JP2770099B2 - 直列多重インバータのゲート駆動回路 - Google Patents
直列多重インバータのゲート駆動回路Info
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
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- H03K17/0824—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in thyristor switches
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直列多重インバータ
において、ゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯ
と呼ぶ）などのスイッチング素子をオン、オフするため
のゲート駆動回路に関する。
において、ゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯ
と呼ぶ）などのスイッチング素子をオン、オフするため
のゲート駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】直列多重インバータについては、例え
ば、特開昭５６−７４０８８などによって知られてい
る。図１はその直列多重インバータの主回路を示す構成
図である。１１は直流電源であり、直列接続した平滑コ
ンデンサ１２，１３を直流電源１１に並列接続する。こ
れら２つの平滑コンデンサ１２，１３の相互接続点は電
源中性点として利用する。スイッチング回路は、ＧＴＯ
Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ、フライホイルダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ
４Ｗおよび各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを中性点電位にクラン
プするためのクランプダイオードＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗか
ら構成される。この直列多重インバータを構成するＧＴ
Ｏ Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗは、制御回路（図示せず）から与え
られるオン、オフ信号によってオン、オフし、その動作
は、Ｓ１とＳ３およびＳ２とＳ４の各々が一組のインバ
ータとして互いに共役な関係によりオン、オフするよう
に制御する。その結果、オンする条件と出力端の電圧と
の関係は図２のようになる。例えば、Ｕ相についてみる
と、Ｓ１ＵとＳ２Ｕがオンすると（Ｓ３Ｕ，Ｓ４Ｕはオ
フ）、出力端子Ｕは＋Ｅの電位となる。逆に、Ｓ３Ｕと
Ｓ４Ｕがオンすると（Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕはオフ）、出力端
子Ｕは−Ｅの電位となる。また、Ｓ２ＵとＳ３Ｕがオン
すると（Ｓ１Ｕ，Ｓ４Ｕはオフ）、出力端子Ｕは、Ｓ２
Ｕ，Ｓ３ＵおよびクランプダイオードＣＤ１Ｕ，ＣＤ２
Ｕを介して平滑コンデンサ１２，１３の接続点に接続さ
れ、電源中性点の０電位に固定される。Ｓ１ＵとＳ４Ｕ
の同時オンは禁止である。この動作の結果、出力端子Ｕ
の電位は＋Ｅ，０，−Ｅの間で変化する。図３は、例え
ば「半導体電力変換回路」：電気学会半導体電力変換方
式調査専門委員会編（１９８７）にあるＧＴＯをオンさ
せるために、ゲート駆動回路からＧＴＯに流すゲート電
流波形の図である。制御回路からＧＴＯにオン信号が与
えられると、まず、ハイゲートドライブ順電流ＩＦＧ１
が与えられ、続いて、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２が与え
られる。「４．５ｋＶ，２０００Ａ ＧＴＯの特性」：
電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−８３−２９
（１９８３）によると、４．５ｋＶ，２０００Ａ ＧＴ
Ｏの場合では、例えば、ＩＦＧ１＝２５Ａ，ＩＦＧ２＝
２Ａといった値をとる。したがって、ゲート駆動回路
は、制御回路からオン信号が与えられると、ＧＴＯがタ
ーンオンするまでの間ハイゲートドライブ順電流ＩＦＧ
１を流し、その後、制御回路からの信号がオフ信号に変
わるまで、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２を流すように作ら
れている。図３のゲート電流を流すゲート駆動回路の例
を図４に示す。オン信号が与えられると、スイッチＳＷ
１を閉じる。すると、コンデンサＣに抵抗Ｒ１を介して
充電されていた電荷が抵抗Ｒ２を通して、ハイゲートド
ライブ順電流ＩＦＧ１としてＧＴＯに与えられ、続い
て、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２がオン電源Ｅ１より与え
られる。ＧＴＯをオフするときには、スイッチＳＷ１を
開き、スイッチＳＷ２を閉じてオフ電源Ｅ２によりＧＴ
Ｏを逆バイアスする。この図３から明らかなように、ハ
イゲートドライブ順電流ＩＦＧ１は、オン信号が与えら
れた瞬間にしか流すことができない。なお、スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２としては、トランジスタやＦＥＴなどのス
イッチング素子が使われる。ＧＴＯをオンするときに、
ハイゲートドライブ順電流ＩＦＧ１のような大きなゲー
ト電流を必要とするのは、急激にＧＴＯに電流が流れ始
めるときに、ゲート電流が小さいと、ＧＴＯにおいてオ
ン状態になる領域がなかなか広がらず、電流集中が起き
て、ＧＴＯが破壊される恐れがあるからである。
ば、特開昭５６−７４０８８などによって知られてい
る。図１はその直列多重インバータの主回路を示す構成
図である。１１は直流電源であり、直列接続した平滑コ
ンデンサ１２，１３を直流電源１１に並列接続する。こ
れら２つの平滑コンデンサ１２，１３の相互接続点は電
源中性点として利用する。スイッチング回路は、ＧＴＯ
Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ、フライホイルダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ
