JP3153408B2 - 直列多重電力変換器 - Google Patents

直列多重電力変換器

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直列多重電力変換器に係
り、特にフリーホイールダイオードに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、第１，第２，第３及び第４のスイ
ッチング素子が直列接続され、この第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素
子の接続点間にクランピングダイオードの直列回路が逆
並列に接続され、前記夫々のスイッチング素子に逆並列
にフリーホイールダイオードが接続された構成を有する
直列多重電力変換器が、特開平2−262827 号公報，特開
平2−131370 号公報，特開平1−198280 号公報等に記載
されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術に記載さ
れた直列多重電力変換器を実機に適用する際、フリーホ
イールダイオードの損失にアンバランスが生じるという
新規な問題が発生する事が確認された。
【０００４】損失にアンバランスが生じると、例えば、
フリーホイールダイオードの冷却のための性能を何も考
慮することなく同一にすると、熱による劣化の差が発生
し、ダイオード間において寿命のアンバランスが発生
し、部品交換が２度手間となる等の問題がある。また著
しい場合には、損失の大きいフリーホイールダイオード
の温度が上昇して、破壊に至ることもある。
【０００５】本発明の目的は、フリーホイールダイオー
ドの損失にアンバランスのない直列多重電力変換器を提
供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的は、第１，第
２，第３及び第４のスイッチング素子が直列接続され、
この第１及び第２のスイッチング素子の接続点と第３及
び第４のスイッチング素子の接続点間にクランピングダ
イオードの直列回路が逆並列に接続され、前記夫々のス
イッチング素子に逆並列にフリーホイールダイオードが
接続された構成を有する直列多重電力変換器において、
前記第１及び第４のスイッチング素子に逆並列接続され
たフリーホイールダイオードの電流容量を前記第２及び
第３のスイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイ
ールダイオードの電流容量より大きくすることにより達
成される。
【０００７】
【作用】後述するように、第１及び第４のスイッチング
素子（外側スイッチング素子）に逆並列に接続されたフ
リーホイールダイオードの損失は、第２及び第３のスイ
ッチング素子（内側スイッチング素子）に逆並列に接続
されたフリーホイールダイオードの損失よりも大きい。
外側スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイ
ールダイオードの容量を内側スイッチング素子に逆並列
に接続されたフリーホイールダイオードの容量よりも大
きくしたため、この損失のアンバランスをなくすことが
できる。
【０００８】
【実施例】図１に本発明を電気車用直列多重コンバータ
に適用した一実施例を示す。
【０００９】交流架線１の交流をパンタグラフ２で受電
し、これを変圧器３によって降圧する。この降圧された
交流を直列多重コンバータ４により直流電圧指令となる
ような直流に、パルス幅変調（ＰＷＭ）を実行して変換
する。この変換された直流を分圧コンデンサ（フィルタ
の機能もある）５，６を介して、インバータ７に入力さ
れ、インバータ７は可変電圧・可変周波数の３相交流に
変換して電気車駆動用電動機である誘導電動機８を駆動
する。尚、インバータ７は、２レベルインバータであっ
ても、このコンバータの様に３レベル（直列多重）であ
っても差支えない。また、駆動用電動機を直流電動機と
してそれを駆動するチョッパであっても構わない。
【００１０】直列多重コンバータ４は、自己消弧機能を
有するスイッチング素子であるトランジスタＴ1〜Ｔ4が
直列に接続され、それぞれのトランジスタに並列にフリ
ーホイールダイオードＤ1〜Ｄ4が接続され、さらに、外
側素子Ｔ1，Ｔ4と内側素子Ｔ2，Ｔ3との接続点間にクラ
ンピングダイオードＤ12，Ｄ13の直列体が逆並列に接続
された回路でＵ相分を構成する。Ｖ相についても同様で
ある。
