を共通に接続するこ
とによって抵抗器の数を最小限にし、更に直列スナバ回
路、並列スナバ回路内に蓄えられていたエネルギを抵抗
器で消費することなく直流電源等に回生でき、それらの
回路が持つ自己消弧型半導体素子の保護機能を損ねるこ
となく動作する3レベルインバータ装置を得ることを目
的としている。
【0014】
【課題を解決するための手段】この発明に係る3レベル
インバータ装置は、複数の直列スナバ回路及び並列スナ
バ回路の構成要素である抵抗器を共通に接続し、更に構
成要素に抵抗器を含まない構成とし、従来のスナバ回路
内に蓄えられ、かつ抵抗器で消費されていた過剰なエネ
ルギを回収するために回収コンデンサを備え、3レベル
インバータ装置を構成する自己消弧型半導体素子のスイ
ッチング動作によりその過剰なエネルギを回収コンデン
サに導き、その回収コンデンサに回収された過剰なエネ
ルギを取り出して直流電源等に回生できる電力回生装置
を備えたものである。
【0015】
【作用】この発明においては、複数の直列スナバ回路及
び並列スナバ回路の構成要素である抵抗器を共通に接続
することにより、抵抗部品点数を最小限にし、3レベル
インバータ装置の構成の簡素化が可能となり、更に構成
要素に抵抗器を用いないで構成されるスナバ回路を適用
することにより、従来のスナバ回路と同様に自己消弧型
半導体素子に加わる急峻な電流、電圧の立上りを所望の
値に抑制し、従来のスナバ回路内に蓄えられ、かつ抵抗
器で消費されていた過剰なエネルギを回収するための回
収コンデンサに導き、その回収コンデンサに回収された
過剰なエネルギを取り出して、直電源等に回生できる
電力回生装置を備えたので、3レベルインバータ装置を
高効率に駆動することが可能となる。
【0016】
【実施例】実施例1. 以下、この発明の一実施例を図について説明する。図1
は請求項1に対応するこの発明の3レベルインバータ装
置の実施例を示す構成図(単相を図示)である。図1に
おいては自己消弧型半導体素子1a,1b,1c,1d
の一例としてGTO1a,1b,1c,1dを適用して
おり、図1においてそれらは短絡防止時間を設ける必要
の無い理想スイッチとして扱うことが可能であるものと
する。なお、図1において、図15及び図19と対応す
る部分には同一符号を付して説明する。
【0017】本実施例では、正アームは第1の自己消弧
型半導体素子としてのGTO1a,第2の自己消弧型半
導体素子としてのGTO1b、フリーホイールダイオー
ド2a,2b、アノードリアクトル7aにより、負アー
ムは第3の自己消弧型半導体素子としてのGTO1c、
第4の自己消弧型半導体素子としてのGTO1d、フリ
ーホイールダイオード2c,2d、アノードリアクトル
7bにより構成されている。5a,5bは中間電位とな
る点BとGTO1bのアノード側の間及びGTO1cの
カソード側と中間電位となる点Bの間に夫々接続された
クランプダイオードである。GTO1aについてはスナ
バコンデンサ11a,スナバダイオード12aから構成
される並列スナバ回路の機能を有する直列体を備えてお
り、他のGTO1b,1c,1dについても同様であ
る。アノードリアクトル7a,7bは直列スナバ回路の
機能を有し、夫々GTO1aと1bの間及びGTO1c
と1dの間に接続されている。また18a,18bはス
ナバコンデンサ11a,11c及びスナバコンデンサ1
1b,11dに共通な放電抵抗器であり、放電抵抗器1
8aはスナバコンデンサ11a及びスナバダイオード1
2aの接続点とスナバコンデンサ11c及びスナバダイ
オード12cの接続点との間に接続され、放電抵抗器1
8bはスナバコンデンサ11b及びスナバダイオード1
2bの接続点とスナバコンデンサ11d及びスナバダイ
オード12dの接続点との間に接続される。なお図1で
は図17のコンデンサ4a,4bを等価的に2つの直流
電源3a,3bに置換しており、分割された直流電源3
a,3bの電圧は各々電圧Eとする。ここでは3レベル
インバータ装置に接続される図示されない負荷は誘導性
負荷であり、負荷電流のベクトルは、各GTO1a,1
b,1c,1dのスイッチング動作中には変化しないも
のと仮定する。
【0018】次に、図1について動作を説明る。なお
説明中に示す経路は図2にまとめて記載している。まず
GTO1aのターンオフ動作を説明する。図中正アーム
のGTO1a,1bがオン,負アームのGTO1c,1
dがオフしており、経路1により出力端子Aから図中矢
印の方向に負荷電流が流れており、スナバコンデンサ1
1a,1bの電圧は各々零、スナバコンデンサ11c,
11dの電圧は各々分割された直流電源3a,3bの電
圧Eに充電された状態から、GTO1aをターンオフさ
せ負荷電流を遮断し、その直後にGTO1cをターンオ
ンする場合を考える。GTO1aをターンオフさせると
遮断された電流は経路2にバイパスされてスナバコンデ
ンサ11aを充電し、GTO1aにかかる電圧上昇率を
抑制する。その充電電圧が分割された直流電源3aの電
圧Eに達すると、クランプダイオード5aが導通して負
荷電流は経路3により流れる。この過程においてスナバ
コンデンサ11cに蓄えられたエネルギは経路4により
放電抵抗器18aを通って零電圧まで放電される。その
直後はアノードリアクトル7aにエネルギが過剰に蓄え
られているが、経路5によりそのエネルギは全て放電抵
抗器18aで消費される。この過程を経て負荷電流は経
路3により流れることになる。
【0019】次にGTO1bのターンオフ動作を説明す
る。図中正アームのGTO1aがオフ、GTO1bがオ
ン、負アームのGTO1cがオン、GTO1dがオフし