４Ｗおよび各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを中性点電位にクラン
プするためのクランプダイオードＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗか
ら構成される。この直列多重インバータを構成するＧＴ
Ｏ Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗは、制御回路（図示せず）から与え
られるオン、オフ信号によってオン、オフし、その動作
は、Ｓ１とＳ３およびＳ２とＳ４の各々が一組のインバ
ータとして互いに共役な関係によりオン、オフするよう
に制御する。その結果、オンする条件と出力端の電圧と
の関係は図２のようになる。例えば、Ｕ相についてみる
と、Ｓ１ＵとＳ２Ｕがオンすると（Ｓ３Ｕ，Ｓ４Ｕはオ
フ）、出力端子Ｕは＋Ｅの電位となる。逆に、Ｓ３Ｕと
Ｓ４Ｕがオンすると（Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕはオフ）、出力端
子Ｕは−Ｅの電位となる。また、Ｓ２ＵとＳ３Ｕがオン
すると（Ｓ１Ｕ，Ｓ４Ｕはオフ）、出力端子Ｕは、Ｓ２
Ｕ，Ｓ３ＵおよびクランプダイオードＣＤ１Ｕ，ＣＤ２
Ｕを介して平滑コンデンサ１２，１３の接続点に接続さ
れ、電源中性点の０電位に固定される。Ｓ１ＵとＳ４Ｕ
の同時オンは禁止である。この動作の結果、出力端子Ｕ
の電位は＋Ｅ，０，−Ｅの間で変化する。図３は、例え
ば「半導体電力変換回路」：電気学会半導体電力変換方
式調査専門委員会編（１９８７）にあるＧＴＯをオンさ
せるために、ゲート駆動回路からＧＴＯに流すゲート電
流波形の図である。制御回路からＧＴＯにオン信号が与
えられると、まず、ハイゲートドライブ順電流ＩＦＧ１
が与えられ、続いて、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２が与え
られる。「４．５ｋＶ，２０００Ａ ＧＴＯの特性」：
電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−８３−２９
（１９８３）によると、４．５ｋＶ，２０００Ａ ＧＴ
Ｏの場合では、例えば、ＩＦＧ１＝２５Ａ，ＩＦＧ２＝
２Ａといった値をとる。したがって、ゲート駆動回路
は、制御回路からオン信号が与えられると、ＧＴＯがタ
ーンオンするまでの間ハイゲートドライブ順電流ＩＦＧ
１を流し、その後、制御回路からの信号がオフ信号に変
わるまで、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２を流すように作ら
れている。図３のゲート電流を流すゲート駆動回路の例
を図４に示す。オン信号が与えられると、スイッチＳＷ
１を閉じる。すると、コンデンサＣに抵抗Ｒ１を介して
充電されていた電荷が抵抗Ｒ２を通して、ハイゲートド
ライブ順電流ＩＦＧ１としてＧＴＯに与えられ、続い
て、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２がオン電源Ｅ１より与え
られる。ＧＴＯをオフするときには、スイッチＳＷ１を
開き、スイッチＳＷ２を閉じてオフ電源Ｅ２によりＧＴ
Ｏを逆バイアスする。この図３から明らかなように、ハ
イゲートドライブ順電流ＩＦＧ１は、オン信号が与えら
れた瞬間にしか流すことができない。なお、スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２としては、トランジスタやＦＥＴなどのス
イッチング素子が使われる。ＧＴＯをオンするときに、
ハイゲートドライブ順電流ＩＦＧ１のような大きなゲー
ト電流を必要とするのは、急激にＧＴＯに電流が流れ始
めるときに、ゲート電流が小さいと、ＧＴＯにおいてオ
ン状態になる領域がなかなか広がらず、電流集中が起き
て、ＧＴＯが破壊される恐れがあるからである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】そこで、オン信号が与
えられているが、電流が流れていないＧＴＯに、回路の
条件により急に電流が流れ始めるときには、本来ハイゲ
ートドライブ順電流を与えるべきである。しかし、従来
のゲート駆動回路では広幅ゲート順電流しか流すことが
できない。そのため、このような条件のときには、急に
電流が流れようとしてもＧＴＯが十分にオン状態になっ
ていないので、ＧＴＯが一旦オフしかかって、ＧＴＯの
アノード，カソード間に電圧が発生するという問題が生
じる。この問題はターンオフ時間の短い高速型のＧＴＯ
において特に顕著に発生する。以下、この現象を図を使
って詳しく説明する。図５は、図１の直列多重インバー
タにおいて１相分のみを示した回路構成である。直列多
重インバータでは、ＧＴＯ Ｓ１とＳ３およびＳ２とＳ
４の各々が一組のインバータとして互いに共役な関係に
よりオン、オフするように動作することから、図６に示
したようにＧＴＯ Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング状態とし
ては、（１）〜（３）の３種類、スイッチング状態の変
化としては、〜の４種類がある。これらのスイッチ
ング状態の変化のうちで、ＧＴＯがオフしかかる現象、
つまり、ｄｉ／ｄｔ（後述する）の高い電流がＧＴＯに
流れたとき、このＧＴＯが充分にオン状態になっていな
いため、ＧＴＯに電圧を発生する現象（以下、「不完全
オン現象」と呼ぶ）を呈するのは、図５においてＳ１，
Ｓ２がオン状態にあり（図６の状態（２））、負荷電流
が図５の矢印１５のようにフライホイルダイオードＤ
１，Ｄ２を流れている場合に、Ｓ１をオフしてＳ３をオ
ンしたとき（図６の）、および、Ｓ３，Ｓ４がオン状
態にあり（図６の状態（３））、負荷電流が図５の矢印
１６のようにフライホイルダイオードＤ３，Ｄ４を流れ
ている場合に、Ｓ４をオフしてＳ２をオンしたとき（図
６の）の２通りの場合である。この２通りの状態の変
化をそれぞれモード１、モード２と呼ぶことにする。モ
ード１の場合の電流の流れを図７に示す。Ｓ１をオフ
し、Ｓ３をオンすることにより、負荷電流はＤ１，Ｄ２
からＳ３，ＣＤ２に転流し（矢印２１）、平滑コンデン
サ１２からＤ１をリカバリする電流およびＳ１のスナバ
回路２０を流れる電流（矢印２２）がＳ２を通って流れ
る。この電流（矢印２２）は、ｄｉ／ｄｔが１００Ａ／
μｓほどの急激に立ち上がる電流であり、これがそれま
でオン信号が与えられていたが、電流が流れていなかっ
たＳ２に流れる。図８はこのときのＳ２のアノード、ゲ