【００１１】変圧器３の出力は、内側素子同士の接続点
間に夫々接続（トランジスタＴ2 とＴ3 の間及びトラン
ジスタＴ6とＴ7の間）される。また、分圧コンデンサ５
の正側とトランジスタＴ5，Ｔ6のコレクタ及びフリーホ
イールダイオードＤ1，Ｄ5のカソードが夫々接続され、
分圧コンデンサ６の負側は、トランジスタＴ4，Ｔ8のエ
ミッタ側及びフリーホイールダイオードＤ4，Ｄ8のアノ
ード側が夫々接続される。また、分圧コンデンサ５，６
の接続点（中性点と云う）は、クランピングダイオード
Ｄ12，Ｄ13の接続点及びＤ52，Ｄ53の接続点と接続され
る。
【００１２】尚、本実施例においては、自己消弧形スイ
ッチング素子をトランジスタとしたが、ＧＴＯサイリス
タ，ＩＧＢＴ，静電容量サイリスタとしても以下に述べ
る本発明の原理は変わらない。
【００１３】上記した直列多重コンバータの基本構成の
他、本実施例では、外側素子であるトランジスタＴ1，
Ｔ4，Ｔ5，Ｔ 8 に、既存の外側フリーホイールダイオー
ドＤ1,Ｄ4，Ｄ5，Ｄ8 の他、逆並列にフリーホイールダ
イオードＤ11，Ｄ14，Ｄ51，Ｄ 54 を接続して、実質的な
外側フリーホイールダイオードの容量を内側フリーホイ
ールダイオードＤ2，Ｄ3，Ｄ6，Ｄ7の容量よりも大きく
したものである。図１に示す回路では、これらフリーホ
イールダイオードをクランピングダイオードに直列に接
続したものとなっているが、電気的同等の位置に接続さ
れてさえいるのであれば、例えば、既存の外側フリーホ
イールダイオード側に並列接続しても構わない。
【００１４】次に、本実施例の原理を図２乃至図４を用
いて説明する。
【００１５】図２及び図３は、直列多重コンバータの動
作モードの１相分を示した図である。図２は、トランジ
スタＴ2，Ｔ3の接続点の電圧（交流側電圧）が、０とＥ
／２の間で変化するモード、図３は、交流側電圧がＥ／
２とＥの間で変化するモードを示している。
【００１６】直列多重コンバータは、これらのモードを
有することにより、交流を直流に変換したり、直流を交
流に変換する。
【００１７】先ず、図２から説明する。トランジスタＴ
2 がオンすることにより、中性点電圧が、クランピング
ダイオードＤ5−トランジスタＴ2を通して負荷１０へ出
力されると、図中の方向に電流が流れる。次にトラン
ジスタＴ2 のオフによりこれまで負荷１０に流れていた
電流が、フリーホイールダイオードＤ3，Ｄ4に流れる。
この繰り返しにより、負荷へＥ／２，０の電圧を出力す
る。この時、Ｔ1〜Ｔ4のオンオフ信号は、Ｔ1 は常にオ
フ、Ｔ3 は常にオンであり、Ｔ2及びＴ4が、短絡を防止
するための非ラップ時間ＴD を介して、オフ→オン，オ
ン→オフを繰り返す。
【００１８】ここで、フリーホイールダイオードＤ3，
Ｄ4がフリーホイール中ののモードからのモードへ
切替える際に、Ｔ2 をオフからオンに切替えるが、この
操作によってフリーホイールダイオードＤ4 にＥ／２が
印加される。この時、フリーホイールダイオードＤ4 に
は、アノードからカソード方向に電流通電中であったも
のが、電源下のＥ／２によって打ち消され、次第に減少
して一旦逆方向に電流が流れる。この現象をダイオード
のリカバリー現象と呼び、ダイオードにリカバリー損失
を発生させる原因となる。
【００１９】この時フリーホイールダイオードＤ3 は、
Ｄ4 と同様の負荷電流が流れているが、トランジスタＴ
3 にこのモードでは常にオン信号が加えられているた
め、フリーホイールダイオードＤ3 に逆方向電流が流れ
様とするとトランジスタＴ3 が導通するので、フリーホ
イールダイオードＤ4 で発生するリカバリー現象は、発
生しないことが分る。
【００２０】フリーホイールダイオードＤ1，Ｄ2につい
ても同様であることを図３を用いて説明する。
【００２１】トランジスタＴ3 がオンすることにより、
負荷１０を通して、トランジスタＴ3−Ｔ6を介し、中性
点電圧に向けて図中に示す電流が流れる。次にＴ3 の
オフにより、これまで負荷１０に流れていた電流が、フ
リーホイールダイオードＤ1，Ｄ2に流れる。この繰り返
しにより、負荷１０へＥ／２，Ｅの電圧が出力される。
【００２２】この時、トランジスタＴ1〜Ｔ4のオンオフ
信号は、Ｔ4 は常にオフ、Ｔ2 は常にオンであり、Ｔ1
及びＴ3 が短絡を防止するための非ラップ時間ＴD を介
してオフからオン，オンからオフを繰り返す。
【００２３】ここで、フリーホイールダイオードＤ1，
Ｄ2がフリーホイール中ののモードからのモードへ