ており、経路3により出力端子Aに図中矢印の方向に負
荷電流が流れており、スナバコンデンサ11b,11c
の電圧は各々零,スナバコンデンサ11a,11dの電
圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eに充電
された状態から、GTO1bをターンオフさせ負荷電流
を遮断し、その直後にGTO1dをターンオンする場合
を考える。GTO1bをターンオフさせると遮断された
電流は経路6にバイパスされてスナバコンデンサ11b
を充電し、GTO1bにかかる電圧上昇率を抑制する。
その充電電圧が分割された直流電源3bの電圧Eに達す
ると、フリーホイールダイオード2c,2dが導通して
負荷電流は経路7により流れる。この過程においてスナ
バコンデンサ11dに蓄えられたエネルギは経路8によ
り放電抵抗器18bを通って零電圧まで放電される。そ
の直後はアノードリアクトル7bにエネルギが過剰に蓄
えられているが、経路9によりそのエネルギは全て抵抗
器18bで消費される。この過程を経て負荷電流は経路
7により流れることになる。
【0020】次にGTO1bのターンオン動作を説明す
る。図中正アームのGTO1a,1bがオフ,負アーム
のGTO1c,1dがオンしており、経路7により出力
端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れており、ス
ナバコンデンサ11c,1dの電圧は各々零、スナバコ
ンデンサ11a,11bdの電圧は各々分割された直流
電源3a,3bの電圧Eに充電された状態から、GTO
1bをターンオフし、その直後にGTO1bをターンオ
ンすることを考える。GTO1bをターンオンさせる
と、GTO1bにかかる電流上昇率がアノードリアクト
ル7bに抑制されつつ、負荷電流は経路3により供給さ
れ始めると共に、スナバコンデンサ11bに蓄えられた
エネルギは経路10により放電抵抗器18bで消費され
つつ電圧が零になるまで放電される。またスナバコンデ
ンサ11dは経路11により分割された直流電源3bの
電圧Eに充電され、アノードリアクトル7bに過剰に蓄
えられたエネルギは経路9により全て放電抵抗器18b
で消費される。この過程を経て負荷電流は経路3により
流れることになる。
【0021】次にGTO1aのターンオン動作を説明す
る。図中正アームのGTO1aがオフ、GTO1bがオ
ン、負アームのGTO1cがオン、GTO1dがオフし
ており、経路3により出力端子Aに図中矢印の方向に負
荷電流が流れており、スナバコンデンサ11b,11c
の電圧は各々零,スナバコンデンサ11a,11dの電
圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eに充電
された状態から、GTO1cをターンオフし、その直後
にGTO1aをターンオンする場合を考える。GTO1
cをターンオフし、その直後にGTO1aをターンオン
すると、GTO1bにかかる電圧上昇率がアノードリア
クトル7bに抑制されつつ、負荷電流は経路1により供
給され始めると共に、スナバコンデンサ11aに蓄えら
れたエネルギは経路12により放電抵抗器18aで消費
されつつ電圧が零になるまで放電される。またスナバコ
ンデンサ11cは経路13により分割された直流電源3
aの電圧Eに充電され、アノードリアクトル7aに過剰
に蓄えられたエネルギは経路5により全て放電抵抗器1
8aで消費される。この過程を経て負荷電流は経路1に
より流れることになる。
【0022】次に負荷電流が図中矢印の逆方向に流れて
いる場合の各GTO1a,1b,1c,1dのスイッチ
ング動作についてであるが、図中矢印の方向に負荷電流
が流れている場合の各GTO1a,1b,1c,1dの
スイッチング動作と全く対称な為説明を省略する。
【0023】実施例2. 図3は請求項2に対応するこの発明の3レベルインバー
タ装置の実施例を示す構成図(単相を図示)である。図
3においては自己消弧型半導体素子1a,1b,1c,
1dの一例としてGTO1a,1b,1c,1dを適用
している。
【0024】まず構成であるが、実施例1における図1
との相違する部分についてのみ記述すると、クランプダ
イオード5aについては補助GTO1eとそれに対して
スナバコンデンサ11e、スナバダイオード12eから
構成される並列スナバ回路の機能を有する直列体を備え
ており、クランプダイオード5bについても同様であ
る。また放電抵抗器18a,18bはそれぞれスナバコ
ンデンサ11a,11c,11e及びスナバコンデンサ
11b,11d,11fに共通な放電抵抗器である。こ
こでも図1と同様に3レベルインバータ装置に接続され
る図示されない負荷は誘導性負荷であり、負荷電流のベ
クトルは、各GTO1a,1b,1c,1dのスイッチ
ング動作中には変化しないものと仮定する。
【0025】次に図について動作を説明する。なお説
明中に示す経路は図4にまとめて記載している。まずG
TO1aのターンオフ動作を説明する。図中正アームの
GTO1a,1bがオン,負アームのGTO1c,1d
および補助GTO1e,1fがオフしており、経路1に
より出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れて
おり、スナバコンデンサ11a,1b,11fの電圧は
各々零、スナバコンデンサ11c,11d,11eの電
圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eに充電
された状態から、GTO1aをターンオフさせて負荷電