ート間の電圧、電流波形を示したものである。このよう
にＳ２には電圧が発生し、ｄｉ／ｄｔが１００Ａ／μｓ
のときのΔＶの値は２００Ｖにも達する。電圧の発生は
素子損失の増加につながり、また、場合によっては素子
の破壊につながり、好ましくない。モード２の場合の電
流の流れを図９に示す。Ｓ４をオフし、Ｓ２をオンする
ことにより、負荷電流はＤ３，Ｄ４からＣＤ１，Ｓ２に
転流し（矢印２３）、平滑コンデンサ１３からＤ４をリ
カバリする電流およびＳ４のスナバ回路２０を流れる電
流（矢印２４）がＳ３を通って流れる。この電流（矢印
２４）は、モード１と同様ｄｉ／ｄｔが１００Ａ／μｓ
ほどの急激に立ち上がる電流であり、Ｓ３にはやはり図
８のような電圧が発生する。この場合もモード１と同様
に、電圧の発生は素子損失の増加につながり、また、場
合によっては素子の破壊につながり、好ましくない。従
来の２レベルインバータにおいても、オン信号が与えら
れているが、電流の流れていないＧＴＯに、電流が流れ
始めるモードはあったが、電流の変化が負荷で決まるゆ
っくりとした変化（ｄｉ／ｄｔ＝１Ａ／μｓ程度）であ
ったので、このような問題は発生しなかった。図１０
は、不完全オン現象によりＧＴＯに発生する電圧ΔＶと
ゲート電流との関係を、ＧＴＯを流れる電流のｄｉ／ｄ
ｔの値ごとに示したものである。従来のゲート駆動回路
では、広幅ゲート順電流として７Ａ程度のゲート電流を
流しているが、図１０から明らかなように、ｄｉ／ｄｔ
＝１Ａ／μｓでは電圧が発生せず、これに対して、ｄｉ
／ｄｔ＝１００Ａ／μｓでは２００Ｖ程度の電圧が発生
することがわかる。
えられているが、電流が流れていないＧＴＯに、回路の
条件により急に電流が流れ始めるときには、本来ハイゲ
ートドライブ順電流を与えるべきである。しかし、従来
のゲート駆動回路では広幅ゲート順電流しか流すことが
できない。そのため、このような条件のときには、急に
電流が流れようとしてもＧＴＯが十分にオン状態になっ
ていないので、ＧＴＯが一旦オフしかかって、ＧＴＯの
アノード，カソード間に電圧が発生するという問題が生
じる。この問題はターンオフ時間の短い高速型のＧＴＯ
において特に顕著に発生する。以下、この現象を図を使
って詳しく説明する。図５は、図１の直列多重インバー
タにおいて１相分のみを示した回路構成である。直列多
重インバータでは、ＧＴＯ Ｓ１とＳ３およびＳ２とＳ
４の各々が一組のインバータとして互いに共役な関係に
よりオン、オフするように動作することから、図６に示
したようにＧＴＯ Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング状態とし
ては、（１）〜（３）の３種類、スイッチング状態の変
化としては、〜の４種類がある。これらのスイッチ
ング状態の変化のうちで、ＧＴＯがオフしかかる現象、
つまり、ｄｉ／ｄｔ（後述する）の高い電流がＧＴＯに
流れたとき、このＧＴＯが充分にオン状態になっていな
いため、ＧＴＯに電圧を発生する現象（以下、「不完全
オン現象」と呼ぶ）を呈するのは、図５においてＳ１，
Ｓ２がオン状態にあり（図６の状態（２））、負荷電流
が図５の矢印１５のようにフライホイルダイオードＤ
１，Ｄ２を流れている場合に、Ｓ１をオフしてＳ３をオ
ンしたとき（図６の）、および、Ｓ３，Ｓ４がオン状
態にあり（図６の状態（３））、負荷電流が図５の矢印
１６のようにフライホイルダイオードＤ３，Ｄ４を流れ
ている場合に、Ｓ４をオフしてＳ２をオンしたとき（図
６の）の２通りの場合である。この２通りの状態の変
化をそれぞれモード１、モード２と呼ぶことにする。モ
ード１の場合の電流の流れを図７に示す。Ｓ１をオフ
し、Ｓ３をオンすることにより、負荷電流はＤ１，Ｄ２
からＳ３，ＣＤ２に転流し（矢印２１）、平滑コンデン
サ１２からＤ１をリカバリする電流およびＳ１のスナバ
回路２０を流れる電流（矢印２２）がＳ２を通って流れ
る。この電流（矢印２２）は、ｄｉ／ｄｔが１００Ａ／
μｓほどの急激に立ち上がる電流であり、これがそれま
でオン信号が与えられていたが、電流が流れていなかっ
たＳ２に流れる。図８はこのときのＳ２のアノード、ゲ
ート間の電圧、電流波形を示したものである。このよう
にＳ２には電圧が発生し、ｄｉ／ｄｔが１００Ａ／μｓ
のときのΔＶの値は２００Ｖにも達する。電圧の発生は
素子損失の増加につながり、また、場合によっては素子
の破壊につながり、好ましくない。モード２の場合の電
流の流れを図９に示す。Ｓ４をオフし、Ｓ２をオンする
ことにより、負荷電流はＤ３，Ｄ４からＣＤ１，Ｓ２に
転流し（矢印２３）、平滑コンデンサ１３からＤ４をリ
カバリする電流およびＳ４のスナバ回路２０を流れる電
流（矢印２４）がＳ３を通って流れる。この電流（矢印
２４）は、モード１と同様ｄｉ／ｄｔが１００Ａ／μｓ
ほどの急激に立ち上がる電流であり、Ｓ３にはやはり図
８のような電圧が発生する。この場合もモード１と同様
に、電圧の発生は素子損失の増加につながり、また、場
合によっては素子の破壊につながり、好ましくない。従
来の２レベルインバータにおいても、オン信号が与えら
れているが、電流の流れていないＧＴＯに、電流が流れ
始めるモードはあったが、電流の変化が負荷で決まるゆ
っくりとした変化（ｄｉ／ｄｔ＝１Ａ／μｓ程度）であ
ったので、このような問題は発生しなかった。図１０
は、不完全オン現象によりＧＴＯに発生する電圧ΔＶと
ゲート電流との関係を、ＧＴＯを流れる電流のｄｉ／ｄ
ｔの値ごとに示したものである。従来のゲート駆動回路
では、広幅ゲート順電流として７Ａ程度のゲート電流を
流しているが、図１０から明らかなように、ｄｉ／ｄｔ
＝１Ａ／μｓでは電圧が発生せず、これに対して、ｄｉ
／ｄｔ＝１００Ａ／μｓでは２００Ｖ程度の電圧が発生
することがわかる。
【０００４】本発明の目的は、ＧＴＯなどのスイッチン
グ素子に不完全オン現象が発生しないかつＧＴＯの破壊
を防止する直列多重インバータのゲート駆動回路を提供
することにある。
グ素子に不完全オン現象が発生しないかつＧＴＯの破壊
を防止する直列多重インバータのゲート駆動回路を提供
することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】直列多重インバータの構
成を示す図１において、オン信号が与えられている間、
ＧＴＯのゲートに流すゲート電流の大きさを外側のＧＴ
Ｏ Ｓ１，Ｓ４より内側のＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３の方を大
きくする。この場合、ＧＴＯのゲート駆動回路からオン