切替える際に、トランジスタＴ3 をオフからオンに切替
えるが、この操作によって、フリーホイールダイオード
Ｄ1 にＥ／２が印加される。この時、フリーホイールダ
イオードＤ1 には、アノードからカソード方向に電流通
電中であったものが、電源上のＥ／２によって打ち消さ
れ、次第に減少して一旦逆方向に電流が流れる。この時
フリーホイールダイオードＤ1 にリカバリー損失が発生
する。この時、フリーホイールダイオードＤ2 は、前記
Ｄ3 と同様の負荷電流が流れているが、トランジスタＴ
2 にこのモードでは常にオン信号が加えられているた
め、フリーホイールダイオードＤ2 に逆方向に電流が流
れ様とするとＴ2 が導通するので、フリーホイールダイ
オードＤ1 で発生するリカバリー現象は発生しないこと
が分る。
【００２４】以上から、外側フリーホイールダイオード
Ｄ1，Ｄ4はリカバリー現象が発生するが、内側フリーホ
イールダイオードＤ2，Ｄ3には発生しないことが分る。
【００２５】次に図４を用いて、外側フリーホイールダ
イオードＤ1，Ｄ4と内側フリーホイールダイオード
Ｄ2，Ｄ3の損失を比較する。
【００２６】図４は、ダイオードの順方向電圧とリカバ
リー損失の一例を示すものである。今内側トランジスタ
Ｔ2，Ｔ3のスイッチング周波数を３ＫＨｚ、フリーホイ
ールモードの通流幅をデューティー５０％、ダイオード
電流の交流平均値を３００Ａとすると損失の内訳けは次
の様になる。
【００２７】順方向損失＝３００Ａ×１.２５Ｖ×０.５
(デューティー)×０.５(交流半波) ＝９４Ｗ リカバリー損失＝０.２５Ｊ×３０００(スイッチング周
波数)×０.５(交流半波) ＝３７５Ｗ 以上から、リカバリー損失を伴う外側フリーホイールダ
イオードＤ1，Ｄ4の損失は、３６９Ｗ，リカバリー損失
を伴わない内側フリーホイールダイオードＤ2,Ｄ3は、
９４Ｗであり、両者に大きなアンバランスがあることが
分る。
【００２８】外側・内側フリーホイールダイオードに発
生する損失のアンバランスを補正するために、次の様な
手段が考えられる。
【００２９】(1）外側フリーホイールダイオードの容量
を内側フリーホイールダイオード容量より大きくする。
【００３０】(2）外側フリーホイールダイオードを複数
個並列接続する様にし、内側フリーホイールダイオード
の並列ダイオードの数より多くする。
【００３１】(3）外側フリーホイールダイオードの冷却
フィンの冷却性能を、内側フリーホイールダイオードの
冷却性能より高くする。
【００３２】図１に示した実施例は、上記(1）の思想に
基づき上記(2）を実現したものである。
【００３３】本実施例によれば、外側フリーホイールダ
イオードの容量を内側フリーホイールダイオードの容量
より大きくすることにより、内側・外側間で発生するア
ンバランスを低減することができるという効果がある。
【００３４】図５は、図１に示すコンバータの主回路の
具体的構成図であり、その１相分を示す図である。トラ
ンジスタＴ1〜Ｔ4，フリーホイールダイオードＤ1〜Ｄ4
をそれぞれ同一のパッケージに収納した半導体スイッチ
モジュールを使用した場合の一実施例を示す。
【００３５】直列多重コンバータ回路を構成する最少の
部品は、半導体スイッチモジュールＴＤ1〜ＴＤ4，ダイ
オードモジュールＤＭ5，ＤＭ6である。この他に、半導
体スイッチングモジュールＴＤ1，ＴＤ4に並列に容量増
加用のダイオードモジュールＤＭ11，ＤＭ41を接続し
た。
【００３６】半導体スイッチモジュールＴＤ1〜ＴＤ4を
図示の様に４個直列に一直線状に配置し、ダイオードモ
ジュールＤＭ5，ＤＭ6を回路構成上、配線部材の小形化
から半導体スイッチモジュールＴＤ2，ＴＤ3の隣に配置
する。ダイオードモジュールＤＭ5，ＤＭ6の両端にダイ
オードモジュールＤＭ11，ＤＭ41を配置することによ
り、スペース効率の良いコンバータ回路を構成出来る。
すなわち、モジュールの裏側に冷却部材が付けられるの
で冷却面積の無駄を省くことができる。
【００３７】図６は、外側フリーホイールダイオード及
び内側フリーホイールダイオード共に容量を増加し、か
つ、両者の損失のアンバランスを低減する実配置の一実
施例である。
【００３８】回路は、図５に示した回路にフリーホイー
ルダイオードをさらに逆並列に接続したものとなってい
る。
【００３９】半導体スイッチモジュールＴＤ1〜ＴＤ4に
逆並列に夫々ダイオードモジュールを接続し、外側フリ
ーホイールダイオードのみ余分に、ダイオードモジュー
ルＤＭ12，ＤＭ42をトランジスタＴＤ1，ＴＤ4に逆並列