流を遮断すると同時に補助GTO1fをターンオンさ
せ、ある一定の短絡防止時間後にGTO1cをターンオ
ンさせると同時に補助GTO1fをターンオフさせる場
合を考える。GTO1aをターンオフさせると遮断され
た負荷電流は経路2にバイパスされてスナバコンデンサ
11aを充電し、GTO1aにかかる電圧上昇率を抑制
する。その時スナバコンデンサ11aの充電電流と経路
3および経路4によるスナバコンデンサ11c及び11
eの放電電流が負荷電流を分担することにより、スナバ
コンデンサ11c,11eに蓄えられていた電荷は負荷
側に放電される。従って厳密にはGTO1aにかかる電
圧上昇率はスナバコンデンサ11a,11c,11eの
合成静電容量により抑制されることになる。GTO1a
をターンオフして短絡防止時間後にGTO1cをターン
オンさせると同時に補助GTO1fをターンオフさせた
際、スナバコンデンサ11c,11eにエネルギが残っ
ている場合、経路5によりスナバコンデンサ11cのエ
ネルギが、また経路6によりスナバコンデンサ11eの
エネルギが全て放電抵抗器18aで消費され、電圧零ま
で放電される。またスナバコンデンサ11aは分割され
た直流電源3aの電圧Eまで充電される。その直後はア
ノードリアクトル7aにエネルギが過剰に蓄えられてい
るが、経路7によりそのエネルギは全て放電抵抗器18
aで消費される。なおスナバコンデンサ11aの充電電
圧が電圧Eになるとクランプダイオード5aが導通す
る。この過程を経て負荷電流は経路8により流れること
になる。この動作期間においてスナバコンデンサ11
a,11c,11eの電圧上昇率、および電圧下降率は
同じ値となる。
【0026】次にGTO1のターンオフ動作を説明す
る。図中正アームのGTO1aがオフ,GTO1bがオ
ン,負アームのGTO1cがオン,GTO1dがオフ、
さらに補助GTO1e,1fがオフしており、経路8に
より出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れて
おり、スナバコンデンサ11b,11c,11e,11
fの電圧は各々零、スナバコンデンサ11a,11dの
電圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eに充
電された状態から、GTO1をターンオフさせて負荷
電流を遮断し、ある一定の短絡防止時間後にGTO1d
をターンオンさせる場合を考える。GTO1bをターン
オフさせると遮断された負荷電流は経路9にバイパスさ
れてスナバコンデンサ11bを充電し、GTO1bにか
かる電圧上昇率を抑制する。その時スナバコンデンサ1
の充電電流と経路10によるスナバコンデンサ11
dの放電電流及び経路11によるスナバコンデンサ11
fの充電電流が負荷電流を分担することにより、スナバ
コンデンサ11dに蓄えられていた電荷は負荷側に放電
される。従って厳密にはGTO1bにかかる電圧上昇率
はスナバコンデンサ11b,11d,11fの合成静電
容量により抑制されることになる。GTO1bをターン
オフして短絡防止時間後にGTO1dをターンオンさせ
た際、スナバコンデンサ11dにエネルギが残っている
場合、経路12によりスナバコンデンサ11dのエネル
ギは全て放電抵抗器18bで消費され、電圧零まで放電
される。またスナバコンデンサ11b,11fは分割さ
れた直流電源3bの電圧Eまで充電される。その直後は
アノードリアクトル7bにエネルギが過剰に蓄えられて
いるが、経路13によりそのエネルギは全て放電抵抗器
18bで消費される。なおスナバコンデンサ11bの充
電電圧が電圧Eになるとフリーホイールダイオード2
c,2dが導通する。この過程を経て負荷電流は経路1
4により流れることになる。この動作期間においてスナ
バコンデンサ11b,11d,11fの電圧上昇率、お
よび電圧下降率は同じ値となる。
【0027】次にGTO1bのターンオン動作を説明す
る。図中正アームのGTO1a,1b及び補助GTO1
e,1fがオフ、負アームのGTO1c,1dがオンし
ており、経路14により出力端子Aから図中矢印の方向
に負荷電流が流れており、スナバコンデンサ11c,1
1d,11eの電圧は各々零、スナバコンデンサ11
a,11b,11fの電圧は各々分割された直流電源3
a,3bの電圧Eに充電された状態から、GTO1dを
ターンオフさせると同時に補助GTO1eをターンオン
させ、ある一定の短絡防止時間後に補助GTO1eをタ
ーンオンさせると同時にGTO1bをターンオンさせる
場合を考える。ここでGTO1dをターンオフさせる同
時に補助GTO1eをターンオンさせても経路14によ
り出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れてい
るために回路状態は変化しない。さて、補助GTO1e
をターンオフさせると同時にGTO1bをターンオンさ
せると、アノードリアクトル7bには分割された直流電
源3bの電圧Eが印加されてGTO1bにかかる電流上
昇率がアノードリアクトル7bに抑制されつつ、負荷電
流は経路8により供給され始める。その後GTO1bに
流れる電流が負荷電流以上になるが、その過剰な電流は
経路15と経路16と経路17に分流することになり、
スナバコンデンサ11dは分割された直流電源3bの電
圧Eで充電され、スナバコンデンサ11fは電圧零ま
で分割された直流電源3bに放電される。その時経路1
8によりスナバコンデンサ11bのエネルギが全て放電
抵抗器18bで消費され、電圧零まで放電される。その
直後はアノードリアクトル7bにエネルギが過剰に蓄え
られているが、経路13によりそのエネルギは全て抵抗