信号が与えられたときに流すハイゲートドライブ順電流
と広幅ゲート順電流のうち、広幅ゲート順電流の値を通
常の値（７Ａ程度）より例えば２０Ａ程度に大きくし、
ＧＴＯに大きな広幅ゲート順電流を与えてＧＴＯに不完
全オン現象が発生しないようにする。また、ＧＴＯのゲ
ート駆動回路からオン信号が与えられたときに流すハイ
ゲートドライブ順電流と広幅ゲート順電流を独立に出力
するようにし、ＧＴＯに不完全オン現象が発生したと
き、いつでもＧＴＯにハイゲートドライブ順電流を与え
るようにする。ハイゲートドライブ順電流を与える信号
は、ＧＴＯの電圧を検出する手段、または、ＧＴＯのア
ノードに流れるゲート電流を検出する手段、あるいは、
ＧＴＯの主回路電流を検出する手段からの各出力、ない
しは、各ＧＴＯに与えられるオン信号の論理によって形
成する。
成を示す図１において、オン信号が与えられている間、
ＧＴＯのゲートに流すゲート電流の大きさを外側のＧＴ
Ｏ Ｓ１，Ｓ４より内側のＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３の方を大
きくする。この場合、ＧＴＯのゲート駆動回路からオン
信号が与えられたときに流すハイゲートドライブ順電流
と広幅ゲート順電流のうち、広幅ゲート順電流の値を通
常の値（７Ａ程度）より例えば２０Ａ程度に大きくし、
ＧＴＯに大きな広幅ゲート順電流を与えてＧＴＯに不完
全オン現象が発生しないようにする。また、ＧＴＯのゲ
ート駆動回路からオン信号が与えられたときに流すハイ
ゲートドライブ順電流と広幅ゲート順電流を独立に出力
するようにし、ＧＴＯに不完全オン現象が発生したと
き、いつでもＧＴＯにハイゲートドライブ順電流を与え
るようにする。ハイゲートドライブ順電流を与える信号
は、ＧＴＯの電圧を検出する手段、または、ＧＴＯのア
ノードに流れるゲート電流を検出する手段、あるいは、
ＧＴＯの主回路電流を検出する手段からの各出力、ない
しは、各ＧＴＯに与えられるオン信号の論理によって形
成する。
【０００６】
【作用】ＧＴＯのゲート電流として、ＧＴＯがオンする
に十分な広幅ゲート順電流またはハイゲートドライブ順
電流を与えることにより、ＧＴＯに急に電流が流れ始め
てもＧＴＯ内部のオン領域の広がりが早く、ＧＴＯのア
ノード、カソード間に大きな電圧がかかることはない。
ひいては、ＧＴＯの破壊を防止する。
に十分な広幅ゲート順電流またはハイゲートドライブ順
電流を与えることにより、ＧＴＯに急に電流が流れ始め
てもＧＴＯ内部のオン領域の広がりが早く、ＧＴＯのア
ノード、カソード間に大きな電圧がかかることはない。
ひいては、ＧＴＯの破壊を防止する。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。本発明の
第１の実施例を図５を用いて説明する。図５において、
ＧＴＯのゲート駆動回路として従来と同じ回路（図４）
を用いる。ただ、従来のゲート駆動回路では、通常、広
幅ゲート順電流ＩＦＧ２として、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３に
例えば７Ａ程度の値を与えているのに対し、本実施例で
は、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２を２０Ａ程度と大きくし
たゲート駆動回路を用いる。このゲート駆動回路は図４
の抵抗Ｒ１を小さくして形成する。これによりＧＴＯ
Ｓ２，Ｓ３に大きな広幅ゲート順電流ＩＦＧ２を与え
る。一方、ＧＴＯ Ｓ１，Ｓ４については通常のゲート
駆動回路を用いる。図１２に、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３とＳ
１，Ｓ４に流すゲート電流波形の違いを示す。実線がＧ
ＴＯ Ｓ２，Ｓ３のゲート電流波形、点線がＧＴＯ Ｓ
１，Ｓ４のゲート電流波形である。本実施例は、図１２
のように、ＧＴＯにオン信号が与えられている間、ＧＴ
Ｏ Ｓ２，Ｓ３には常にハイゲートドライブ順電流に近
い値の電流を流すことになり、このため、ＧＴＯに急に
電流が流れ始めても、不完全オン現象が発生することな
く正常に動作する。この実施例では、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ
３のゲートに流す電流が増えた分、ゲート駆動回路に発
生する損失は増加するが、従来のゲート駆動回路と同じ
回路（図４）を使うことができるという特徴を持つ。
第１の実施例を図５を用いて説明する。図５において、
ＧＴＯのゲート駆動回路として従来と同じ回路（図４）
を用いる。ただ、従来のゲート駆動回路では、通常、広
幅ゲート順電流ＩＦＧ２として、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３に
例えば７Ａ程度の値を与えているのに対し、本実施例で
は、広幅ゲート順電流ＩＦＧ２を２０Ａ程度と大きくし
たゲート駆動回路を用いる。このゲート駆動回路は図４
の抵抗Ｒ１を小さくして形成する。これによりＧＴＯ
Ｓ２，Ｓ３に大きな広幅ゲート順電流ＩＦＧ２を与え
る。一方、ＧＴＯ Ｓ１，Ｓ４については通常のゲート
駆動回路を用いる。図１２に、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３とＳ
１，Ｓ４に流すゲート電流波形の違いを示す。実線がＧ
ＴＯ Ｓ２，Ｓ３のゲート電流波形、点線がＧＴＯ Ｓ
１，Ｓ４のゲート電流波形である。本実施例は、図１２
のように、ＧＴＯにオン信号が与えられている間、ＧＴ
Ｏ Ｓ２，Ｓ３には常にハイゲートドライブ順電流に近
い値の電流を流すことになり、このため、ＧＴＯに急に
電流が流れ始めても、不完全オン現象が発生することな
く正常に動作する。この実施例では、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ
３のゲートに流す電流が増えた分、ゲート駆動回路に発
生する損失は増加するが、従来のゲート駆動回路と同じ
回路（図４）を使うことができるという特徴を持つ。
【０００８】次に、本発明の第２の実施例を図１１に示
す。図１１は、ハイゲートドライブ順電流信号と広幅順
電流信号を独立に与えるゲート駆動回路である。図１１
において、Ｒ１，Ｒ２は図４のＲ１，Ｒ２と同じ働きを
する抵抗、Ｅ１Ｈはハイゲートドライブ順電流電源、Ｅ
１Ｗは広幅ゲート順電流電源、Ｅ２はオフ電源である。
本実施例では、直列多重インバータのＧＴＯ Ｓ２，Ｓ
３のゲート駆動回路として、このハイゲートドライブ順