に接続したものである。
【００４０】この構成により、損失のアンバランスを低
減できる効果の他、フリーホイールダイオードの容量不
足を解消することができるという効果もある。
【００４１】また、図５，図６に示した実施例は、フリ
ーホイールダイオードの並列数が１及び２並列の場合で
あったが、さらに、並列数を増加させても本目的を達成
することができる。
【００４２】図７に、両側の円板形の銅ポストの間に半
導体ペレットをはさんで圧接する平形半導体素子（ＧＴ
Ｏサイリスタ等）に本発明を応用した例を示す。ＧＴＯ
サイリスタＧ1，Ｇ4に逆並列にフリーホイールダイオー
ドＤ11，Ｄ41を並列に接続した例である。もちろんフリ
ーホイールダイオードＤ11，Ｄ41を追加せずＤ1，Ｄ4の
容量をＤ2，Ｄ3より大きなものとしても損失アンバラン
ス低減という目的は達成出来る。
【００４３】図８に、図７に示す平形半導体素子を用い
たコンバータ回路を構成する際の圧接するスイッチング
素子，ダイオードの配列の一例を示す。
【００４４】ＧＴＯサイリスタなどの平形半導体素子を
用いる場合、圧接する特殊性から、冷却の方式から、コ
ンバータの１相分が一列に並べられなければならない。
本図に示すように、ＧＴＯサイリスタＧ1 とクランピン
グダイオードＤ5 との間、フリーホイールダイオードＤ
2，Ｄ3の間、クランピングダイオードＤ6 とＧＴＯサイ
リスタＧ4 との間に夫々絶縁体１１を挿入し、フリーホ
イールダイオードＤ1,Ｄ4 の外側に新たに図示の如くダ
イオードＤ11，Ｄ41を配置することにより、１相分を一
列に配置することができる。そして、両側から規定圧力
で圧接すれば、容量に回路構成できる。
【００４５】図９に、同一半導体ペレット上に、スイッ
チング素子と逆並列ダイオードを集積した平形半導体素
子（逆導通ＧＴＯサイリスタ等）に本発明を応用した例
を示す。逆導通ＧＴＯサイリスタＧＤ1，ＧＤ4に逆並列
にフリーホイールダイオードＤ11，Ｄ41を接続した。も
ちろんＤ11，Ｄ41を追加せずＧＤ1，ＧＤ4の容量をＧＤ
2，ＧＤ3より大きなものとしても目的は達成出来る。
【００４６】図１０に、図９に示す平形半導体素子を用
いたコンバータ回路を構成する際の圧接するスイッチン
グ素子，ダイオードの配列の一例を示す。この様に配列
して両側から規定圧力で圧接することにより回路が容易
に構成出来る事が分る。
【００４７】平形半導体素子を適用する場合、素子を冷
却するための冷却フィンの容量を変えることによっても
目的を達成出来る。
【００４８】図１１は、図７に示す実施例で、容量増加
用フリーホイールダイオードＤ11，Ｄ41を追加せずに、
外側フリーホイールダイオードＤ1，Ｄ4と内側フリーホ
イールダイオードＤ2，Ｄ3の冷却フィンの容量を変えた
場合である。フリーホイールダイオードＤ1 には両側に
フィンＦ1，フィンＦ2を設け、フリーホイールダイオー
ドＤ4 には両側にフィンＦ11，フィンＦ12を設けて冷却
を増強しているのに対し、フリーホイールダイオードＤ
2 には片側にフィンＦ6 ，フリーホイールダイオードＤ
3には片側にフィンＦ7 を設け片面冷却としている。
【００４９】片面冷却とせず両面にフィンを接続する場
合でも、外側フリーホイールダイオードＤ1，Ｄ4のフィ
ンの冷却性能を、内側フリーホイールダイオードＤ2，
Ｄ3のフィンの冷却性能より大きくすることによっても
同様に目的を達成出来る。
【００５０】図１２は、図９に示す実施例において、容
量増加用フリーホイールダイオードＤ11，Ｄ41を追加せ
ずに、外側逆導通ＧＴＯサイリスタＧＤ1，ＧＤ4の冷却
フィンＦ13，Ｆ14，Ｆ20，Ｆ21の４個で構成し、内側逆
導通ＧＴＯサイリスタＧＤ2,ＧＤ3の冷却フィンＦ16，
Ｆ17，Ｆ18 の３個で構成してフィンの省数化を図るこ
とにより目的を達成した例である。
【００５１】以上の様に、外側逆導通ＧＴＯサイリスタ
ＧＤ1，ＧＤ4のフィンの冷却性能を、内側逆導通ＧＴＯ
サイリスタＧＤ2，ＧＤ3のフィンの冷却性能より大きく
することによっても同様に目的を達成出来る。
【００５２】上記した実施例によれば、フリーホイール
ダイオードの容量や数を増加することなしに損失アンバ
ランスを低減することができる。
【００５３】ところで、これまで説明した実施例では、
全てコンバータについてのものであった。これは、電気
車力行時（コンバータが交直変換している場合）にこの
傾向が顕著だからである。
【００５４】しかしながら、直流を３レベルの交流に変