器18bで消費される。この過程を経て負荷電流は経路
8により流れることになる。この動作期間においてスナ
バコンデンサ11b,11d,11fの電圧上昇率、お
よび電圧下降率は同じ値となる。
【0028】次にGTO1のターンオン動作を説明す
る。図中正アームのGTO1a,1b及び補助GTO1
e,1fがオフ、負アームのGTO1b,1cがオンし
ており、経路8により出力端子Aから図中矢印の方向に
負荷電流が流れており、スナバコンデンサ11a,11
b,11e,11fの電圧は各々零、スナバコンデンサ
11a,11dの電圧は各々分割された直流電源3a,
3bの電圧Eに充電された状態から、GTO1cをター
ンオフさせ、ある一定の短絡防止時間後にGTO1aを
ターンオンさせる場合を考える。ここでGTO1cをタ
ーンオフさせても経路8により出力端子Aから図中矢印
の方向に負荷電流が流れているために回路状態は変化し
ない。さてGTO1aをターンオンさせると、アノード
リアクトル7aには分割された直流電源3aの電圧Eが
印加されてGTO1aにかかる電流上昇率がアノードリ
アクトル7aに抑制されつつ、負荷電流は経路1により
供給され始める。その後GTO1aに流れる電流が負荷
電流以上になるが、その過剰な電流は経路19と経路2
0と経路21に分流することになり、スナバコンデンサ
11c,11eは分割された直流電源3aの電圧E
充電される。その時経路22によりスナバコンデンサ1
1cのエネルギが全て放電抵抗器18aで消費され、電
圧零まで放電される。その直後はアノードリアクトル7
aにエネルギが過剰に蓄えられているが、経路7により
そのエネルギは全て抵抗器18aで消費される。この過
程を経て負荷電流は経路1により流れることになる。こ
の動作期間においてスナバコンデンサ11a,11c
d,11eの電圧上昇率、および電圧下降率は同じ値と
なる。
【0029】次に負荷電流が図中矢印の逆方向に流れて
いる場合の各GTO1a,1b,1c,1dのスイッチ
ング動作についてであるが、図中矢印の方向に負荷電流
が流れている場合の各GTO1a,1b,1c,1dの
スイッチング動作と全く対称な為説明を省略する。
【0030】実施例3. 図5は請求項2に対応するこの発明の3レベルインバー
タ装置の他の実施例を示す構成図(単相を図示)であ
る。図5においては自己消弧型半導体素子1a,1b,
1c,1dの一例としてGTO1a,1b,1c,1d
を適用している。
【0031】まず構成であるが、実施例2における図3
との相違する部分についてのみ記述すると、クランプダ
イオード5aについてはそれに対してスナバコンデンサ
11e、スナバダイオード12eから構成される並列ス
ナバ回路の機能を有する直列体のみを備えており、クラ
ンプダイオード5bについても同様である。また出力端
子Aから図中の方向に負荷電流が流れている場合に、図
3の回路動作と相違する図5の回路動作はGTO1aの
ターンオフ動作であるため、ここではその動作について
のみ記述する。ここでも図1と同様に3レベルインバー
タ装置に接続される図示されない負荷は誘導性負荷であ
り、負荷電流のベクトルは、各GTO1a,1b,1
c,1dのスイッチング動作中には変化しないものと仮
定する。
【0032】次に図5について動作を説明する。なお説
明中に示す経路は図6にまとめて記載している。以下G
TO1aのターンオフ動作を説明する。図中正アームの
GTO1a,1bがオン,負アームのGTO1c,1d
がオフしており、経路1により出力端子Aから図中矢印
の方向に負荷電流が流れており、スナバコンデンサ11
a,1b,11fの電圧は各々零、スナバコンデンサ
11c,11d,11eの電圧は各々分割された直流電
源3a,3bの電圧Eに充電された状態から、GTO1
aをターンオフさせて負荷電流を遮断し、ある一定の短
絡防止時間後にGTO1cをターンオンさせる場合を考
える。GTO1aをターンオフさせると遮断された負荷
電流は経路2にバイパスされてスナバコンデンサ11a
を充電し、GTO1aにかかる電圧上昇率を抑制する。
その時スナバコンデンサ11aの充電電流と経路3及び
経路4によるスナバコンデンサ11c及び11eの放電
電流が負荷電流を分担することにより、スナバコンデン
サ11c,11eに蓄えられていた電荷は負荷側に放電
される。従ってスナバコンデンサ11cの放電電流によ
りスナバコンデンサ11fは充電されることになる。G
TO1aをターンオフして短絡防止時間後にGTO1c
をターンオンさせた際、スナバコンデンサ11c,11
fにエネルギが残っているが、経路5によりスナバコン
デンサ11cのエネルギが、また経路6によりスナバコ
ンデンサ11fのエネルギが全て抵抗器18a,18b
で消費され、電圧零まで放電される。またスナバコンデ
ンサ11aは分割された直流電源3aの電圧Eまで充電
される。その直後はアノードリアクトル7a,7bにエ
ネルギが過剰に蓄えられているが、それぞれ経路7、経
路8によりそのエネルギは全て放電抵抗器18a,18
bで消費される。なおスナバコンデンサ11aの充電電
圧が電圧Eになるとクランプダイオード5aが導通す
る。この過程を経て負荷電流は経路9により流れること
になる。なお全てのスナバコンデンサの放電方向を定め
るために、その放電経路にダイオードを挿入すると、回
路動作の安定化が期待できる。
【0033】実施例4. 図7は請求項3に対応するこの発明の3レベルインバー
タ装置の実施例を示す構成図(単相を図示)である。図
7においては自己消弧型半導体素子1a,1b,1c,
1dの一例としてGTO1a,1b,1c,1dを適用