電流信号と広幅順電流信号を独立に与えるゲート駆動回
路を用いる。このゲート駆動回路は、オン信号が与えら
れて、スイッチＳＷ１Ｗがオンすると広幅順電流信号を
与え、スイッチＳＷ１Ｈがオンするとハイゲートドライ
ブ順電流を与える。そこで、スイッチＳＷ１Ｈがオンし
ている間ならば、いつでもハイゲートドライブ順電流を
流すことができる。ＧＴＯ Ｓ１，Ｓ４については図４
の回路を用いる。この実施例では、ハイゲートドライブ
順電流を流す信号と広幅ゲート順電流を流す信号を分け
る必要があり、ゲート駆動回路は、図４の回路に比し、
複雑になるが、一方、大きなゲート電流を必要とすると
きにだけ流すことができるので、ゲート駆動回路に発生
する損失を低減できるという特徴を持つ。
す。図１１は、ハイゲートドライブ順電流信号と広幅順
電流信号を独立に与えるゲート駆動回路である。図１１
において、Ｒ１，Ｒ２は図４のＲ１，Ｒ２と同じ働きを
する抵抗、Ｅ１Ｈはハイゲートドライブ順電流電源、Ｅ
１Ｗは広幅ゲート順電流電源、Ｅ２はオフ電源である。
本実施例では、直列多重インバータのＧＴＯ Ｓ２，Ｓ
３のゲート駆動回路として、このハイゲートドライブ順
電流信号と広幅順電流信号を独立に与えるゲート駆動回
路を用いる。このゲート駆動回路は、オン信号が与えら
れて、スイッチＳＷ１Ｗがオンすると広幅順電流信号を
与え、スイッチＳＷ１Ｈがオンするとハイゲートドライ
ブ順電流を与える。そこで、スイッチＳＷ１Ｈがオンし
ている間ならば、いつでもハイゲートドライブ順電流を
流すことができる。ＧＴＯ Ｓ１，Ｓ４については図４
の回路を用いる。この実施例では、ハイゲートドライブ
順電流を流す信号と広幅ゲート順電流を流す信号を分け
る必要があり、ゲート駆動回路は、図４の回路に比し、
複雑になるが、一方、大きなゲート電流を必要とすると
きにだけ流すことができるので、ゲート駆動回路に発生
する損失を低減できるという特徴を持つ。
【０００９】ここで、大きなゲート電流を必要とすると
きにだけ流すハイゲートドライブ順電流信号の作り方と
しては、ＧＴＯが不完全オン現象により発生する電圧を
検知して信号を得る方法、ＧＴＯのアノードに流れるゲ
ート電流を検出して信号を得る方法、ＧＴＯに電流が流
れ始めることを検知して信号を得る方法、各ＧＴＯに与
えられるオン信号の論理から信号を得る方法などが考え
られる。以後、これらの実施例について説明する。本発
明の第３の実施例を図１３に示す。図１３は、図１１の
回路にＧＴＯの電圧を検出する回路とゲートに信号を与
える回路をつけ加えたゲート駆動回路である。広幅ゲー
ト順電流信号としては、従来と同様オン信号をそのまま
スイッチＳＷ１Ｗに与える。ハイゲートドライブ順電流
信号としては、電圧検出器３１よりＧＴＯのアノード、
ゲート間の電圧を検出し、電圧が発生したときに”１”
の信号を出力する。ＡＮＤ演算器３０はこの”１”の信
号とオン信号とのＡＮＤをとった信号をスイッチＳＷ１
Ｈに与える。これによってスイッチＳＷ１Ｈが閉じ、Ｇ
ＴＯがオフ状態にあるときにオン信号が与えられた場合
だけでなく、既にオン信号が与えられているときにＧＴ
Ｏに不完全オン現象が起き、電圧が発生した場合にも、
ＧＴＯにハイゲートドライブ順電流が流れる。ＧＴＯの
オフ時はオフ信号をスイッチＳＷ２に与える。この実施
例では、ＧＴＯに不完全オン現象が発生しても、これを
解消し、ＧＴＯの破壊を防止する。
きにだけ流すハイゲートドライブ順電流信号の作り方と
しては、ＧＴＯが不完全オン現象により発生する電圧を
検知して信号を得る方法、ＧＴＯのアノードに流れるゲ
ート電流を検出して信号を得る方法、ＧＴＯに電流が流
れ始めることを検知して信号を得る方法、各ＧＴＯに与
えられるオン信号の論理から信号を得る方法などが考え
られる。以後、これらの実施例について説明する。本発
明の第３の実施例を図１３に示す。図１３は、図１１の
回路にＧＴＯの電圧を検出する回路とゲートに信号を与
える回路をつけ加えたゲート駆動回路である。広幅ゲー
ト順電流信号としては、従来と同様オン信号をそのまま
スイッチＳＷ１Ｗに与える。ハイゲートドライブ順電流
信号としては、電圧検出器３１よりＧＴＯのアノード、
ゲート間の電圧を検出し、電圧が発生したときに”１”
の信号を出力する。ＡＮＤ演算器３０はこの”１”の信
号とオン信号とのＡＮＤをとった信号をスイッチＳＷ１
Ｈに与える。これによってスイッチＳＷ１Ｈが閉じ、Ｇ
ＴＯがオフ状態にあるときにオン信号が与えられた場合
だけでなく、既にオン信号が与えられているときにＧＴ
Ｏに不完全オン現象が起き、電圧が発生した場合にも、
ＧＴＯにハイゲートドライブ順電流が流れる。ＧＴＯの
オフ時はオフ信号をスイッチＳＷ２に与える。この実施
例では、ＧＴＯに不完全オン現象が発生しても、これを
解消し、ＧＴＯの破壊を防止する。
【００１０】本発明の第４の実施例を図１４に示す。図
１４は、ＧＴＯが不完全オン現象つまり電圧の発生を検
出するために、ＧＴＯのアノード、ゲート間に抵抗３
２、ダイオード３３からなる回路と電流検出器３４を設
けたゲート駆動回路である。この電流検出器３４が設け
られた回路には、ＧＴＯがオンしている間、ゲート電流
が流れるが、ＧＴＯに不完全オン現象が発生すると、Ｇ
ＴＯがオフし、アノード、ゲート間に電圧が生じ、ゲー
ト電流が流れなくなる。電流検出器３４によりゲート電
流が０になったことを検出して”１”の信号を出力す
る。ＡＮＤ演算器３０はこの”１”の信号とオン信号と
のＡＮＤをとることにより、スイッチＳＷ１Ｈを閉じ
る。これによりＧＴＯにハイゲートドライブ順電流を与
える。その他の動作は第３の実施例と同様である。
１４は、ＧＴＯが不完全オン現象つまり電圧の発生を検
出するために、ＧＴＯのアノード、ゲート間に抵抗３
２、ダイオード３３からなる回路と電流検出器３４を設
けたゲート駆動回路である。この電流検出器３４が設け
られた回路には、ＧＴＯがオンしている間、ゲート電流
が流れるが、ＧＴＯに不完全オン現象が発生すると、Ｇ
ＴＯがオフし、アノード、ゲート間に電圧が生じ、ゲー
ト電流が流れなくなる。電流検出器３４によりゲート電
流が０になったことを検出して”１”の信号を出力す
る。ＡＮＤ演算器３０はこの”１”の信号とオン信号と
のＡＮＤをとることにより、スイッチＳＷ１Ｈを閉じ
る。これによりＧＴＯにハイゲートドライブ順電流を与
える。その他の動作は第３の実施例と同様である。
【００１１】本発明の第５の実施例を図１５に示す。図
１５は、ＧＴＯのアノード電流を検出する電流検出器３
５を設けたゲート駆動回路である。ＧＴＯにオン信号が