換して誘導電動機を付勢する３レベル（直列多重インバ
ータ）であっても、回生動作とすることから、内側・外
側のフリーホイールダイオードの損失アンバランスを少
なからず発生する。この為、３レベルインバータの外側
フリーホイールダイオードを上記の様に容量を大きくし
ても良い。すなわち、直列多重電力変換器であれば、適
用できる。
【００５５】また、直列多重コンバータ，直列多重イン
バータの主回路構成において、コンバータ側の外側フリ
ーホイールダイオードの容量、又は冷却を大きくするこ
とは、必須であるが、インバータは必ずしも必要ではな
い。
【００５６】さらに、上記実施例は、電気車制御装置に
ついてのものであったが、本発明は、これに限定される
ものではなく、直列多重コンバータ若しくはインバータ
を用いるものであれば全てに適用、例えば、圧延機制御
用コンバータ若しくはインバータ主回路等、できること
は云うまでもない。
【００５７】
【発明の効果】本発明は、外側フリーホイールダイオー
ドと、内側フリーホイールダイオードの両者の損失のア
ンバランスに対して、両者のダイオードに無駄のない適
切な容量のダイオードを適用し、さらに適切な冷却性能
を持たせることの出来る直列多重電力変換器を構成出
来、経済性に優れている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す図。
【図２】本発明の原理説明図。
【図３】本発明の原理説明図。
【図４】本発明の原理説明図。
【図５】本発明を適用したモジュール型スイッチ素子の
配置図。
【図６】本発明の他の実施例を示す図。
【図７】本発明を圧接形半導体素子に適用した回路図。
【図８】圧接形半導体素子の配列を示す図。
【図９】本発明を逆導通圧接形半導体素子に適用した回
路図。
【図１０】逆導通圧接形半導体素子の配列を示す図。
【図１１】本発明の他の実施例を示す図。
【図１２】本発明の他の実施例を示す図。
【符号の説明】
Ｔ1〜Ｔ8…トランジスタ、Ｄ12，Ｄ13，Ｄ52，Ｄ53…ク
ランピングダイオード、Ｄ1〜Ｄ4，Ｄ5〜Ｄ8…フリーホ
イールダイオード、Ｄ11，Ｄ14，Ｄ51，Ｄ54…容量増加
用フリーホイールダイオード。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 板鼻 博 茨城県勝田市堀口832番地の２ 日立シ ステムプラザ勝田 日立水戸エンジニア リング株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−194143（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１，第２，第３及び第４のスイッチング
    素子が直列接続され、この第１及び第２のスイッチング
    素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続
    点間にクランピングダイオードの直列回路が逆並列に接
    続され、前記夫々のスイッチング素子に逆並列にフリー
    ホイールダイオードが接続された構成を有する直列多重
    電力変換器において、 前記第１及び第４のスイッチング素子に逆並列接続され
    たフリーホイールダイオードの電流容量を前記第２及び
    第３のスイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイ
    ールダイオードの電流容量より大きくするように構成し
    た直列多重電力変換器。
  2. 【請求項２】第１，第２，第３及び第４のスイッチング
    素子が直列接続され、この第１及び第２のスイッチング
    素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続
    点間にクランピングダイオードの直列回路が逆並列に接
    続され、前記夫々のスイッチング素子に逆並列にフリー
    ホイールダイオードが接続された構成を有する直列多重
    電力変換器において、 前記第１及び第４のスイッチング素子に逆並列接続され
    たフリーホイールダイオードを冷却する手段の冷却能力
    を、前記第２及び第３のスイッチング素子に逆並列接続
    されたフリーホイールダイオードを冷却する手段の冷却
    能力より大きくするようにした直列多重電力変換器。
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