している。
【0034】まず構成であるが、実施例2における図3
との相違する部分についてのみ記述すると、19a,1
9bはそれぞれスナバコンデンサ11a,11c,11
e及びスナバコンデンサ11b,11d,11fに共通
な放電経路中に挿入さけた充電極性が定められ、望まし
くは静電容量の大きな回収コンデンサであり、20a,
20bは各々回収コンデンサ19a,19bからエネル
ギを取り出して分割された直流電源3a,3bに回生
し、回収コンデンサ19a,19bの充電電圧を一定電
圧値eに制御する機能を有する電力回生装置である。そ
の電圧値eは分割された直流電源3a,3bの電圧値E
の数分の1の値である。ここでも図1と同様に3レベル
インバータ装置に接続される図示されない負荷は誘導性
負荷であり、負荷電流のベクトルは、各GTO1a,1
b,1c,1dのスイッチング動作中には変化せず、回
収コンデンサ19a,19bは電力回生装置20a,2
0bにより常に定電圧eに保たれるものと仮定する。ま
た21a,21b,21c,21dは全てのスナバコン
デンサの放電方向を定めるためのダイオードである。
【0035】次に図7について動作を説明る。なお説
明中に示す経路は図8にまとめて記載している。まずG
TO1aのターンオフ動作を説明する。図中正アームの
GTO1a,1bがオン,負アームのGTO1c,1d
及び補助GTO1e,1fがオフしており、経路1によ
り出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れてお
り、スナバコンデンサ11a,1b,11fの電圧は
各々零、スナバコンデンサ11c,11d,11eの電
圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eと回収
コンデンサ19a,19bの電圧eとの和の電圧値に充
電された状態から、GTO1aをターンオフさせて負荷
電流を遮断すると同時に補助GTO1fをターンオンさ
せ、ある一定の短絡防止時間後にGTO1cをターンオ
ンさせると同時に補助GTO1fをターンオフさせる場
合を考える。GTO1aをターンオフさせると遮断され
た負荷電流は経路2にバイパスされてスナバコンデンサ
11aを充電し、GTO1aにかかる電圧上昇率を抑制
する。その時スナバコンデンサ11aの充電電流と回収
コンデンサ19aを含む経路3及び経路4によるスナバ
コンデンサ11c及び11eの放電電流が負荷電流を分
担することにより、スナバコンデンサ11c,11eに
蓄えられていた電荷は回収コンデンサ19aに回収され
つつ負荷側に放電される。従って厳密にはGTO1aに
かかる電圧上昇率はスナバコンデンサ11a,11c,
11eの合成静電容量により抑制されることになる。G
TO1aをターンオフして短絡防止時間後にGTO1c
をターンオンさせると同時に補助GTO1fをターンオ
フさせた際、スナバコンデンサ11c,11dにエネル
ギが残っている場合、経路5によりスナバコンデンサ1
1cのエネルギが、また経路6によりスナバコンデンサ
11eのエネルギが全て回収コンデンサ19aに回収さ
れ、電圧零まで放電される。またスナバコンデンサ11
aは分割された直流電源3bの電圧Eと回収コンデンサ
19aの電圧eとの和の電圧値まで充電される。その直
後はアノードリアクトル7aにエネルギが過剰に蓄えら
れているが、経路7によりそのエネルギは全て回収コン
デンサ19aに回収される。なおスナバコンデンサ11
aの充電電圧が電圧Eになるとクランプダイオード5a
が導通する。この過程を経て負荷電流は経路8により流
れることになる。この動作期間においてスナバコンデン
サ11a,11c,11eの電圧上昇率、および電圧下
降率は同じ値となる。
【0036】次にGTO1bのターンオフ動作を説明す
る。図中正アームのGTO1aがオフ,GTO1bがオ
ン,負アームのGTO1cがオン,GTO1dがオフ、
さらに補助GTO1e,1fがオフしており、経路8に
より出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れて
おり、スナバコンデンサ11b,11c,11e,11
fの電圧は各々零、スナバコンデンサ11a,11dの
電圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eと回
収コンデンサ19a,19bの電圧eとの和の電圧値に
充電された状態から、GTO1bをターンオフさせて負
荷電流を遮断し、ある一定の短絡防止時間後にGTO1
dをターンオンさせる場合を考える。GTO1bをター
ンオフさせると遮断された負荷電流は経路9にバイパス
されてスナバコンデンサ11bを充電し、GTO1bに
かかる電圧上昇率を抑制する。その時スナバコンデンサ
11の充電電流と回収コンデンサ19bを含む経路1
0によるスナバコンデンサ11dの放電電流及び経路1
1によるスナバコンデンサ11fの充電電流が負荷電流
を分担することになり、スナバコンデンサ11dに蓄え
られていた電荷は回収コンデンサ19bに回収されつつ
負荷側に放電される。従って厳密にはGTO1bにかか
る電圧上昇率はスナバコンデンサ11b,11d,11
fの合成静電容量により抑制されることになる。GTO
1bをターンオフして短絡防止時間後にGTO1dをタ
ーンオンさせた際、スナバコンデンサ11dにエネルギ
が残っている場合、経路12によりスナバコンデンサ1
1dのエネルギは全て回収コンデンサ19bに回収さ
れ、電圧零まで放電される。またスナバコンデンサ11
b,11fは分割された直流電源3a,3bの電圧Eと