与えられ、スイッチＳＷ１Ｗを介して広幅ゲート順電流
が付与されている状態のとき、ＧＴＯに不完全オン現象
が発生したとき、この電流検出器３５はＧＴＯのアノー
ド電流が流れ始めたことを検出して”１”の信号を出力
する。ＡＮＤ演算器３０はこの”１”の信号とオン信号
とのＡＮＤをとることにより、スイッチＳＷ１Ｈを閉じ
る。これによりＧＴＯにハイゲートドライブ順電流を与
える。その他の動作は第３の実施例と同様である。
１５は、ＧＴＯのアノード電流を検出する電流検出器３
５を設けたゲート駆動回路である。ＧＴＯにオン信号が
与えられ、スイッチＳＷ１Ｗを介して広幅ゲート順電流
が付与されている状態のとき、ＧＴＯに不完全オン現象
が発生したとき、この電流検出器３５はＧＴＯのアノー
ド電流が流れ始めたことを検出して”１”の信号を出力
する。ＡＮＤ演算器３０はこの”１”の信号とオン信号
とのＡＮＤをとることにより、スイッチＳＷ１Ｈを閉じ
る。これによりＧＴＯにハイゲートドライブ順電流を与
える。その他の動作は第３の実施例と同様である。
【００１２】本発明の第６の実施例を図１６に示す。Ｇ
ＴＯの不完全オン現象はＳ２，Ｓ３がともにオンとなっ
た瞬間に発生することから、図１６は、Ｓ２，Ｓ３にと
もにオン信号が与えられたときに、ハイゲートドライブ
順電流を流すゲート駆動回路である。図１６にはＧＴＯ
Ｓ２，Ｓ３の二つのゲート駆動回路を示す。ハイゲー
トドライブ順電流を流すスイッチＳＷ１Ｈに与えるハイ
ゲートドライブ順電流信号について、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ
３にともにオン信号が与えられた瞬間には、ＡＮＤ演算
器４１およびＡＮＤ演算器４５により検出し、ワンショ
ット４３およびワンショット４６によりＧＴＯ Ｓ２，
Ｓ３がオンするまでの間ハイゲートドライブ順電流信号
がＯＲ演算器４４およびＯＲ演算器４８を通って与えら
れる。また、図１６では、ＧＴＯ Ｓ２のゲート駆動回
路について、ＧＴＯ Ｓ２オン信号のみを与えた瞬間に
は、ワンショット４２によりＧＴＯ Ｓ２がオンするま
での間ハイゲートドライブ順電流信号をＯＲ演算器４４
を介して与えることができる。ＧＴＯ Ｓ３についても
同様である（４７〜４８）。この実施例では、ハイゲー
トドライブ順電流信号を作るのに、ＧＴＯの不完全オン
現象が起きないときにもハイゲートドライブ順電流信号
が与えられてしまうことがあるが、主回路にかかわる電
圧または電流検出器を用いないので、低圧の論理回路に
より実現でき、第３〜第５の実施例に比べ、容易に実現
できるという特徴を持つ。
ＴＯの不完全オン現象はＳ２，Ｓ３がともにオンとなっ
た瞬間に発生することから、図１６は、Ｓ２，Ｓ３にと
もにオン信号が与えられたときに、ハイゲートドライブ
順電流を流すゲート駆動回路である。図１６にはＧＴＯ
Ｓ２，Ｓ３の二つのゲート駆動回路を示す。ハイゲー
トドライブ順電流を流すスイッチＳＷ１Ｈに与えるハイ
ゲートドライブ順電流信号について、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ
３にともにオン信号が与えられた瞬間には、ＡＮＤ演算
器４１およびＡＮＤ演算器４５により検出し、ワンショ
ット４３およびワンショット４６によりＧＴＯ Ｓ２，
Ｓ３がオンするまでの間ハイゲートドライブ順電流信号
がＯＲ演算器４４およびＯＲ演算器４８を通って与えら
れる。また、図１６では、ＧＴＯ Ｓ２のゲート駆動回
路について、ＧＴＯ Ｓ２オン信号のみを与えた瞬間に
は、ワンショット４２によりＧＴＯ Ｓ２がオンするま
での間ハイゲートドライブ順電流信号をＯＲ演算器４４
を介して与えることができる。ＧＴＯ Ｓ３についても
同様である（４７〜４８）。この実施例では、ハイゲー
トドライブ順電流信号を作るのに、ＧＴＯの不完全オン
現象が起きないときにもハイゲートドライブ順電流信号
が与えられてしまうことがあるが、主回路にかかわる電
圧または電流検出器を用いないので、低圧の論理回路に
より実現でき、第３〜第５の実施例に比べ、容易に実現
できるという特徴を持つ。
【００１３】これまでは、ＧＴＯを４個直列接続した直
列多重インバータの例について説明してきたが、ＧＴＯ
を６個以上直列に接続した直列多重インバータでもＧＴ
Ｏの不完全オン現象は発生する。図１７は、ＧＴＯを６
個直列接続した直列多重インバータの主回路の１相分を
示したものである。図１７の回路の動作については、特
開平２−１３１３７０に詳しく述べられているので、こ
こでは省略するが、図５の場合と同様、ＧＴＯの不完全
オン現象が発生するのは、図１７においてＳ１，Ｓ２，
Ｓ３がオン状態にあり、負荷電流がフライホイルダイオ
ードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を流れている場合に、Ｓ１をオフ
してＳ４をオンしたとき、および、Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が
オン状態にあり、負荷電流がフライホイルダイオードＤ
４，Ｄ５，Ｄ６を流れている場合に、Ｓ６をオフしてＳ
３をオンした場合である。このとき前者の場合にはＳ
２，Ｓ３に、後者の場合にはＳ４，Ｓ５に不完全オン現
象が発生する。したがって、Ｓ２〜Ｓ５のゲート電流の
値をＳ１，Ｓ６のゲート電流の値より大きくしてやれば
よい。また、ＧＴＯを８個以上直列接続した場合も、同
様に最も外側の２つのＧＴＯ以外のＧＴＯのゲート電流
の値を大きくしてやればよい。
列多重インバータの例について説明してきたが、ＧＴＯ
を６個以上直列に接続した直列多重インバータでもＧＴ
Ｏの不完全オン現象は発生する。図１７は、ＧＴＯを６
個直列接続した直列多重インバータの主回路の１相分を
示したものである。図１７の回路の動作については、特
開平２−１３１３７０に詳しく述べられているので、こ
こでは省略するが、図５の場合と同様、ＧＴＯの不完全
オン現象が発生するのは、図１７においてＳ１，Ｓ２，
Ｓ３がオン状態にあり、負荷電流がフライホイルダイオ
ードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を流れている場合に、Ｓ１をオフ
してＳ４をオンしたとき、および、Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が
オン状態にあり、負荷電流がフライホイルダイオードＤ
４，Ｄ５，Ｄ６を流れている場合に、Ｓ６をオフしてＳ
３をオンした場合である。このとき前者の場合にはＳ
２，Ｓ３に、後者の場合にはＳ４，Ｓ５に不完全オン現
象が発生する。したがって、Ｓ２〜Ｓ５のゲート電流の
値をＳ１，Ｓ６のゲート電流の値より大きくしてやれば
よい。また、ＧＴＯを８個以上直列接続した場合も、同
様に最も外側の２つのＧＴＯ以外のＧＴＯのゲート電流
の値を大きくしてやればよい。
【００１４】次に、本発明の第７の実施例を図１８に示
す。図１８は、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３につけるスナバ回路
２０ａ、２０ｂのスナバコンデンサ２５ａ、２５ｂの容
量を通常の値より大きくする。いま、ＧＴＯ Ｓ２おる
いはＳ３に不完全オン現象が発生したとき、電流がスナ
バ回路２０ａのスナバコンデンサ２５ａあるいはスナバ
回路２０ｂのスナバコンデンサ２５ｂにバイパスされ、
ＧＴＯに発生する電圧を抑制する。このとき、スナバコ
ンデンサ２５ａおよび２５ｂの容量は、ＧＴＯに発生す
る電圧によってＧＴＯが破壊されない範囲内の電圧に抑
える大きさに設定する。このように、スナバコンデンサ
の容量をＧＴＯに発生する電圧が充分小さくなる程度に
大きくすることにより、ゲート信号やゲート駆動回路を
従来のものと何ら変えることなく、不完全オン現象によ
るＧＴＯの破壊を防ぐことができる。以上の実施例は、
ＧＴＯを用いた例を示したが、ＧＴＯの代わりにトラン
ジスタなど他のスイッチング素子を用いた場合でもゲー
ト電流（トランジスタの場合はベース電流）を増やすこ
とにより同様の効果が得られる。また、ＭＯＳＦＥＴや
ＩＧＢＴなど電圧駆動型の素子の場合にもゲート電圧を
大きくしてやることによって同様の効果が得られる。
す。図１８は、ＧＴＯ Ｓ２，Ｓ３につけるスナバ回路
２０ａ、２０ｂのスナバコンデンサ２５ａ、２５ｂの容
量を通常の値より大きくする。いま、ＧＴＯ Ｓ２おる
いはＳ３に不完全オン現象が発生したとき、電流がスナ
バ回路２０ａのスナバコンデンサ２５ａあるいはスナバ
回路２０ｂのスナバコンデンサ２５ｂにバイパスされ、
ＧＴＯに発生する電圧を抑制する。このとき、スナバコ
ンデンサ２５ａおよび２５ｂの容量は、ＧＴＯに発生す
る電圧によってＧＴＯが破壊されない範囲内の電圧に抑
える大きさに設定する。このように、スナバコンデンサ
の容量をＧＴＯに発生する電圧が充分小さくなる程度に
大きくすることにより、ゲート信号やゲート駆動回路を
従来のものと何ら変えることなく、不完全オン現象によ
るＧＴＯの破壊を防ぐことができる。以上の実施例は、
ＧＴＯを用いた例を示したが、ＧＴＯの代わりにトラン
ジスタなど他のスイッチング素子を用いた場合でもゲー
ト電流（トランジスタの場合はベース電流）を増やすこ
とにより同様の効果が得られる。また、ＭＯＳＦＥＴや
ＩＧＢＴなど電圧駆動型の素子の場合にもゲート電圧を
大きくしてやることによって同様の効果が得られる。
【００１５】
【発明の効果】以上のように本発明によると、直列多重
インバータにおいて、オン信号が与えられているが、電
流が流れていないＧＴＯに急に電流が流れ始めても、Ｇ
ＴＯの不完全オン現象が発生することがなく、正常に動
作させることができる。また、ＧＴＯの不完全オン現象
が発生しないことから、ＧＴＯの破壊を防止することが
できる。
インバータにおいて、オン信号が与えられているが、電
流が流れていないＧＴＯに急に電流が流れ始めても、Ｇ
ＴＯの不完全オン現象が発生することがなく、正常に動
作させることができる。また、ＧＴＯの不完全オン現象
が発生しないことから、ＧＴＯの破壊を防止することが
できる。
【図１】直列多重インバータの主回路を示す構成図
【図２】直列多重インバータのスイッチング素子のオン
状態に対応する出力電圧を表す図
状態に対応する出力電圧を表す図
【図３】ＧＴＯのゲート電流波形
【図４】従来のゲート駆動回路
【図５】直列多重インバータの主回路の１相分を示す構
成図
成図
【図６】各ＧＴＯのスイッチング状態とスイッチング状
態の変化を示す図
態の変化を示す図
【図７】電流の流れを示す図（モード１）
【図８】不完全オン現象が起きたときにＧＴＯに発生す
る電圧電流波形
る電圧電流波形
【図９】電流の流れを示す図（モード２）
【図１０】不完全オン現象によりＧＴＯに発生する電圧
とゲート電流の関係を示す図
とゲート電流の関係を示す図
【図１１】ハイゲートドライブ順電流と広幅ゲート順電
流を独立に流すことができるゲート駆動回路の一実施例
流を独立に流すことができるゲート駆動回路の一実施例
【図１２】各ＧＴＯにオン信号が与えられたときのゲー
ト電流波形
ト電流波形
【図１３】ゲート駆動回路の一実施例
【図１４】ゲート駆動回路の一実施例
【図１５】ゲート駆動回路の一実施例
【図１６】ゲート駆動回路の一実施例
【図１７】ＧＴＯを６個直列接続した直列多重インバー
タの主回路の１相分を示す構成図
タの主回路の１相分を示す構成図
【図１８】本発明の一実施例
１１ 直流電源 １２〜１４ 平滑コンデンサ Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ，Ｓ１〜Ｓ６ ＧＴＯサイリスタ Ｄ１Ｕ〜Ｄ４Ｗ，Ｄ１〜Ｄ６ フライホイルダイオード ＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗ，ＣＤ１〜ＣＤ４ クランプダイオ
ード Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｃ コンデンサ Ｅ１ オン電源 Ｅ２ オフ電源 Ｅ１Ｈ ハイゲートドライブ順電流電源 Ｅ１Ｗ 広幅ゲート順電流電源 ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ１Ｈ，ＳＷ１Ｗ スイッチ ２０，２０ａ，２０ｂ スナバ回路 ２５ａ，２５ｂ スナバコンデンサ ３０，４１，４５ ＡＮＤ演算器 ４２，４３，４６，４７ ワンショット ４４，４８ ＯＲ演算器
ード Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｃ コンデンサ Ｅ１ オン電源 Ｅ２ オフ電源 Ｅ１Ｈ ハイゲートドライブ順電流電源 Ｅ１Ｗ 広幅ゲート順電流電源 ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ１Ｈ，ＳＷ１Ｗ スイッチ ２０，２０ａ，２０ｂ スナバ回路 ２５ａ，２５ｂ スナバコンデンサ ３０，４１，４５ ＡＮＤ演算器 ４２，４３，４６，４７ ワンショット ４４，４８ ＯＲ演算器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−159570（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−180535（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02M 1/00 - 1/30