回収コンデンサ19a,19bの電圧eとの和の電圧値
まで充電される。その直後はアノードリアクトル7bに
エネルギが過剰に蓄えられているが、経路13によりそ
のエネルギは全て回収コンデンサ19bに回収される。
なおスナバコンデンサ11bの充電電圧が電圧Eになる
とフリーホイールダイオード2c,2dが導通する。こ
の過程を経て負荷電流は経路14により流れることにな
る。この動作期間においてスナバコンデンサ11b,1
1d,11fの電圧上昇率、および電圧下降率は同じ値
となる。
【0037】次にGTO1bのターンオン動作を説明す
る。図中正アームのGTO1a,1b及び補助GTO1
e,1fがオフ、負アームのGTO1c,1dがオンし
ており、経路14により出力端子Aから図中矢印の方向
に負荷電流が流れており、スナバコンデンサ11,1
,11eの電圧は各々零、スナバコンデンサ11
,11,11fの電圧は各々分割された直流電源3
a,3bの電圧Eと回収コンデンサ19a,19bの電
圧eとの和の電圧値に充電された状態から、GTO1d
をターンオフさせると同時に補助GTO1eをターンオ
ンさせ、ある一定の短絡防止時間後に補助GTO1eを
ターンオンさせると同時にGTO1bをターンオンさせ
る場合を考える。ここでGTO1dをターンオフさせる
と同時に補助GTO1eをターンオンさせても経路14
により出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れ
ているために回路状態は変化しない。さて補助GTO1
eをターンオフさせると同時にGTO1bをターンオン
させると、アノードリアクトル7bには分割された直流
電源3bの電圧Eが印加されてGTO1bにかかる電流
上昇率がアノードリアクトル7bに抑制されつつ、負荷
電流は経路8により供給され始める。その後GTO1b
に流れる電流が負荷電流以上になるが、その過剰な電流
は経路15と経路16と経路17に分流することにな
り、スナバコンデンサ11dは分割された直流電源3b
の電圧Eと回収コンデンサ19bの電圧eとの和の電圧
値まで充電され、スナバコンデンサ11fは蓄えていた
エネルギを回収コンデンサ19bに回収しつつ電圧零ま
で分割された直流電源3bに放電される。その時経路1
8によりスナバコンデンサ11bのエネルギが全て回収
コンデンサ19bに回収され、電圧零まで放電される。
その直後はアノードリアクトル7bにエネルギが過剰に
蓄えられているが、経路7によりそのエネルギは全て回
収コンデンサ19bに回収される。この過程を経て負荷
電流は経路8により流れることになる。この動作期間に
おいてスナバコンデンサ11b,11d,11fの電圧
上昇率、および電圧下降率は同じ値となる。
【0038】次にGTO1のターンオン動作を説明す
る。図中正アームのGTO1a,負アームのGTO1d
及び補助GTO1e,1fがオフ、正アームのGTO1
b,負アームのGTO1cがオンしており、経路8によ
り出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流が流れてお
り、スナバコンデンサ11,11,11e,11f
の電圧は各々零、スナバコンデンサ11a,11dの電
圧は各々分割された直流電源3a,3bの電圧Eと回収
コンデンサ19a,19bの電圧eとの和の電圧値に充
電された状態から、GTO1cをターンオフさせ、ある
一定の短絡防止時間後にGTO1aをターンオンさせる
場合を考える。ここでGTO1cをターンオフさせても
経路8により出力端子Aから図中矢印の方向に負荷電流
が流れているために回路状態は変化しない。さてGTO
1aをターンオンさせると、アノードリアクトル7aに
は分割された直流電源3aの電圧Eが印加されてGTO
1aにかかる電流上昇率がアノードリアクトル7aに抑
制されつつ、負荷電流は経路1により供給され始める。
その後GTO1aに流れる電流が負荷電流以上になる
が、その過剰な電流は経路19と経路20と経路21に
分流することになり、スナバコンデンサ11c,11e
は分割された直流電源3aの電圧Eと回収コンデンサ1
9aの電圧eとの和の電圧値まで充電される。その時経
路22によりスナバコンデンサ11aのエネルギが全て
回収コンデンサ19aに回収され、電圧零まで放電され
る。その直後はアノードリアクトル7aにエネルギが過
剰に蓄えられているが、経路7によりそのエネルギは全
て回収コンデンサ19aに回収される。この過程を経て
負荷電流は経路1により流れることになる。この動作期
間においてスナバコンデンサ11a,11c,11eの
電圧上昇率、および電圧下降率は同じ値となる。
【0039】なおGTO1aのターンオフ動作におい
て、GTO1cのターンオン時にかかる電流上昇率が高
くなる場合には、補助リアクトル7c,7dを挿入して
図9或は図10の構成をとることにより対処することが
可能である。すなわち、図9においては、GTO1bと
1cの間に補助リアクトル7cと7dを直列接続し、そ
の接地点より出力端子Aを取り出す。また、図10にお
いては、リアクトル7aとGTO1bの間に補助リアク
トル7cを接続し、リアクトル7bとGTO1cの間に
補助リアクトル7dを接続する。当然ながら配線インダ
クタンスを利用することも可能である。しかしながらG
TO1cのターンオン時には、通常それに印加されてい
る電圧はスナバコンデンサ11cの放電により直流電源
3aの電圧Eに比較してかなり低く、また突入する電流
自体の値も低いため、GTOの持つ安全動作領域にある
と考えられる。
【0040】次に負荷電流が図中矢印の逆方向に流れて
いる場合の各GTO1a,1b,1c,1dのスイッチ
ング動作についてであるが、図中矢印の方向に負荷電流
が流れている場合の各GTO1a,1b,1c,1dの
スイッチング動作と全く対称な為説明を省略する。
【0041】ここで電力回生装置20a,20bについ
て説明する。電力回生装置20a,20b自体はこの発
明の主なるものではないが、適用可能である具体的な回
路を図7に接続することによって本発明回路が実現可能
であることを示す。図11にその回路構成を示す。この
ように公知なバック型コンバータと呼ばれるもの等を適
用することにより、充電極性が定められる回収コンデン
サ19a,19bからエネルギを取り出して分割された
直流電源3a,3bなどに回生し、回収コンデンサ19
a,19bの充電電圧を一定値に制御するという電力回
装置20a,20bの機能を満たすことが可能であ
る。この回路動作を正アームについて説明する。まず自
己消弧型半導体素子22aをオンさせて、回収コンデン
サ19aに蓄えられているエネルギを放電させる。この
ときダイオード23aは逆電圧が印加されることになる
ためにトランス24aの2次側には電流は流れず、その
放電されるエネルギはトランス24a内に蓄えられる。
次に放電電流を遮断するため自己消弧型半導体素子22
aをオフすると、トランス24aに蓄えられたエネルギ
によりトランス24aの2次側に電流が流れ、分割され
た直流電圧3aに回生されることになる。この自己消弧
型半導体素子22aのオン、オフ期間或はその周期を回
収コンデンサ19aの電圧により制御することで、回収
コンデンサ19aの充電電圧を一定値に保つことができ
る。なお負アームについても同様であるため省略する。
なお、図11に示した回路以外にも、公知な直流−直流
電力変換回路を適用することにより同様の効果が得られ
ることは明らかである。また回収コンデンサ及び電力回
生装置を、自己消弧型半導体素子1次側に接続され、
かつ2次側にダイオードブリッジ回路網が接続された変
成器に置換しても同様な効果が得られる。
【0042】実施例. 図12は請求項3に対応するこの発明の3レベルインバ
ータ装置の他の実施例を示す構成図(単相を図示)であ
る。図12においては自己消弧型半導体素子1a,1
b,1c,1dの一例としてGTO1a,1b,1c,
1dを適用している。本実施例は、図1の3レベルイン
バータ装置に請求項3に関連した実施例を適用したもの
である。すなわち、図1における放電抵抗器18a,1
8bにおいて消費されていたエネルギを、図12におい
て全て回収コンデンサ19a,19bに回収可能とした
ものである。回路の基本的な動作は実施例1において詳
細に記述しているためここでは省略する。
【0043】実施例. 図13は請求項3に対応するこの発明の3レベルインバ
ータ装置の他の実施例を示す構成図(単相を図示)であ
る。図13においては自己消弧型半導体素子1a,1
b,1c,1dの一例としてGTO1a,1b,1c,
1dを適用している。本実施例は図5の3レベルインバ
ータ装置に請求項3に関連した実施例を適用したもので
ある。すなわち、図5における放電抵抗器18a,18
bにおいて消費されていたエネルギを、図13において
全て回収コンデンサ19a,19bに回収可能としたも
のである。回路の基本的な動作は実施例2において詳細
に記述しているためここでは省略する。
【0044】実施例. 図14は請求項3に対応するこの発明の3レベルインバ
ータ装置の他の実施例を示す構成図である。図14にお
いては自己消弧型半導体素子1a,1b,1c,1dの
一例としてGTO1a,1b,1c,1dを適用してい
る。本実施例は、図7の3レベルインバータ装置が多相
インバータ構成となる場合に、電力回生装置20a,2
0bを複数の相について共通に接続したものである。回
路の基本的な動作は実施例3において詳細に記述したも
のと全く同じであるためここでは省略する。なお、装置
が小型で電力回生装置20a,20bと回収コンデンサ
19a,19bの間の配線が短い場合は問題ないが、装
置が大型となって上記配線が長くなったときは、そのL
成分と回収コンデンサ19a,19bの容量とのLC共
振により上記配線上に負電流が発生する。このような場
合、図14に示すように、各アームの回収コンデンサ1
9a,19bの放電方向を定めるダイオード25a〜2
5dを上記配線上に挿入することにより、上記LC共振
による負電流を阻止し、回路動作の安定化を図ることが
できる。
【0045】
【0046】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、直列
スナバ回路及び並列スナバ回路の構成要素である抵抗器
を共通に接続するようにしたので、抵抗器の数を最小限
にし、装置が安価かつ小型化できる効果がある。更に直
列スナバ回路、並列スナバ回路内に蓄えられていたエネ
ルギを抵抗器で消費することなくそのエネルギを回収コ
ンデンサを介して電力回生装置により直列電源等に回生
できるようにしたので、装置の高効率化、高周波化が可
能となる効果がある。更にこの3レベルインバータ装置
を誘導電動機を駆動した場合、ランニングコストが減少
し、システム全体の省エネルギ効果があり、また現存す
る自己消弧型半導体素子の最大定格電圧を超える直流電
源を持つインバータ装置が容易に得られる効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明による3レベルインバータ装置の一
実施例を示す構成図である。
【図2】 図1の動作説明に供するための表図である。