Claims (8)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子を有し、直流を
高電位、中間電位及び低電位の３レベルからなる交流電
圧に変換する直列多重インバータにおいて、中間電位の
出力に関与するスイッチング素子に不完全オン現象が発
生したとき、前記スイッチング素子にハイゲートドライ
ブ順電流を与えることを特徴とする直列多重インバータ
のゲート駆動回路。 - 【請求項２】 複数のスイッチング素子を有し、直流を
高電位、中間電位及び低電位の３レベルからなる交流電
圧に変換する直列多重インバータにおいて、中間電位を
出力する期間中、中間電位の出力に関与するスイッチン
グ素子にハイゲートドライブ順電流を与えることを特徴
とする直列多重インバータのゲート駆動回路。 - 【請求項３】 中性点出力端子を備えた直流回路の両端
子に直列接続した第１〜第４の４つのスイッチング素子
からなり、前記直流回路の中性点出力端子に前記第１と
第２のスイッチング素子の相互接続点および前記第３と
第４のスイッチング素子の相互接続点をそれぞれダイオ
ードを介して接続し、かつ、前記第１と第３のスイッチ
ング素子および前記第２と第４のスイッチング素子を互
いに共役な関係によりオン、オフ制御する直列多重イン
バータにおいて、前記第２、第３のスイッチング素子に
与えるゲート電流の値を前記第１、第４のスイツチング
素子に与えるゲート電流の値より大きくすることを特徴
とする直列多重インバータのゲート駆動回路。 - 【請求項４】 中性点出力端子を備えた直流回路の両端
子に直列接続した第１〜第４の４つのスイッチング素子
からなり、前記直流回路の中性点出力端子に前記第１と
第２のスイッチング素子の相互接続点および前記第３と
第４のスイツチング素子の相互接続点をそれぞれダイオ
ードを介して接続し、かつ、前記第１と第３のスイッチ
ング素子および前記第２と第４のスイッチング素子を互
いに共役な関係によりオン、オフ制御する直列多重イン
バータにおいて、前記第２、第３のスイッチング素子に
不完全オン現象が発生したとき、前記第２、第３のスイ
ッチング素子にハイゲートドライブ順電流を与えること
を特徴とする直列多重インバータのゲート駆動回路。 - 【請求項５】 中性点出力端子を備えた直流回路の両端
子に直列接続した第１〜第４の４つのスイッチング素子
からなり、前記直流回路の中性点出力端子に前記第１と
第２のスイッチング素子の相互接続点および前記第３と
第４のスイッチング素子の相互接続点をそれぞれダイオ
ードを介して接続し、かつ、前記第１と第３のスイッチ
ング素子および前記第２と第４のスイッチング素子を互
いに共役な関係によりオン、オフ制御する直列多重イン
バータにおいて、前記第１〜第４のスイッチング素子に
それぞれフライホイルダイオードを接続し、負荷電流の
フライホイルモード時に、第１のスイッチング素子がオ
フし、第３のスイッチング素子がオンした直後に、第２
のスイッチング素子にハイゲートドライブ順電流を与え
ることを特徴とする直列多重インバータのゲート駆動回
路。 - 【請求項６】 中性点出力端子を備えた直流回路の両端
子に直列接続した第１〜第４の４つのスイッチング素子
からなり、前記直流回路の中性点出力端子に前記第１と
第２のスイッチング素子の相互接続点および前記第３と
第４のスイッチング素子の相互接続点をそれぞれダイオ
ードを介して接続し、かつ、前記第１と第３のスイッチ
ング素子および前記第２と第４のスイッチング素子を互
いに共役な関係によりオン、オフ制御する直列多重イン
バータにおいて、前記第１〜第４のスイッチング素子に
それぞれフライホイルダイオードを接続し、負荷電流の
フライホイルモード時に、第１のスイッチング素子がオ
フし、第３のスイッチング素子がオンするとき、第２、
第３のスイッチング素子にハイゲートドライブ順電流を
与えることを特徴とする直列多重インバータのゲート駆
動回路。 - 【請求項７】 中性点出力端子を備えた直流回路の両端
子に直列接続した第１〜第４の４つのスイッチング素子
からなり、前記直流回路の中性点出力端子に前記第１と
第２のスイッチング素子の相互接続点および前記第３と
第４のスイッチング素子の相互接続点をそれぞれダイオ
ードを介して接続し、かつ、前記第１と第３のスイッチ
ング素子および前記第２と第４のスイッチング素子を互
いに共役な関係によりオン、オフ制御する直列多重イン
バータにおいて、前記第１〜第４のスイッチング素子に
それぞれフライホイルダイオードを接続し、負荷電流の
フライホイルモード時に、第４のスイツチング素子がオ
フし、第２のスイッチング素子がオンした直後に、第３
のスイツチング素子にハイゲートドライブ順電流を与え
ることを特徴とする直列多重インバータのゲート駆動回
路。 - 【請求項８】 最も正側を第１番目とする、直列に接続
されたｎ個の直流電源と、ｎ＋１個の出力端子を備えた
直流回路と、最も正側を第１番目とする、２ｎ個直列接
続されたスイッチング素子の１番目のスイッチング素子
を接続した前記第１の直流電源正側端子と、２ｎ番目の
スイッチング素子を接続した前記ｎ番目の直流電源の負
側端子と、前記第ｎ番目と第ｎ＋１番目のスイッチング
素子の相互接続点を接続したインバータ出力端子と、ｉ
が１からｎ−１に対して、第ｉ番目と第ｉ＋１番目のス
イッチング素子の相互接続点および第ｎ＋ｉ番目と第ｎ
＋ｉ＋１番目のスイッチング素子の相互接続点をそれぞ
れダイオードを介して接続した前記直流回路のｉ＋１番
目の出力端子からなり、ｉが１からｎに対して、前記第
ｉ番目と第ｎ＋ｉ番目のスイッチング素子を互いに共役
な関係によりオン、オフ制御する直列多重インバータに
おいて、前記２ｎ個のスイッチング素子のうち、第２番
目から、第２ｎ−１番目のスイッチング素子に与えるゲ
ート電流の値を第１番目、第２ｎ番目のスイッチング素
子に与えるゲート電流の値より大きくすることを特徴と
する直列多重インバータのゲート駆動回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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