【図3】 この発明による3レベルインバータ装置の他
の実施例を示す構成図である。
【図4】 図3の動作説明に供するための表図である。
【図5】 この発明による3レベルインバータ装置の他
の実施例を示す構成図である。
【図6】 図5の動作説明に供するための表図である。
【図7】 この発明による3レベルインバータ装置の他
の実施例を示す構成図である。
【図8】 図7の動作説明に供するための表図である。
【図9】 この発明による3レベルインバータ装置の他
の実施例を示す構成図である。
【図10】 この発明による3レベルインバータ装置の
他の実施例を示す構成図である。
【図11】 この発明で用いられる電力回生装置の具体
的な回路を含めた一実施例による3レベルインバータ装
置を示す構成図である。
【図12】 この発明による3レベルインバータ装置の
他の実施例を示す構成図である。
【図13】 この発明による3レベルインバータ装置の
他の実施例を示す構成図である。
【図14】 この発明による3レベルインバータ装置の
他の実施例を示す構成図である。
【図15】 従来の3レベルインバータ装置(3相)を
示す構成図である。
【図16】 従来の2レベルインバータ装置を示す構成
図である。
【図17】 従来の3レベルインバータ装置を示す構成
図である。
【図18】 従来のスナバ回路を示す構成図である。
【図19】 従来の3レベルインバータ装置に従来のス
ナバ回路を適用した構成図である。
【図20】 図19の動作説明に供するための表図であ
る。
【符号の説明】
1a,1b,1c,1d GTOサイリスタ 3a,3b 直流電源 5a,5b クランプダイオード 7a,7b アノードリアクトル 11a,11b,11c,11d スナバコンデンサ 12a,12b,12c,12d スナバダイオード 18a,18b 放電抵抗器 19a,19b 回収コンデンサ 20a,20b 電力回生装置 A 出力端子 B 中間電位となる点

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 中間電位となる点を有する直流電源の正
    負母線間に、直列接続された自己消弧型半導体素子を正
    アーム及び負アームとして接続し、上記正アームを構成
    する第1と第2の自己消弧型半導体素子の直列接続点と
    上記中間電位となる点を第1のダイオードを介して接続
    し、上記負アームを構成する第3と第4の自己消弧型半
    導体素子の直列接続点と上記中間電位となる点を第2の
    ダイオードを介して接続し、上記正アームと上記負アー
    ムとの接続点を出力端子とする3レベルインバータ装置
    において、 上記第1と第2の自己消弧型半導体素子間及び上記第3
    と第4の自己消弧型半導体素子間を夫々第1,第2のリ
    アクトルを介して直列に接続し、各々の自己消弧型半導
    体素子に並列に、ダイオードとコンデンサを直列に接続
    してなる直列体を接続し、上記第1及び第3の自己消弧
    型半導体素子に夫々並列に接続される上記直列体を構成
    するダイオードとコンデンサの接続点を第1の放電抵抗
    器を介して接続し、上記第2及び第4の自己消弧型半導
    体素子に夫々並列に接続される上記直列体を構成するダ
    イオードとコンデンサの接続点を第2の放電抵抗器を介
    して接続したことを特徴とする3レベルインバータ装
    置。
  2. 【請求項2】 請求項1に記載の3レベルインバータ装
    置において、正アームを構成する第1と第2の自己消弧
    型半導体素子の直列接続点と中間電位となる点とを出力
    端子に対して順方向に接続する第1のダイオードに並列
    に、ダイオードとコンデンサを直列に接続した直列体の
    み、もしくは該直列体並びに自己消弧型半導体素子を接
    続し、第1及び第3の自己消弧型半導体素子の各々に並
    列に接続された直列体を接続する第1の放電抵抗器を、
    上記第1のダイオードに並列接続される直列体を構成す
    るコンデンサの放電抵抗器となるよう接続し、負アーム
    を構成する第3と第4の自己消弧型半導体素子の直列接
    続点と上記中間電位となる点とを出力端子に対して逆方
    向に接続する第2のダイオードに並列に、ダイオードと
    コンデンサを直列に接続した直列体のみ、もしくは該直
    列体並びに自己消弧型半導体素子を接続し、第2及び第
    4の自己消弧型半導体素子の各々に並列に接続された直
    列体を接続する第2の放電抵抗器を、上記第2のダイオ
    ードに並列接続される直列体を構成するコンデンサの放
    電抵抗器となるよう接続したことを特徴とする3レベル
    インバータ装置。
  3. 【請求項3】 請求項1又は請求項2に記載の3レベル
    インバータ装置において、第1及び第2の放電抵抗器の
    各々を充電極性が定められるコンデンサに置換し、該コ
    ンデンサからエネルギを取り出して直流電源などに回生
    し、上記コンデンサの充電電圧を一定値に制御する機能
    を有する電力回生装置を備えたことを特徴とする3レベ
    ルインバータ装置。
  4. 【請求項4】 複数台接続された請求項3に記載の3レ
    ベルインバータ装置と、上記複数台接続された3レベル
    インバータ装置に共通に接続された電力回生装置とを備
    たことを特徴とするレベルインバータ装置。
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